一种恒流控制电路、恒流控制系统和恒流控制方法

摘要

本发明公开了恒流控制电路，包括参考电压运算电路、运算放大器和控制电路；所述参考电压运算电路用于将所述参考电压作运算处理后输入至所述运算放大器的第一输入端；所述晶体管的第三端与所述运算放大器的第二输入端耦接构成反馈回路；所述运算放大器输出端耦接所述控制电路输入端；所述控制电路输出端用于根据所述运算放大器的输出结果控制所述晶体管的导通与关断。还公开一种恒流控制系统，所述拓扑结构电路的电路结构特性控制所述电感电流在充电过程和放电过程产生不同电流回路，不同电流回路的所述电感电流用于产生不同的所述输出电流。本发明还公开一种恒流控制方法。本发明能够实现对输出电流高精度的恒流控制。

权利要求

1.一种恒流控制电路，与晶体管耦接，其特征在于，包括参考电压运算电路、运算放大器和控制电路；

所述参考电压运算电路一端耦接参考电压，另一端耦接所述运算放大器，所述参考电压运算电路的运算处理方式为将所述参考电压乘以系数后输出，所述系数由所述晶体管导通的第一时间、被所述晶体管控制的后方电路消磁的第二时间、所述晶体管的开关周期而计算获得；所述参考电压运算电路用于将所述参考电压作运算处理后输入至所述运算放大器的正向输入端；

所述晶体管的第三端与所述运算放大器的反向输入端耦接构成负反馈回路；

所述运算放大器输出端耦接所述控制电路输入端；所述控制电路输出端耦接所述晶体管的第一端，并用于根据所述运算放大器的输出结果控制所述晶体管的导通与关断。

2.根据权利要求1所述的恒流控制电路，其特征在于：所述运算放大器的运算处理方式为计算所述运算放大器两个输入端的误差并放大输出。

3.一种恒流控制系统，包括权利要求2所述的恒流控制电路，其特征在于：以及包括所述晶体管和拓扑结构电路；

所述晶体管第二端耦接所述拓扑结构电路，所述拓扑结构电路用于提供输出电流；所述晶体管的第三端耦接采样电阻，所述采样电阻两端的采样电压表征流经所述晶体管的电流并被反馈至所述恒流控制电路；

所述恒流控制电路通过控制所述晶体管的导通与关断来控制所述输出电流。

4.根据权利要求3所述的恒流控制电路，其特征在于：所述参考电压运算电路包括第一时间计算模块，用于计算所述晶体管导通的所述第一时间；

第二时间计算模块，用于计算所述拓扑结构电路消磁的所述第二时间；

乘法器，用于根据所述第一时间和所述第二时间来计算获得所述系数。

5.根据权利要求4所述的恒流控制系统，其特征在于：所述拓扑结构电路包括续流二极管与电感；所述拓扑结构电路的输入端耦接输入电压，所述拓扑结构电路的输出端耦接负载电路；

当所述控制电路控制所述晶体管导通时，所述输入电压给所述电感或充电；

当所述控制电路控制所述晶体管关断时，所述输入电压停止给所述电感充电，所述电感放电；

不同电路结构的所述拓扑结构电路控制所述电感产生不同的电感电流，所述拓扑结构电路的电路结构特性控制所述电感电流在充电过程和放电过程产生不同电流回路，不同电流回路的所述电感电流用于产生不同的所述输出电流。

6.根据权利要求5所述的恒流控制系统，其特征在于：所述恒流控制电路为降压型恒流控制电路；

所述电感与所述负载电路串接，所述续流二极管耦接于由所述电感和所述负载电路串接构成的串接电路的两端；所述续流二极管正极还耦接所述晶体管的第二端；所述续流二极管负极接入所述输入电压；

所述系数为第一系数，所述第一系数为将所述第一时间除以所述第一时间与所述第二时间二者之和所计算获得的比值。

7.根据权利要求5所述的恒流控制系统，其特征在于：所述恒流控制电路为升压型恒流控制电路；

所述电感的一端耦接所述续流二极管正极，所述电感的另一端接入所述输入电压；所述晶体管第二端耦接接入所述电感与所述续流二极管正极之间的连接线路；所述续流二极管负极耦接所述负载电路的一端，所述负载电路的另一端接地；

所述系数为第二系数，所述第二系数为将所述第一时间除以所述第二时间所计算获得的比值。

8.根据权利要求5所述的恒流控制系统，其特征在于：所述恒流控制电路为升降压型恒流控制电路；

所述电感的一端耦接所述晶体管第二端，所述电感的另一端接入所述输入电压；所述晶体管的第二端还耦接所述续流二极管正极，所述续流二极管负极耦接所述负载电路的一端，所述负载电路的另一端耦接所述电感接入所述输入电压的一端；

所述系数为第三系数，所述第三系数为将所述第一时间除以所述第二时间所计算获得的比值。

9.根据权利要求5所述的恒流控制系统，其特征在于：所述恒流控制电路为反激型恒流控制电路；

所述拓扑结构电路包括续流二极管与变压器，所述电感为所述变压器的原边电感；

所述原边电感的一端耦接所述晶体管第二端，所述原边电感的另一端耦接输入电压；

所述变压器的副边电感的一端耦接所述续流二极管正极，所述副边电感的另一端接地；

所述续流二极管负极耦接所述负载电路的一端，所述负载电路的另一端耦接所述副边电感的另一端并一起接地；

所述系数为第四系数，所述第四系数为将所述第一时间除以所述第二时间所计算获得的比值。

10.一种恒流控制方法，应用于权利要求3‑9任一所述的恒流控制系统，其特征在于，包括：输入电压输入拓扑结构电路；

拓扑结构电路产生输出电流和采样电流，所述采样电流产生采样电压；

将采样电压负反馈给运算放大器，并将参考电压乘以系数后输出给所述运算放大器；

所述运算放大器将所述参考电压乘以系数后的值同所述采样电压进行误差计算，并输出输出信号；

所述控制电路接受所述输出信号，并根据所述输出信号控制所述晶体管的导通和关断；

在负反馈环路稳态时，计算获得所述拓扑结构电路的输出电流的平均值正比于所述参考电压。

11.根据权利要求10所述的恒流控制方法，其特征在于，所述拓扑结构电路包括电感，在所述拓扑结构电路产生输出电流和采样电流，所述采样电流产生采样电压的步骤中，还包括：当所述晶体管导通时，所述采样电流存在并产生所述采样电压，所述输出电流为所述电感充电产生的电感电流，所述电感充电产生的电感充电时间为第一时间；

当所述晶体管关断时，所述采样电流与所述采样电压为零，所述输出电流为所述电感续流产生的电感电流，所述电感续流产生的电感充电时间为第二时间。

12.根据权利要求10所述的恒流控制方法，其特征在于，所述拓扑结构电路包括变压器，在所述拓扑结构电路产生输出电流和采样电流，所述采样电流产生采样电压的步骤中，还包括；

当所述晶体管导通时，所述变压器的原边绕组和副边绕组均充电，所述原边绕组充电产生的原边电感电流产生所述采样电流，所述副边绕组所在电流回路不导通，所述输出电流为零；所述原边绕组和所述副边绕组充电产生的电感充电时间为第一时间；

当所述晶体管关断时，所述采样电流与所述采样电压为零，所述原边绕组和所述副边绕组均放电，所述副边绕组放电产生的副边电感电流产生所述输出电流，所述副边绕组续流产生的电感充电时间为第二时间。

说明书

一种恒流控制电路、恒流控制系统和恒流控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电子信息领域，尤其涉及一种恒流控制电路、恒流控制系统和恒流控制方法。

背景技术

[0002] LED照明灯具因其能耗低，发光效率高，使用寿命长等优点，目前已经广泛应用于各种照明场合。LED通常要求高精度的恒流电源驱动。图1是一种传统的LED恒流驱动原理图，采用low‑side架构，其降压型LED恒流驱动方法为通过采样电感电流IL的峰值（即电感电流峰值ILpk）来进行恒流积分运算。电感电流峰值ILpk不能实时反应电感在充电时间内的电感电流平均值ILavg，特别是在低压输入下，因电感两端的电压较低而会使得电感在充电时（充电的开启时间ton的期间）的电流呈现出非线性特性，因此，采用电感电流峰值ILpk计算出的电感电流平均值ILavg要比电感实际电流小，使得系统输出恒流值变大，影响LED照明装置的寿命。

[0003] 图2是一个典型的降压型LED恒流控制系统，图3是降压型LED恒流驱动系统中电感电流IL时序关系图。如图2所示，将电感和LED负载串联，图3中电感电流平均值ILavg等于输出电流平均值Ioutavg。电感电流平均值ILavg为ILavg=Ioutavg=0.5*ILpk*(ton+tdem)/T，周期T是指从电感当前开始充电至下一次开始充电的间隔时长。一种现有架构的降压型LED恒流驱动算法就是利用这个原理来实现系统恒流输出功能的，具体如图4所示。

[0004] 图4是一种现有架构降压型LED恒流驱动算法，在开启时间ton的期间内，峰值采样/保持电路对采样电阻Rcs进行电压采样，并在采样了采样电阻Rcs的采样电压Vcs后输出峰值采样信号Vcspk，对峰值采样信号Vcspk进行Vcspk*(ton+tdem)/T运算后输入到误差放大器EA的反向输入端，误差放大器EA的正向输入端输入参考电压Vref，误差放大器EA的误差输出信号COMP设定开关管Q1的开启时间ton，整个环路为负反馈环路。在负反馈环路作用下，误差放大器EA的正向输入端等于误差放大器EA的反向输入端，即Vcspk*(ton+tdem)/T=Vref。在降压型恒流驱动系统中，系统恒流输出电流的输出电流平均值Ioutavg等于电感电流平均值ILavg，电感电流峰值ILpk等于：ILpk=Vcspk/Rcs，电感电流平均值ILavg等于：ILavg=0.5*ILpk*(ton+tdem)/T，因此，这种降压型恒流系统的输出电流平均值Ioutavg等于：Ioutavg=ILavg=0.5*Vref/Rcs，故输出电流平均值Ioutavg由参考电压Vref和采样电阻Rcs的比值（即Vref/Rcs）决定，与系统其它参数无关，从而实现恒流输出功能。

[0005] 综上，现有的降压型LED恒流驱动算法虽然能够实现恒流，但它需要对电感电流IL进行采样保持，在实际系统中，系统控制延时不可避免，导致实际采样到的电感电流IL和实际电感电流IL之间存在误差，如图5所示的电感电流IL采样误差示意图，该误差会影响恒流控制精度。同时，因为是对电感电流峰值ILpk进行的采样，电感电流峰值ILpk无法直接表征电感电流IL在连续模式下的系统的输出电流平均值Ioutavg，传统恒流控制系统在电感电流IL处于连续状态时无法实现高精度恒流控制。

发明内容

[0006] 本发明针对现有技术中的不足，提供一种恒流控制电路、恒流控制系统和恒流控制方法。

[0007] 为了解决上述技术问题，本发明通过下述技术方案得以解决：

[0008] 本发明公开一种恒流控制电路，与晶体管耦接，包括参考电压运算电路、运算放大器和控制电路；所述参考电压运算电路一端耦接参考电压，另一端耦接所述运算放大器，所述参考电压运算电路用于将所述参考电压作运算处理后输入至所述运算放大器的第一输入端；所述晶体管的第三端与所述运算放大器的第二输入端耦接构成反馈回路；所述运算放大器输出端耦接所述控制电路输入端；所述控制电路输出端耦接所述晶体管的第一端，并用于根据所述运算放大器的输出结果控制所述晶体管的导通与关断。

[0009] 可选的，所述参考电压运算电路的运算处理方式为将所述参考电压乘以系数后输出；所述运算放大器的运算处理方式为计算所述运算放大器两个输入端的误差并放大输出。

[0010] 可选的，所述第一输入端为正向输入端，所述第二输入端为反向输出端，所述晶体管的第三端与所述运算放大器耦接构成负反馈回路。

[0011] 本发明还公开一种恒流控制系统，包括上面所述的恒流控制电路，以及包括所述晶体管和拓扑结构电路；所述晶体管第二端耦接所述拓扑结构电路，所述拓扑结构电路用于提供输出电流；所述晶体管的第三端耦接采样电阻，所述采样电阻两端的采样电压表征流经所述晶体管的电流并被反馈至所述恒流控制电路；所述恒流控制电路通过控制所述晶体管的导通与关断来控制所述输出电流。

[0012] 可选的，所述参考电压运算电路包括

[0013] 第一时间计算模块，用于计算所述晶体管导通的第一时间；

[0014] 第二时间计算模块，用于计算所述拓扑结构电路消磁的第二时间；

[0015] 乘法器，用于根据所述第一时间和所述第二时间来计算获得所述系数。

[0016] 可选的，所述拓扑结构电路包括续流二极管与电感；所述拓扑结构电路的输入端耦接输入电压，所述拓扑结构电路的输出端耦接负载电路；当所述控制电路控制所述晶体管导通时，所述输入电压给所述电感或充电；当所述控制电路控制所述晶体管关断时，所述输入电压停止给所述电感充电，所述电感放电；不同电路结构的所述拓扑结构电路控制所述电感产生不同的电感电流，所述拓扑结构电路的电路结构特性控制所述电感电流在充电过程和放电过程产生不同电流回路，不同电流回路的所述电感电流用于产生不同的所述输出电流。

[0017] 可选的，所述恒流控制电路为降压型恒流控制电路；所述电感与所述负载电路串接，所述续流二极管耦接于由所述电感和所述负载电路串接构成的串接电路的两端；所述续流二极管正极还耦接所述晶体管的第二端；所述续流二极管负极接入所述输入电压；所述系数为第一系数，所述第一系数为将所述第一时间除以所述第一时间与所述第二时间二者之和所计算获得的比值。

[0018] 可选的，所述恒流控制电路为升压型恒流控制电路； 所述电感的一端耦接所述续流二极管正极，所述电感的另一端接入所述输入电压；所述晶体管第二端耦接接入所述电感与所述续流二极管正极之间的连接线路；所述续流二极管负极耦接所述负载电路的一端，所述负载电路的另一端接地；所述系数为第二系数，所述第二系数为将所述第一时间除以所述第二时间所计算获得的比值。

[0019] 可选的，所述恒流控制电路为升降压型恒流控制电路；所述电感的一端耦接所述晶体管第二端，所述电感的另一端接入所述输入电压；所述晶体管的第二端还耦接所述续流二极管正极，所述续流二极管负极耦接所述负载电路的一端，所述负载电路的另一端耦接所述电感接入所述输入电压的一端。所述系数为第三系数，所述第三系数为将所述第一时间除以所述第二时间所计算获得的比值。

[0020] 可选的，所述恒流控制电路为反激型恒流控制电路；所述拓扑结构电路包括续流二极管与变压器，所述电感为所述变压器的原边电感；所述原边电感的一端耦接所述晶体管第二端，所述原边电感的另一端耦接输入电压；所述变压器的副边电感的一端耦接所述续流二极管正极，所述副边电感的另一端接地；所述续流二极管负极耦接所述负载电路的一端，所述负载电路的另一端耦接所述副边电感的另一端并一起接地。所述系数为第四系数，所述第四系数为将所述第一时间除以所述第二时间所计算获得的比值。

[0021] 本发明还公开一种恒流控制方法，应用于上面任一所述的恒流控制系统，包括：

[0022] 输入电压输入拓扑结构电路；

[0023] 拓扑结构电路产生输出电流和采样电流，所述采样电流产生采样电压；

[0024] 将采样电压负反馈给运算放大器，并将参考电压乘以系数后输出给所述运算放大器；

[0025] 所述运算放大器将所述参考电压乘以系数后的值同所述采样电压进行误差计算，并输出输出信号；

[0026] 所述控制电路接受所述输出信号，并根据所述输出信号控制所述晶体管的导通和关断；

[0027] 计算获得所述拓扑结构电路的输出电流的平均值正比于所述参考电压。

[0028] 可选的，所述拓扑结构电路包括电感，在所述拓扑结构电路产生输出电流和采样电流，所述采样电流产生采样电压的步骤中，还包括：

[0029] 当所述晶体管导通时，所述采样电流存在并产生所述采样电压，所述输出电流为所述电感充电产生的电感电流，所述电感充电产生的电感充电时间为第一时间；

[0030] 当所述晶体管关断时，所述采样电流与所述采样电压为零，所述输出电流为所述电感续流产生的电感电流，所述电感续流产生的电感充电时间为第二时间。

[0031] 可选的，所述拓扑结构电路包括变压器，在所述拓扑结构电路产生输出电流和采样电流，所述采样电流产生采样电压的步骤中，还包括；

[0032] 当所述晶体管导通时，所述变压器的原边绕组和副边绕组均充电，所述原边绕组充电产生的原边电感电流产生所述采样电流，所述副边绕组所在电流回路不导通，所述输出电流为零；所述原边绕组和所述副边绕组充电产生的电感充电时间为第一时间；

[0033] 当所述晶体管关断时，所述采样电流与所述采样电压为零，所述原边绕组和所述副边绕组均放电，所述副边绕组放电产生的副边电感电流产生所述输出电流，所述副边绕组续流产生的电感充电时间为第二时间。

[0034] 本发明将电感电流的采样信号直接反馈到恒流控制电路中，无需对电感电流进行采样保持操作，避免了采样保持所带来的系统延时问题，可同时适用电感电流临界模式，电感电流断续模式以及电感电流连续模式。

[0035] 本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

[0036] 此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

[0037] 图1 示出了根据现有技术的一种恒流驱动原理图；

[0038] 图2 示出了根据现有技术的一种降压型恒流驱动系统；

[0039] 图3 示出了根据现有技术的一种降压型LED恒流驱动系统电感电流IL时序关系图；

[0040] 图4 示出了一种现有架构的降压型LED恒流驱动算法原理图；

[0041] 图5 示出了一种电感电流采样误差示意图；

[0042] 图6 示出了本发明恒流驱动控制系统原理图；

[0043] 图7 示出了本发明的一种降压型恒流驱动系统实施例的原理图；

[0044] 图8 示出了本发明的一种降压型恒流驱动系统电感电流时序关系图；

[0045] 图9 示出了本发明的一种升压型恒流驱动系统实施例的原理图；

[0046] 图10 示出了本发明的一种升压型恒流驱动系统电感电流时序关系图；

[0047] 图11 示出了本发明的一种升降压型恒流驱动系统实施例的原理图；

[0048] 图12 示出了本发明的一种升降压型恒流驱动系统电感电流时序关系图；

[0049] 图13 示出了本发明的一种反激型恒流驱动系统实施例的原理图；

[0050] 图14 示出了本发明的一种反激型恒流驱动系统电感电流时序关系图；

[0051] 图15 示出了本发明的一种恒流驱动控制方法步骤图。

具体实施方式

[0052] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0053] 除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。

[0054] 在本发明的举例实施例中，为方便描述：

[0055] 第一时间ton为晶体管Q1的导通时间，第二时间tdem为拓扑结构电路100的电路消磁时间。

[0056] 晶体管Q1的开关周期Tsw的时长为相邻两次晶体管Q1导通的时间间隔；电感电流IL随着开关周期Tsw的变化而呈现周期性变化时的最低电流值（谷底）为第一电感电流IL1，最高电流值（峰值）为第二电感电流IL2；采样电压Vcs呈周期性变化时的最低电压值为第一采样电压Vcs1，最高电压值为第二采样电压Vcs2；续流电流Id的呈周期性变化的最低电流值为第一续流电流Id1，最高电流值为第二续流电流Id2。

[0057] 实施例一：

[0058] 本发明公开一种恒流控制电路，与晶体管Q1耦接，包括参考电压运算电路210、运算放大器220和控制电路230，晶体管Q1的第三端耦接采样电阻Rcs，采样电阻Rcs两端压降（即采样电压Vcs）的变化用于表征流经晶体管Q1和采样电阻Rcs的采样电流的变化。

[0059] 在一个实施例中，如图6所示，参考电压运算电路210的输入端耦接参考电压Vref，并将参考电压Vref进行运算处理后从参考电压运算电路210的输出端输出，运算方式为将参考电压Vref乘以一个系数K后输出。参考电压运算电路210的输出端耦接运算放大器220的第一输入端（正向输入端），运算放大器220的第二输入端（反向输入端）接入采样电压Vcs，运算放大器220的输出端耦接控制电路230的输入端，运算放大器220将采样电压Vcs同参考电压Vref作运算处理后输出给控制电路230。控制电路230的输出端耦接晶体管Q1，并根据运算放大器220运算的运算结果控制晶体管Q1的导通或关断。

[0060] 本实施例（包括本说明书的其他实施例）的晶体管Q1采用NMOS管，但在本发明的其他实施例中还可采用其他类别晶体管Q1。应当理解的，在本实施例中，晶体管Q1的第一端为栅极，第二端为漏极，第三端为源极。

[0061] 在一个实施例中，控制电路230的输出端与晶体管Q1第一端耦接，晶体管Q1第三端耦接运算放大器220的反向输入端，并将流经晶体管Q1的采样电流通过采样电压Vcs反馈至运算放大器220的反向输入端，使得运算放大器220、控制电路230和晶体管Q1形成负反馈回路。具体的，晶体管Q1第三端耦接采样电阻Rcs的一端，采样电阻Rcs另一端接地；运算放大器220的反向输入端耦接至采样电阻Rcs与晶体管Q1第三端之间的连接线路，从而获得采样电压Vcs。

[0062] 在一个实施例中，运算放大器220的作用为：计算正向输入端与反向输入端的输入误差并输出运算结果给控制电路230，控制电路230根据运算结果控制晶体管Q1的导通和关断。其中，运算放大器220、控制电路230与晶体管Q1构成负反馈环路，故在负反馈环路作用下，当运算放大器增益足够大时，运算放大器220的正向输入端输入均值与运算放大器220的反向输入端近似相等。即本实施例中，认为采样电压平均值Vcs_avg等于参考电压运算电路210的输出值。

[0063] 实施例二：

[0064] 本发明还公开一种恒流控制系统，如图6所示，包括实施例一公开的拓扑结构电路100，以及包括晶体管Q1和恒流控制电路200，晶体管Q1第二端耦接拓扑结构电路100，拓扑结构电路100耦接输入电压Vin，拓扑结构电路100还耦接负载电路300并与负载电路300耦接形成电流回路，拓扑结构电路100提供输出电流Iout用于给负载电路300供电。具体的，拓扑结构电路100包括续流二极管D1与电感；拓扑结构电路100的输入端耦接输入电压Vin，输出端耦接负载电路300；当控制电路230控制晶体管Q1导通时，输入电压Vin给电感充电；当控制电路230控制晶体管Q1关断时，输入电压Vin停止给电感充电，电感放电。不同电路结构的拓扑结构电路100控制电感产生不同的电感电流IL，拓扑结构电路100的电路结构特性控制电感电流IL在充电过程和放电过程产生不同电流回路，不同电流回路的电感电流IL用于产生不同的输出电流Iout。

[0065] 此外，参考电压运算电路210包括第一时间计算模块、第二时间计算模块和乘法器，第一时间计算模块用于计算晶体管Q1导通的第一时间ton；第二时间计算模块用于计算拓扑结构电路100消磁的第二时间tdem；乘法器用于根据第一时间ton和第二时间tdem来计算获得系数K。其中，应当理解的，乘法器与第一时间计算模块、第二时间计算模块耦接才能获得数值，且根据实际需求，参考电压运算电路210还应该包括其他计算器，如加法器、减法器等，以便对第一时间ton和第二时间tdem进行加减等运算。

[0066] 负载电路300包括LED负载组和电容，电容与LED负载组并联。在本发明的实施例中，LED负载组为LED串接组，但在其他电路结构中LED负载组还可以选用其他连接结构的电路。电容并联于LED串接组两端。为方便描述耦接关系，对负载电路300的两端用正负极描述，令串接的LED串接组的负极所在侧为负载电路300负极，令LED串接组的正极所在侧为负载电路300正极。

[0067] 本发明公开一种恒流控制系统的控制方式，即如图15所示公开一种恒流控制方法。具体的：

[0068] 步骤S1：输入电压Vin输入拓扑结构电路100。

[0069] 步骤S2：拓扑结构电路100产生输出电流Iout和采样电流。晶体管Q1的导通与关断影响拓扑结构电路100的输出电流Iout。故本步骤具体包括：

[0070] 当晶体管Q1导通时，输出电流Iout为第一输出电流，采样电流存在，导通状态的晶体管Q1使采样电流流经采样电阻Rcs而产生采样电压Vcs。其中，由于晶体管Q1导通时，输入电压Vin给电感充电，故拓扑结构电路100产生的第一输出电流即为电感充电产生的电感电流IL，电感充电产生的电感充电时间等于晶体管Q1的导通时长，即为第一时间ton。

[0071] 当晶体管Q1关断时，输出电流Iout为第二输出电流，采样电流为零，关断状态的晶体管Q1使无电流流经采样电阻Rcs，故采样电压Vcs为零。其中，由于晶体管Q1关断时，电感放电续流，故拓扑结构电路100产生的第二输出电流为电感续流产生的电感电流IL，电感续流产生的电感续流时间等于晶体管Q1的关断时长，即为第二时间tdem。

[0072] 步骤S3：将采样电压Vcs负反馈给运算放大器220，同时将参考电压Vref乘以系数K后输出给运算放大器220。其中，系数K通过第一时间ton、第二时间tdem和开关周期Tsw而获得，具体根据拓扑结构电路100的不同电路结构计算获得。应当理解的，当晶体管Q1导通时，有采样电压Vcs负反馈，当晶体管Q1关断时，无采样电压Vcs负反馈。

[0073] 步骤S4：运算放大器220将参考电压Vref乘以系数后的值（即Vref*K）同采样电压Vcs进行误差计算，并输出运算结果。

[0074] 步骤S5：控制电路230接收运算放大器220的输出信号（即运算结果），并根据输出信号控制晶体管Q1的导通和关断，并计算获得晶体管Q1的开关周期Tsw。本步骤具体包括：

[0075] 控制导通的方式为，当运算放大器220的运算结果为：Vcs＜Vref*K时，控制电路230根据此时的输出信号控制晶体管Q1加长导通时长，从而缩短晶体管Q1的关断时长（即第二时间tdem）。

[0076] 控制关断的方式为，当运算放大器220的运算结果为：Vcs＞Vref*K时，控制电路230根据此时的输出信号控制晶体管Q1加长关断时间，从而缩短晶体管Q1的导通时长（即第一时间ton）。

[0077] 步骤S6：负反馈环路稳态时，拓扑结构电路100的输出电流Iout的平均值正比于参考电压Vref。其中，输出电流Iout的平均值通过第一输出电流和第二输出电流在一个开关周期Tsw内通过平均值计算方式计算获得。

[0078] 实施例三：

[0079] 如图7所示，恒流控制系统包括降压型恒流控制系统，本发明公开一种降压型恒流控制系统的实施例，为实施例二的恒流控制系统的其中一种更为具体的实施例。

[0080] 在一个实施例中，拓扑结构电路100为第一拓扑结构电路101，包括续流二极管D1和电感，电感与负载电路300串接，续流二极管D1耦接于由电感和负载电路300串接构成的串接电路的两端，续流二极管D1正极耦接晶体管Q1的第二端，续流二极管D1负极接入输入电压Vin。具体的，续流二极管D1负极耦接负载电路300正极，电感耦接于负载电路300负极与续流二极管D1正极之间，电感的一端耦接于续流二极管D1正极同晶体管Q1第二端的连接线路上，电感的另一端耦接于负载电路300负极，输入电压Vin从续流二极管D1负极和负载电路300正极的连接线路上接入。

[0081] 在一个实施例中，参考电压运算电路210为第一参考电压运算电路，运算逻辑为将参考电压Vref乘以第一系数K1（即×K1）。恒流控制电路200为降压型恒流控制电路201，降压型恒流控制电路201包括第一参考电压运算电路、运算放大器220和控制电路230。晶体管Q1第一端和第三端均耦接降压型恒流控制电路201，并将采样电阻Rcs两端的压降（即采样电压Vcs）反馈至降压型恒流控制电路201，即降压型恒流控制电路201与晶体管Q1之间形成负反馈回路。运算放大器220的作用是将采样电压Vcs与第一参考电压运算电路的输出进行误差比较运算，并将运算结果给控制电路230，控制电路230获得运算结果后输出信号来控制晶体管Q1。

[0082] 在一个实施例中，第一系数K1为第一时间ton同第一时间ton与第二时间tdem之和的比值，即：K1=ton/(ton+tdem)。

[0083] 具体的，根据图7所示电路结构，负载电路300在电感的充放电过程中都能获得电能，且始终有电流同时流经负载电路300和电感，故提供给负载电路300供电的输出电流Iout的平均值（即输出电流平均值Ioutavg）等于电感电流IL的平均值（即电感电流平均值ILavg），电感电流平均值ILavg为电感在第一时间ton和第二时间tdem内的平均值。如图8所示，当电感在充电时（第一时间ton内），电感电流IL增大，导通状态的晶体管Q1使电感电流IL也流经晶体管Q1和采样电阻Rcs，故采样电阻Rcs两端的压降也随着电感电流IL的增大而增大，则晶体管Q1第三端反馈至降压型恒流控制电路201的采样电压Vcs也增大。当电感在放电时（第二时间tdem），电感电流IL减小，关断状态的晶体管Q1使电感电流IL无法流经采样电阻Rcs，故采样电阻Rcs两端的压降为零，则晶体管Q1第三端反馈至降压型恒流控制电路201的采样电压Vcs也为零。直到下一次电感开始充电，电感电流IL才开始重新增长，采样电压Vcs也开始增长。

[0084] 本发明公开的降压型恒流控制系统实施例能够实现恒流控制，理由如下：

[0085] 电感电流平均值ILavg的计算方式为：计算电感电流IL在开关周期Tsw内产生的总电量，再将总电量除以开关周期Tsw的时长，又因为电感只有在第一时间ton和第二时间tdem内才产生电感电流IL，故电感电流IL在开关周期Tsw内产生的总电量为：[(IL1+IL2)/2]*(ton+tdem)。因此，电感电流平均值ILavg为：ILavg=[(IL1+IL2)/2]*[(ton+tdem)/Tsw]，由于输出电流平均值Ioutavg等于电感电流平均值ILavg，电感电流平均值ILavg也等于第一时间ton和第二时间tdem内流经采样电阻Rcs的采样电流的平均值，故输出电流平均值Ioutavg等于：

[0086]

[0087] 由于降压型恒流控制电路201和晶体管Q1之间形成了负反馈回路，在负反馈回路作用下，运算放大器220正向输入端的平均值等于反向输入端的采样电压平均值Vcs_avg，即Vref*K1=Vcs_avg，由于第一系数K1等于：K1=ton/(ton+tdem)，故获得：

[0088]

[0089] 如图8所示，采样电压平均值Vcs_avg计算方式还可以通过第一采样电压Vcs1和第二采样电压Vcs2获得，即：

[0090]

[0091] 通过上述几个公式可以推算输出电流平均值Ioutavg等于：

[0092]

[0093] 则在降压型恒流控制系统中，当采样电阻Rcs取值恒定时，输出电流平均值Ioutavg也恒定，故能够实现对输出电流Iout的恒流控制。此外，当谷底的第一电感电流IL1等于0时，即电感电流IL无论是工作在断续模式还是临界断续模式（ton+tdem≤Tsw），都能实现恒流控制，还避免了对峰值进行采样保持所带来的系统延时问题。

[0094] 参见图15，本发明公开的降压型恒流控制系统具体的恒流控制方法为步骤S1至步骤S2，基于本实施例的降压型恒流控制系统的电路结构特性，各个步骤具体为：

[0095] 步骤S1：输入电压Vin输入第一拓扑结构电路101。

[0096] 步骤S2：第一拓扑结构电路101产生输出电流Iout和采样电流。具体的，当降压型恒流控制系统启动时，输入电压Vin输入第一拓扑结构电路101中，第一拓扑结构电路101根据自身电路结构特性产生用于给负载电路300供电的输出电流Iout，以及流经晶体管Q1的采样电流。晶体管Q1的导通与关断影响拓扑结构电路100的输出电流Iout。故本步骤具体包括：

[0097] 当晶体管Q1导通时，输出电流Iout为第一输出电流，采样电流存在，导通状态的晶体管Q1使采样电流流经采样电阻Rcs而产生采样电压Vcs。其中，由于晶体管Q1导通时，输入电压Vin给电感充电，故第一拓扑结构电路101产生的第一输出电流即为电感充电产生的电感电流IL，电感充电产生的电感充电时间等于晶体管Q1的导通时长，即为第一时间ton。此时，由于晶体管Q1导通和续流二极管D1的单向导通性，续流二极管D1截止，续流电流Id为零，电感电流IL不但流经负载电路300，还流经由晶体管Q1和采样电阻Rcs耦接所构成的电流通路，采样电阻Rcs因此获得采样电压Vcs，负载电路300因此获得电能而工作（本实施例为LED照明）。此时，电感充电产生的电感电流IL即为采样电流，也为第一输出电流。

[0098] 当晶体管Q1关断时，输出电流Iout为第二输出电流，采样电流为零，关断状态的晶体管Q1使无电流流经采样电阻Rcs，故采样电压Vcs为零。其中，由于晶体管Q1关断时，电感放电续流，故第一拓扑结构电路101产生的第二输出电流为电感续流产生的电感电流IL，电感续流产生的电感续流时间等于晶体管Q1的关断时长，即为第二时间tdem。此时，由于晶体管Q1关断和续流二极管D1的单向导通性，电感放电产生的电感电流IL无法流经晶体管Q1，转而流经由负载电路300、电感和续流二极管D1所构成的电流通路，即电感放电所释放的电能给负载电路300提供第二输出电流，负载电路300因获得电能而工作（本实施例为LED照明），续流二极管D1的续流时间等于电感放电的电感续流时间（即第二时间tdem）。

[0099] 步骤S3：将采样电压Vcs负反馈给运算放大器220，同时将参考电压Vref乘以第一系数K1后输出给运算放大器220，即将“Vref*K1”的计算结果输入运算放大器220处理。其中，第一系数K1通过第一时间ton、第二时间tdem和开关周期Tsw而获得，具体根据第一拓扑结构电路101的电路结构计算获得。应当理解的，当晶体管Q1导通时，有采样电压Vcs负反馈，当晶体管Q1关断时，无采样电压Vcs负反馈。

[0100] 步骤S4：运算放大器220将参考电压Vref乘以第一系数K1后的值同采样电压Vcs进行误差计算，并输出运算结果。即将采样电压Vcs和“Vref*K1”进行误差计算并输出运算结果给控制电路230。

[0101] 步骤S5：控制电路230接收运算放大器220的输出信号（即运算结果），并根据输出信号控制晶体管Q1的导通和关断。并计算获得晶体管Q1的开关周期Tsw。本步骤具体包括：

[0102] 控制导通的方式为，当运算放大器220的运算结果为：Vcs＜Vref*K1时，控制电路230根据此时的输出信号控制晶体管Q1加长导通时长，从而缩短晶体管Q1的关断时长（即第二时间tdem）。

[0103] 控制关断的方式为，当运算放大器220的运算结果为：Vcs＞Vref*K1时，控制电路230根据此时的输出信号控制晶体管Q1加长关断时间，从而缩短晶体管Q1的导通时长（即第一时间ton）。

[0104] 故控制电路230控制了晶体管Q1的导通时长和关断时长，也能因此获得晶体管Q1的开关周期Tsw。

[0105] 步骤S6：负反馈环路稳态时，第一拓扑结构电路101的输出电流Iout的平均值（即输出电流平均值Ioutavg）正比于参考电压Vref。通过步骤S1至步骤S5，可以计算获得输出电流平均值Ioutavg为Ioutavg=Vref/Rcs，只要参考电压Vref与采样电阻Rcs恒定，输出电流Iout便能恒流控制。

[0106] 实施例四：

[0107] 如图9所示，恒流控制系统包括升压型恒流控制系统，本发明公开一种升压型恒流控制系统的实施例，为实施例二的恒流控制系统的其中一种更为具体的实施例。

[0108] 在一个实施例中，拓扑结构电路100为第二拓扑结构电路102，包括续流二极管D1和电感，电感与续流二极管D1、负载电路300串接。具体的，如图9所示，电感的一端与续流二极管D1正极耦接，电感的另一端接入输入电压Vin，晶体管Q1第二端电性接入电感与续流二极管D1正极之间的连接线路；续流二极管D1负极与负载电路300的正极耦接，负载电路300的负极接地，负载电路300的负极与采样电阻Rcs一端一起接地。

[0109] 在一个实施例中，参考电压运算电路210为第二参考电压运算电路，运算逻辑为将参考电压Vref乘以第二系数K2（即×K2）。恒流控制电路200为升压型恒流控制电路202，升压型恒流控制电路202包括第二参考电压运算电路、运算放大器220和控制电路230。晶体管Q1第一端和第三端均耦接升压型恒流控制电路202，并将采样电阻Rcs两端的压降即采样电压Vcs反馈至升压型恒流控制电路202，即升压型恒流控制电路202与晶体管Q1之间形成负反馈回路。运算放大器220的作用是将采样电压Vcs与第二参考电压运算电路的输出进行误差比较运算，并将运算结果给控制电路230，控制电路230获得运算结果后输出信号来控制晶体管Q1。

[0110] 在一个实施例中，第二系数K2为第一时间ton同第二时间tdem的比值，即：K2=ton/tdem。

[0111] 具体的，根据图9所示电路结构，负载电路300仅在电感放电过程中才获得电能，且流经负载电路300的电流等于流经续流二极管D1的续流电流Id，故提供给负载电路300供电的输出电流平均值Ioutavg等于续流电流平均值Idavg；续流电流平均值Idavg等于电感电流IL在第二时间tdem内的电感电流平均值ILavg。如图10所示，当电感在充电时（第一时间ton内），采样电阻Rcs两端的压降随着电感电流IL的增大而增大，则晶体管Q1第三端反馈至升压型恒流控制电路202的采样电压Vcs也增大，此时，续流二极管D1关断，续流电流Id为零。当电感在放电时（第二时间tdem），晶体管Q1关断，采样电阻Rcs两端的压降为零，即晶体管Q1第三端反馈至升压型恒流控制电路202的采样电压Vcs也为零，此时，续流二极管D1导通，续流电流Id存在，且因为电感电流IL会随着电感的放电而逐渐减小，故续流电流Id也跟随电感电流IL的变化而从某一值开始减小。直到下一次电感开始充电，电感电流IL才开始增长，采样电压Vcs也才开始增长，续流电流Id重新为零。

[0112] 本发明公开的升压型恒流控制系统实施例能够实现恒流控制，理由如下：

[0113] 续流电流平均值Idavg的计算方式为：计算续流电流Id在开关周期Tsw内产生的总电量，再将总电量除以开关周期Tsw的时长，由于续流电流Id仅在第二时间tdem内存在，故续流电流Id的总电量为：(Id1+Id2)/2*tdem。因此，续流电流平均值Idavg为：Idavg=(Id1+Id2)/2*(tdem/Tsw)，由于只有在电感的放电时（第二时间tdem）才有电流流经续流二极管D1，故续流电流Id等于第二时间tdem内的电感电流IL，故续流电流平均值Idavg也为：Idavg=(IL1+IL2)/2*(tdem/Tsw)。其中，根据电路原理，第一电感电流IL1为：IL1=Vcs1/Rcs，第二电感电流IL2为：IL2=Vcs2/Rcs，故整合上述公式：

[0114] Idavg=（IL1+IL2）/2*(tdem/Tsw)=(Vcs1+Vcs2)/(2*Rcs)*(tdem/Tsw)[0115] 由于给负载电路300供电的输出电流平均值Ioutavg等于流经续流二极管D1的续流电流平均值Idavg，故：

[0116]

[0117] 由于升压型恒流控制电路202和晶体管Q1之间形成了负反馈回路，在负反馈回路作用下，运算放大器220的正向输入端的平均值等于反向输入端的采样电压平均值Vcs_avg，即Vref*K2=Vcs_avg，由于第二系数K2等于：K2=ton/tdem，故获得：

[0118]

[0119] 如图10所示，采样电压平均值Vcs_avg还为：

[0120]

[0121] 通过上述几个公式可以推算输出电流平均值Ioutavg等于：

[0122]

[0123] 则在升压型恒流控制系统中，当采样电阻Rcs取值恒定时，输出电流平均值Ioutavg也恒定，且电感电流IL无论是工作在断续模式还是临界断续模式（ton+tdem≤Tsw），都能够实现对输出电流Iout的恒流控制，还避免了对峰值进行采样保持所带来的系统延时问题。

[0124] 参见图15，本发明公开的升压型恒流控制系统具体的恒流控制方法为步骤S1至步骤S6，基于本实施例的升降压型恒流控制系统的电路结构特性，同实施例三的具体步骤一样需具体说明。

[0125] 其中，在步骤S2中：

[0126] 当晶体管Q1导通时，输出电流Iout为第一输出电流，采样电流存在，导通状态的晶体管Q1使采样电流流经采样电阻Rcs而产生采样电压Vcs。其中，由于晶体管Q1导通时，输入电压Vin给电感充电，故第二拓扑结构电路102产生的第一输出电流即为电感充电产生的电感电流IL，电感充电产生的电感充电时间等于晶体管Q1的导通时长，即为第一时间ton。此时，因第二拓扑结构电路102的电路特性，续流二极管D1截止，续流电流Id为零，第一输出电流为零，负载电路300未获得输出电流Iout而停止工作（本实施例为LED停止照明）。电感电流IL流经由电感、晶体管Q1和采样电阻Rcs耦接所构成的电流通路，此时，电感电流IL即为采样电流，第一输出电流为零。

[0127] 当晶体管Q1关断时，输出电流Iout为第二输出电流，采样电流为零，关断状态的晶体管Q1使无电流流经采样电阻Rcs，故采样电压Vcs为零。其中，由于晶体管Q1关断时，电感放电续流，故第二拓扑结构电路102产生的第二输出电流为电感续流产生的电感电流IL，电感续流产生的电感续流时间等于晶体管Q1的关断时长，即为第二时间tdem。此时，由于电感放电产生的电感电流IL无法流经晶体管Q1，转而流经由续流二极管D1、负载电路300所构成的电流通路，即电感放电所释放的电能给负载电路300提供第二输出电流，负载电路300因获得电能而工作（本实施例为LED照明），续流二极管D1的续流时间等于电感放电时间（第二时间tdem）。

[0128] 除步骤S2外，其余步骤（S1、S3、S4、S5、S6）中个步骤内容相同，详细具体的步骤说明同实施例三相似，故不赘述，且拓扑结构电路为第二拓扑结构电路102，系数为第二系数K2。

[0129] 实施例五：

[0130] 如图11所示，恒流控制系统包括升降压型恒流控制系统，本发明公开一种升降压型恒流控制系统的实施例，为实施例二的恒流控制系统的其中一种更为具体的实施例。

[0131] 在一个实施例中，拓扑结构电路100为第三拓扑结构电路103，包括续流二极管D1和电感，电感与续流二极管D1、负载电路300串接。电感的一端耦接于晶体管Q1第二端，电感的另一端接入输入电压Vin。晶体管Q1的第二端还耦接续流二极管D1，即续流二极管D1正极电性接入电感与晶体管Q1第二端之间的线路，续流二极管D1负极耦接负载电路300正极，负载电路300负极耦接电感，即输入电压Vin接入电感与负载电路300负极之间的连接线路。

[0132] 在一个实施例中，参考电压运算电路210为第三参考电压运算电路，运算逻辑为将参考电压Vref乘以第三系数K3（即×K3）。恒流控制电路200为升降压型恒流控制电路203，升降压型恒流控制电路203包括第三参考电压运算电路、运算放大器220和控制电路230。晶体管Q1第一端和第三端均耦接升降压型恒流控制电路203，并将采样电阻Rcs两端的压降即采样电压Vcs反馈至升降压型恒流控制电路203，即升降压型恒流控制电路203与晶体管Q1之间形成负反馈回路。运算放大器220的作用是将采样电压Vcs与第二参考电压运算电路的输出进行误差比较运算，并将运算结果给控制电路230，控制电路230获得运算结果后输出信号来控制晶体管Q1。

[0133] 在一个实施例中，第三系数K3为第一时间ton同第二时间tdem的比值，即：K3=ton/tdem。

[0134] 具体的，根据图11所示电路，负载电路300仅在电感放电过程中才获得电能，且流经负载电路300的电流等于流经续流二极管D1的续流电流Id，故提供给负载电路300供电的输出电流平均值Ioutavg等于续流电流平均值Idavg；续流电流平均值Idavg等于电感电流IL在第二时间tdem内的电感电流平均值ILavg。如图12所示，当电感在充电时（第一时间ton内），采样电阻Rcs两端的压降也随着电感电流IL的增大而增大，则晶体管Q1第三端反馈至升降压型恒流控制电路203的采样电压Vcs也增大，此时，续流二极管D1关断，续流电流Id为零。当电感在放电时（第二时间tdem），晶体管Q1关断，采样电阻Rcs两端的压降为零，即晶体管Q1第三端反馈至升降压型恒流控制电路203的采样电压Vcs也为零，此时，续流二极管D1导通，续流电流Id存在，且续流电流Id也跟随电感电流IL的变化而从某一值开始减小。直到下一次电感开始充电，电感电流IL才开始增长，采样电压Vcs也才开始增长，流经续流二极管D1的续流电流Id重新为零。

[0135] 本发明公开的升降压型恒流控制系统实施例能够实现恒流控制，理由如下：

[0136] 由于只有在电感的放电时（第二时间tdem）才有电流流经续流二极管D1，故续流电流Id等于第二时间tdem内的电感电流IL，故续流电流平均值Idavg为：

[0137] Idavg=(IL1+IL2)/2*(tdem/Tsw)=(Vcs1+Vcs2)/(2*Rcs)*(tdem/Tsw)[0138] 由于给负载电路300供电的输出电流平均值Ioutavg等于流经续流二极管D1的续流电流平均值Idavg，故：

[0139]

[0140] 由于升降压型恒流控制电路203和晶体管Q1之间形成了负反馈回路，在负反馈回路作用下，运算放大器220的正向输入端的平均值等于反向输入端的采样电压平均值Vcs_avg，即Vref*K3=Vcs_avg，由于第三系数K3等于：K3=ton/tdem，故获得：

[0141]

[0142] 如图12所示，采样电压平均值Vcs_avg还为：

[0143]

[0144] 通过上述几个公式可以推算输出电流平均值Ioutavg等于：

[0145]

[0146] 则在升降压型恒流控制系统中，当采样电阻Rcs取值恒定时，输出电流平均值Ioutavg也恒定，且电感电流IL无论是工作在断续模式还是临界断续模式（ton+tdem≤Tsw），都能够实现对输出电流Iout的恒流控制，还避免了对峰值进行采样保持所带来的系统延时问题。

[0147] 参见图15，本发明公开的升降压型恒流控制系统具体的恒流控制方法为步骤S1至步骤S6，基于本实施例的升降压型恒流控制系统的电路结构特性，同实施例三的具体步骤一样需具体说明。

[0148] 其中，在步骤S2中：

[0149] 当晶体管Q1导通时，输出电流Iout为第一输出电流，采样电流存在，导通状态的晶体管Q1使采样电流流经采样电阻Rcs而产生采样电压Vcs。其中，由于晶体管Q1导通时，输入电压Vin给电感充电，故第三拓扑结构电路103产生的第一输出电流即为电感充电产生的电感电流IL，电感充电产生的电感充电时间等于晶体管Q1的导通时长，即为第一时间ton。此时，因本实施例的第三拓扑结构电路103的电路特性，续流二极管D1截止，续流电流Id为零，第一输出电流为零，负载电路300未获得输出电流Iout而停止工作。电感电流IL流经由电感、晶体管Q1和采样电阻Rcs耦接所构成的电流通路，此时，电感电流IL即为采样电流，第一输出电流为零。

[0150] 当晶体管Q1关断时，输出电流Iout为第二输出电流，采样电流为零，关断状态的晶体管Q1使无电流流经采样电阻Rcs，故采样电压Vcs为零。其中，由于晶体管Q1关断时，电感放电续流，故第三拓扑结构电路103产生的第二输出电流为电感续流产生的电感电流IL，电感续流产生的电感续流时间等于晶体管Q1的关断时长，即为第二时间tdem。此时，因本实施例的第三拓扑结构电路103的电路特性，由于晶体管Q1关断，续流二极管D1导通，电感放电产生的电感电流IL无法流经晶体管Q1，转而流经由续流二极管D1、负载电路300所构成的电流通路，即电感放电所释放的电能给负载电路300提供第二输出电流，负载电路300因获得电能而工作，续流二极管D1的续流时间等于电感放电时间（第二时间tdem）。

[0151] 除步骤S2外，其余步骤（S1、S3、S4、S5、S6）中个步骤内容相同，详细具体的步骤说明同实施例三相似，故不赘述，且拓扑结构电路为第三拓扑结构电路103，系数为第三系数K3。

[0152] 实施例六：

[0153] 如图13所示，恒流控制系统包括反激型恒流控制系统，本发明公开一种反激型恒流控制系统的实施例，为实施例二的恒流控制系统的其中一种具体实施例。

[0154] 在一个实施例中，拓扑结构电路100为第四拓扑结构电路104，包括变压器和续流二极管D1，变压器的原边绕组L1的一端耦接晶体管Q1第二端，原边绕组L1的另一端接入输入电压Vin；变压器的副边绕组L2和负载电路300耦接构成回路。具体的，副边绕组L2的一端耦接续流二极管D1正极，续流二极管D1负极耦接负载电路300正极，负载电路300负极与副边绕组L2的另一端耦接并一起接地，从而使副边绕组L2与续流二极管D1、负载电路300构成回路；原边绕组L1靠近晶体管Q1的一端与副边绕组L2靠近续流二极管D1正极的一端互为同名端。输入电压Vin从变压器的原边绕组L1的一端（远离晶体管Q1的一端）输入，输入电压Vin在进行变压处理后传递至副边绕组L2从而给负载电路300供电，使负载电路300照明。

[0155] 在一个实施例中，参考电压运算电路210为第四参考电压运算电路，运算逻辑为将参考电压Vref乘以第四系数K4（即×K4）。恒流控制电路200为反激型恒流控制电路204，反激型恒流控制电路204包括第四参考电压运算电路、运算放大器220和控制电路230。晶体管Q1第三端耦接升降压型恒流控制电路203，并将流经采样电阻Rcs的采样电流反馈至反激型恒流控制电路204，即反激型恒流控制电路204与晶体管Q1之间形成负反馈回路。运算放大器220的作用是将采样电压Vcs与第二参考电压运算电路的输出进行误差比较运算，并将运算结果给控制电路230，控制电路230获得运算结果后输出信号来控制晶体管Q1。

[0156] 在一个实施例中，第四系数K4为第一时间ton同第二时间tdem的比值，即：K4=ton/tdem。

[0157] 具体的，根据图13所示电路，流经负载电路300的电流等于流经续流二极管D1的续流电流Id，故提供给负载电路300供电的输出电流平均值Ioutavg等于流经续流二极管D1的续流电流Id。因为只有副边电感在放电过程中才有电流流经续流二极管D1，故续流电流平均值Idavg等于副边电感电流IL_2在第二时间tdem过程中的电感电流平均值ILavg。如图13所示，当原边电感在充电时（第一时间ton内），原边电感电流IL_1增大，导通状态的晶体管Q1使原边电感电流IL_1也流经晶体管Q1，故采样电阻Rcs两端的压降也随着原边电感电流IL_1的增大而增大，则晶体管Q1第三端反馈至升降压型恒流控制电路203的采样电压Vcs也增大；此外，流经续流二极管D1的续流电流Id为零。当副边电感在放电时（第二时间tdem），关断状态的晶体管Q1使原边电感电流IL_1无法流经采样电阻Rcs，故采样电阻Rcs两端的压降为零，则晶体管Q1第三端反馈至降压型恒流控制电路201的采样电压Vcs也为零，此时，流经续流二极管D1的续流电流Id随着副边电感电流IL_2的减小而减小。直到下一次原边电感开始充电，原边电感电流IL_1才开始增长，采样电压Vcs也才开始增长，续流电流Id重新为零。

[0158] 本发明公开的反激型恒流控制系统实施例能够实现恒流控制，理由如下：

[0159] 由于图14上的电感电流IL为原边绕组L1上的原边电感电流IL_1的时序图，故本实施令原边电感电流IL_1的呈周期性变化的最低电流值为第一电感电流IL1，最高电流值为第二电感电流IL2。续流电流平均值Idavg为：Idavg=(Id1+Id2)/2*(tdem/Tsw)。由于副边电感电流IL_2与原边电感电流IL_1的比值为变压器匝数n，故副边电感电流IL_2为：IL_2=n*IL_1。同样的，副边电感电流平均值ILavg_2与原边电感电流平均值ILavg_1的关系为：ILavg_2=n*ILavg_1。根据系统原理，只有在副边电感放电时（第二时间tdem内）才有电流流经续流二极管D1，故续流电流Id等于第二时间tdem内的副边电感电流IL_2，故续流电流平均值Idavg等于在第二时间tdem内的副边电感电流平均值ILavg_2，故续流电流平均值Idavg也为：

[0160] Idavg=ILavg_2=(IL1+IL2）/2*(tdem/Tsw)=(Vcs1+Vcs2)/(2*Rcs)*(tdem/Tsw)[0161] 由于给负载电路300供电的输出电流平均值Ioutavg等于流经续流二极管D1的续流电流平均值Idavg，令n为变压器匝比，则：

[0162]

[0163] 由于反激型恒流控制电路204和晶体管Q1之间形成了负反馈回路，在负反馈回路作用下，运算放大器220的正向输入端的平均值等于反向输入端的采样电压平均值Vcs_avg，即Vref*K4=Vcs_avg，由于第四系数K4等于：K4=ton/tdem，故获得：

[0164]

[0165] 如图14所示，采样电压平均值Vcs_avg还为：

[0166]

[0167] 通过上述几个公式可以推算输出电流平均值Ioutavg等于：

[0168]

[0169] 则在反激型恒流控制系统中，当采样电阻Rcs取值恒定时，输出电流平均值Ioutavg也恒定，且电感电流IL无论是工作在断续模式还是临界断续模式（ton+tdem≤Tsw），都能够实现对输出电流Iout的恒流控制，还避免了对峰值进行采样保持所带来的系统延时问题。

[0170] 参见图15，本发明公开的反激型恒流控制系统具体的恒流控制方法为：

[0171] 步骤S1：输入电压Vin输入第四拓扑结构电路104。

[0172] 步骤S2：第四拓扑结构电路104产生输出电流Iout和采样电流。具体的，当反激型恒流控制系统启动时，输入电压Vin输入第四拓扑结构电路104中，第四拓扑结构电路104根据自身电路结构特性产生用于给负载电路300供电的输出电流Iout，以及流经晶体管Q1的采样电流。本步骤具体包括：

[0173] 当晶体管Q1导通时，输出电流Iout为第一输出电流，采样电流存在，导通状态的晶体管Q1使采样电流流经采样电阻Rcs而产生采样电压Vcs。其中，由于晶体管Q1导通时，输入电压Vin给原边绕组L1的原边电感充电，原边电感电流IL_1上升，原边电感充电产生的原边电感充电时间等于晶体管Q1的导通时长，即为第一时间ton。此时，由于变压器的原边绕组L1与副边绕组L2极性相反，故续流二极管D1截止，续流电流Id为零，第一输出电流为零，负载电路300未获得输出电流Iout而停止工作。原边电感电流IL_1流经由原边绕组L1、晶体管Q1和采样电阻Rcs耦接所构成的电流通路，此时，原边电感电流IL_1即为采样电流，第一输出电流为零。

[0174] 当晶体管Q1关断时，输出电流Iout为第二输出电流，采样电流为零，关断状态的晶体管Q1使无电流流经采样电阻Rcs，故采样电压Vcs为零。其中，由于晶体管Q1关断时，原边电感放电续流，根据变压器原理，副边电感放电，副边电感电流IL_2存在并下降，续流二极管D1导通，副边电感电流IL_2流经由续流二极管D1、负载电路300所构成的电流通路，即副边绕组L2的副边电感放电释放的电能给负载电路300提供输出电流Iout，负载电路300因获得电能而工作，故第二输出电流也为副边电感电流IL_2；续流二极管D1的续流时间等于副边电感放电时间，为第二时间tdem。

[0175] 步骤S3：将采样电压Vcs负反馈给运算放大器220，同时将参考电压Vref乘以第四系数K4后输出给运算放大器220，即将“Vref*K4”的计算结果输入运算放大器220处理。其中，第四系数K4通过第一时间ton、第二时间tdem和开关周期Tsw而获得，具体根据第四拓扑结构电路104的电路结构计算获得。应当理解的，当晶体管Q1导通时，有采样电压Vcs负反馈，当晶体管Q1关断时，无采样电压Vcs负反馈。

[0176] 步骤S4：运算放大器220将参考电压Vref乘以第四系数K4后的值同采样电压Vcs进行误差计算，并输出运算结果。即将采样电压Vcs和“Vref*K4”进行误差计算并输出运算结果给控制电路230。

[0177] 步骤S5：控制电路230接收运算放大器220的输出信号（即运算结果），并根据输出信号控制晶体管Q1的导通和关断。并计算获得晶体管Q1的开关周期Tsw。本步骤具体包括：

[0178] 控制导通的方式为，当运算放大器220的运算结果为：Vcs＜Vref*K4时，控制电路230根据此时的输出信号控制晶体管Q1加长导通时长，从而缩短晶体管Q1的关断时长（即第二时间tdem）。

[0179] 控制关断的方式为，当运算放大器220的运算结果为：Vcs＞Vref*K4时，控制电路230根据此时的输出信号控制晶体管Q1加长关断时间，从而缩短晶体管Q1的导通时长（即第一时间ton）。

[0180] 故控制电路230控制了晶体管Q1的导通时长和关断时长，也能因此获得晶体管Q1的开关周期Tsw。

[0181] 步骤S6：负反馈环路稳态时，第四拓扑结构电路104的输出电流Iout的平均值（即输出电流平均值Ioutavg）正比于参考电压Vref。通过步骤S1至步骤S5，可以计算获得输出电流平均值Ioutavg为Ioutavg=Vref/Rcs，只要参考电压Vref与采样电阻Rcs恒定，输出电流Iout便能恒流控制。

[0182] 综上，无论是降压型恒流控制系统、升压型恒流控制系统、升降压型恒流控制系统还是反激型恒流控制系统，当采样电阻Rcs给定一个值时，输出电流平均值Ioutavg都正比于参考电压Vref，即在采样电阻Rcs取值恒定时，输出电流平均值Ioutavg也恒定，从而使上述恒流控制系统能够实现对输出电流Iout的恒流控制。此外，当谷底的第一电感电流IL1等于0时，即电感电流IL可能工作在断续模式（ton+tdem＜Tsw）或临界断续模式（ton+tdem=Tsw），根据它们最终的输出电流平均值Ioutavg的公式可知，也都能实现高精度的恒流控制，因此，本发明的恒流控制系统可同时适用电感电流临界模式，电感电流断续模式以及电感电流连续模式。由于运算放大器220直接获取了采样电压Vcs，即本发明将电感电流IL的采样信号直接反馈到恒流控制电路中，无需对电感电流IL进行采样保持操作，避免了对峰值进行采样保持所带来的系统延时问题。

[0183] 最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；以上实施例中的方法实施例的顺序仅为本发明技术方案的其中一种顺序；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

[0184] 总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所作的均等变化与修饰，皆应属本发明专利的涵盖范围。