零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法

摘要

本发明公开了一种零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，包括以下步骤：S1、将IQ失衡的失衡参数建模为频率无关失衡参数ΦT、频率相关失衡参数AT(f)和θT(f)；S2、估计失衡参数；S3、依据失衡参数在发射机基带数字部分设计预补偿结构，预补偿结构包括：相位补偿结构，其设置为将Q路的原始基带信号*tan(ΦT)加载至I路基带信号，Q路的原始基带信号*sec(ΦT)加载至Q路基带信号；频率相关失衡补偿结构，其为设于Q路相位补偿结构之后的补偿滤波器。本发明具有以极低的硬件复杂度在系统中实现功能，补偿后的信号在整个频带上有很好的镜像抑制比表现的有益效果。

权利要求

1.零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，其特征在于，包括以下步骤：S1、将IQ失衡的失衡参数建模为频率无关失衡参数、频率相关失衡参数，其中，频率无关失衡参数为频率无关相位失真ΦT，频率相关失衡参数包括频率相关幅度失真AT(f)、频率相关相位失真θT(f)；

S2、估计失衡参数得：

，其中， ，

*

， 为接收机解调后基带频域信号，X (‑f)为X(f)函数的共轭、翻转函数；Im{·}表示取虚部；

，其中， ；

；其中， ；

S3、依据失衡参数在发射机基带数字部分设计预补偿结构，预补偿结构包括：相位补偿结构，其设置为将Q路的原始基带信号*tan(ΦT)加载至I路基带信号，Q路的原始基带信号*sec(ΦT)加载至Q路基带信号；

频率相关失衡补偿结构，其为设于Q路相位补偿结构之后的补偿滤波器，补偿滤波器系数 ，其中，N为补偿滤波器的抽头数，IFFT{·}表示快速傅里叶反变换；

S2中确定X(f)，包括以下步骤：S21、设定假设发射机时域基带信号为z(t)，发射机基带信号统计特性，由如下表达式表示：；

，其中，Z(f)是发射机频域基带信号，E{·}表示求期望值；

S22、将发射机I路低通滤波器的频率响应记为HTI(f)，发射机Q路低通滤波器的频率响应记为HTQ(f)，发射机混频器相位误差记为ΦT，发射机混频器幅度误差为γT，则接收机解调后基带频域信号X(f)：其中， 用于衡量低通滤波器HTI(f)和HTQ(f)的误差；j为复数虚2

部的后缀，j =‑1。

2.如权利要求1所述的零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，其特征在于，还包括：延时模块，其设于发射机I路对应补偿滤波器在发射机Q路位置，延时模块的延时设置为与补偿滤波器的延时相同。

3.如权利要求1所述的零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，其特征在于，步骤S2中估计失衡参数具体为：发射机混频器幅度误差γT和HTD(f)重新表示为： ，结合接收机解调后基带频域信号X(f)得接收机基带信号统计特性，由如下表达式表示：，其中， ；

；

；

；

依据T1、T2、T3、T4估计得失衡参数。

4.如权利要求3所述的零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，其特征在于，步骤S22中：S221、假设发射机的本振时域频率为ωc，发射机的射频信号为：，其中，fc为

本振频域频率，fc=2π*ωc；

S222、发射机的射频信号达到接收机之后，经过接收机混频器降频，并由接收机低通滤波器滤除高频噪声分量，得到接收机I路基带频域信号XI(f)、接收机Q路基带频域信号XQ(f)，其中：；

；

其中，LPF{·}表示信号经过理想低通滤波器；δ(·)表示狄拉克函数；

S223、接收机解调后基带频域信号X(f)=XI(f)+XQ(f)。

说明书

零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法

技术领域

[0001] 本发明涉及无线移动通信技术领域。更具体地说，本发明涉及一种零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法。

背景技术

[0002] 随着信息技术的发展，无线通信技术对于信号质量的要求越来越高。目前，大部分通信技术依托的载体均为射频芯片，射频芯片的性能对于通信设备来说至关重要。射频收发机主流结构有两类：超外差收发机和零中频收发机，其中，超外差接收机有两级变频结构，先将高频信号变频到中频，再将中频信号变频到低频。两级变频结构可以使得信号更为稳定，受到干扰更小，但是在中频部分需要额外的高Q值带通滤波器，这导致超外差接收机更占空间，很难集成到芯片中；零中频收发机则是直接将高频信号变频到基带，结构简单复杂度低，集成度好，目前射频芯片基本都采用零中频收发机结构。但是零中频收发机会带来严重的IQ失衡问题，对接收机和发射机的信号影响都很大。

[0003] IQ失衡指的是I路信号和Q路信号正交失衡，即I路信号和Q路信号增益不一致以及相位差不是90°。造成IQ失衡的原因有很多，I路和Q路链路增益的误差会导致增益失衡，混频器的链路增益和相位误差会导致增益失衡和相位误差。此外，在５G时代宽带宽信号应用场景下，I路和Q路的低通滤波器不一致也会导致频率相关失衡。

[0004] 目前，对于IQ失衡的研究已经有很多了，但是很多研究方法都是离线校正算法，且大部分都是解决接收机IQ失衡问题。离线校正算法一般来说需要引入辅助信号，而且对于芯片运行之后内部出现的新的失衡问题无法纠正。因此，设计一种低复杂度发射机IQ失衡跟踪校正算法是很有研究意义的。

发明内容

[0005] 本发明的一个目的是解决至少上述问题，并提供至少后面将说明的优点。

[0006] 本发明还有一个目的是提供一种零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，通过对频域信号统计特征的挖掘，加上合理的简化，求出失衡参数的闭式解，极大地降低了参数估计算法的复杂度，补偿后的信号在整个频带上有很好的镜像抑制比表现。

[0007] 为了实现根据本发明的这些目的和其它优点，提供了一种零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，包括以下步骤：

[0008] S1、将IQ失衡的失衡参数建模为频率无关失衡参数、频率相关失衡参数，其中，频率无关失衡参数为频率无关相位失真ΦT，频率相关失衡参数包括频率相关幅度失真AT(f)、频率相关相位失真θT(f)；

[0009] S2、估计失衡参数得：

[0010] ，其中， ，*
，X(f)为接收机解调后基带频域信号，X (‑f)为X(f)函数的共轭、翻
转函数；Im{·}表示取虚部；

[0011] ，其中， ；

[0012] ；其中， ；

[0013] S3、依据失衡参数在发射机基带数字部分设计预补偿结构。

[0014] 优选的是，预补偿结构包括：

[0015] 相位补偿结构，其设置为将Q路的原始基带信号*tan( )加载至I路基带信号，Q路的原始基带信号*sec(ΦT)加载至Q路基带信号；

[0016] 频率相关失衡补偿结构，其为设于Q路相位补偿结构之后的补偿滤波器，补偿滤波器系数 ，其中，N为补偿滤波器的抽头数，IFFT{·}表示快速傅里叶反变换。

[0017] 优选的是，还包括：延时模块，其设于发射机I路对应补偿滤波器在发射机Q路位置，延时模块的延时设置为与补偿滤波器的延时相同。

[0018] 优选的是，S2中确定X(f)，包括以下步骤：

[0019] S21、设定假设发射机时域基带信号为z(t)，发射机基带信号统计特性，由如下表达式表示：

[0020] ；

[0021] ，其中，Z(f)是发射机频域基带信号，E{·}表示求期望值；

[0022] S22、将发射机I路低通滤波器的频率响应记为HTI(f)，发射机Q路低通滤波器的频率响应记为HTQ(f)，发射机混频器相位误差记为ΦT，发射机混频器幅度误差为γT，则接收机解调后基带频域信号X(f)：

[0023]

[0024] 其中， 用于衡量低通滤波器HTI(f)和HTQ(f)的误差；j为复数虚部2
的后缀，j =‑1。

[0025] 优选的是，步骤S2中估算失衡参数具体为：

[0026] 发射机混频器幅度误差γT和HTD(f)重新表示为： ，结合接收机解调后基带频域信号X(f)得接收机基带信号统计特性，由如下表达式表示：

[0027] ，其中， ；

[0028] ；

[0029] ；

[0030] ；

[0031] 依据T1、T2、T3、T4估算得失衡参数。

[0032] 优选的是，步骤S22中：

[0033] S221、假设发射机的本振时域频率为ωc，发射机的射频信号为：

[0034] ，其中，fc为本振频域频率，fc=2π*ωc；

[0035] S222、发射机的射频信号达到接收机之后，经过接收机混频器降频，并由接收机低通滤波器滤除高频噪声分量，得到接收机I路基带频域信号XI(f)、接收机Q路基带频域信号XQ(f)，其中：

[0036] ；

[0037] ；

[0038] S223、接收机解调后基带频域信号X(f)=XI(f)+XQ(f)。

[0039] 本发明至少包括以下有益效果：

[0040] 以极低的硬件复杂度在系统中实现功能，又能保证信号的频谱资源利用率很高，同时补偿后的信号在整个频带上有很好的镜像抑制比表现。

[0041] 本发明的其它优点、目标和特征将部分通过下面的说明体现，部分还将通过对本发明的研究和实践而为本领域的技术人员所理解。

附图说明

[0042] 图1为零中频射频收发机的结构流程图，其中，左半部分为发射机、右半部分为接收机，DAC表示数字模拟转换器（数/模转换器），LPF表示低通滤波器， 表示混频器，其为实现混频功能，混频器还需要接收来自压控振荡器的本振(LO)信号；

[0043] 图2为本发明的其中一种技术方案所述预补偿结构的结构示意图。

具体实施方式

[0044] 下面结合实施例对本发明做进一步的详细说明，以令本领域技术人员参照说明书文字能够据以实施。

[0045] <实施例1>

[0046] 如图1所示，零中频宽带射频发射机IQ失衡盲估计跟踪校正方法，包括以下步骤：

[0047] 步骤一、假设发射机时域基带信号为z(t)，发射机的本振时域频率为ωc，那么发射机I路基带信号为z(t)的实部，发射机Q路基带信号为z(t)的虚部，则：

[0048] I路输入的基带信号频域表达式：       公式（1）

[0049] Q路输入的基带信号频域表达式：      公式（2）

[0050] 其中，Z(f)是发射机频域基带信号，其由发射机时域基带信号为z(t)通过傅里叶* 2变换实现；Z(‑f)为Z(f)的翻转、共轭函数；j为复数虚部的后缀，j =‑1；

[0051] 步骤二、将发射机I路低通滤波器的频率响应记为HTI(f)，发射机Q路低通滤波器的频率响应记为HTQ(f)，发射机混频器相位误差记为ΦT，发射机混频器幅度误差为γT，在公式（1）、公式（2）的基础上，经过低通滤波器和混频器失衡影响后，发射机的射频信号为：

[0052]   公式（3）

[0053] 其中，fc为本振频域频率，fc=2π*ωc；Z(f‑fc)表示在Z(f)的基础上在频域上右移了fc，即将对应的基带信号调制到射频信号，也就是将基带信号频域上搬移fc的频率，所以该表达式发射机时域基带信号搬移到射频之后的频域特性，其它依次类推；

[0054] HTD(f)用于衡量低通滤波器HTI(f)和HTQ(f)的误差，其表达式为 ；

[0055] 步骤三、发射机的射频信号达到接收机之后，经过接收机混频器降频，并由接收机低通滤波器滤除高频噪声分量，得到接收机解调后基带频域信号X(f)，如下式所示：

[0056]   公式（4），其中：

[0057] XI(f)为接收机I路基带频域信号；

[0058]   公式（5）

[0059] XQ(f)为接收机Q路基带频域信号；

[0060]          公式（6）

[0061] 公式（5）、公式（6）中，LPF{·}表示信号经过理想低通滤波器；δ(·)表示狄拉克函数；

[0062] 依据公式（5）、公式（6）带入公式（4），得接收机解调后基带频域信号X(f)：

[0063]     公式（7）

[0064] 步骤四、将失衡参数分为频率相关失衡参数（AT(f)、θT(f)）和频率无关失衡参数ΦT，分别为：

[0065] AT(f)：频率相关幅度失真；

[0066] θT(f)：频率相关相位失真；

[0067] ΦT：发射机混频器相位误差（频率无关相位失真）；

[0068] 发射机混频器幅度误差γT和HTD(f)重新表示为：     公式（8）

[0069] 经过公式（7）、公式（8）推导得接收机基带信号统计特性，由如下表达式表示：

[0070]          公式（11）

[0071]                公式（12）

[0072]   公式（13）

[0073]          公式（14）

[0074] 公式（11）、公式（12）、公式（13）、公式（14）中：

[0075] X*(‑f)表示为X(f)的翻转、共轭函数；

[0076] X(‑f)表示为X(f)的翻转函数；

[0077] 步骤五、发射机基带信号统计特性，由如下表达式表示：*

[0078]    公式（9），其中，E{·}表示求期望值；Z(f)为Z(f)的共轭；

[0079]    公式（10），其中，Z(‑f)为Z(f)的翻转函数；

[0080] 步骤六、通过失衡前后基带信号的二阶统计特性求解出各个失衡参数的闭式解，具体的，依据公式（9）、公式（10）、公式（11）、公式（12）、公式（13）、公式（14）求得失衡参数：

[0081]             公式（15）

[0082]             公式（16），其中， 和 的值在实际系统中是比较接近的，在对最终结果影响不大的情况下可以认为 是成立的，在
对 的计算过程中 ；

[0083]    公式（17）

[0084] 公式（15）、公式（16）、公式（17）中： 表示取虚部；

[0085] 步骤七、设计预补偿结构对IQ失衡进行补偿：

[0086] 如图2所示，在发射机基带数字部分设计补偿结构，补偿结构采用预补偿的结构，预补偿结构包括相位补偿结构和频率相关失衡补偿结构；

[0087] 左边椭圆部分是相位补偿结构，进行相位补偿（本振相位补偿），频率无关失衡参数（ ）是补偿相位失衡，根据参数失衡得到的频率无关相位失衡参数进行设计，具体的：

[0088] Q路的原始基带信号*tan(ΦT)加载至I路基带信号，构成新的I路基带信号；

[0089] Q路的原始基带信号*sec(ΦT)加载至Q路基带信号，构成新的Q路基带信号；

[0090] 右边椭圆部分是频率相关失衡补偿结构，进行频率相关失衡补偿，补偿滤波器系数计算如下：

[0091]

[0092] 其中， 为发射机I/Q失衡补偿结构中补偿滤波器的系数，N为补偿滤波器的抽头数，IFFT{·}表示快速傅里叶反变换；

[0093] 在I路设置一个延时模块Z‑tD，延时模块的延时设置为与补偿滤波器的延时一致，以保证I路信号和Q路信号时延一致。

[0094] 在上述实施例中：

[0095] 在5G时代信号带宽快速增长的背景下，射频芯片中IQ失衡问题愈发严重，主要是因为信号带宽增加后频率相关失衡问题较为严重。频率相关失衡的特点在于失衡特性在不同频点上不一样，使得其失衡参数估计和补偿均较为困难。

[0096] 而盲估计方法没有额外的辅助信号信息，参数估计本身就比较困难，一般实现的方法复杂度都比较高。

[0097] 本发明通过对频域信号统计特征的挖掘，加上合理的简化，求出失衡参数的闭式解，极大地降低了参数估计算法的复杂度，在性能方面也能使得校正后的镜像抑制较好，具体的：

[0098] S1，本发明提出的盲估计校正方案需要先对失衡参数进行估计，失衡参数估计方法是由基带信号的二阶统计特性进行盲估计，所以对基带信号的二阶统计特性进行合理建模，并获得失衡后的基带信号二阶统计特性，其中，频率无关失衡参数是常数，频率相关失衡参数则是以频率为变量的函数。

[0099] S2，通过失衡后的基带信号二阶统计特性无法直接求出失衡参数，因此需要对失衡后的二阶统计特性进行合理简化，根据实际系统中信号的建模，可以对信号二阶统计特性引入合理的简化条件（公式（8））得到新的二阶统计特性，从而可以根据新的二阶统计特性求出各个失衡参数，并得到各个失衡参数的闭式解。

[0100] S3，求出失衡参数之后，设计预补偿结构对IQ失衡进行补偿，预补偿结构设计在发射机数字基带部分。预补偿结构分为两个部分，一部分用于校正频率无关的相位失衡（相位补偿结构），另一部分用于校正频率相关失衡（频率相关失衡补偿结构）。频率相关失衡补偿结构采用的是数字滤波器进行补偿，数字滤波器设计在Q路，滤波器系数由失衡参数中的频率相关失衡参数求出。频率无关失衡补偿结构则是根据失衡参数中的频率无关失衡参数进行设计。

[0101] 本发明的关键有三点

[0102] 第一点在于，失衡参数盲估计的过程不涉及辅助信号，在芯片运行时信号对于频谱资源的利用率很高，不会出现辅助信号浪费频谱资源的情况。

[0103] 第二个关键点在于，失衡参数估计的过程利用了基带信号的二阶统计特性；在IQ失衡的作用下，基带信号的二阶统计特性会随之改变，通过对基带信号二阶统计特性改变的定量分析，可以体现出失衡参数的大小；在求解失衡参数的过程中，为了降低求解复杂度，对失衡后二阶统计特性进行简化，从而得到各个失衡参数的闭式解，大大地降低了参数估计的复杂度。

[0104] 本发明的第三个关键点在于，预补偿结构设计在发射机的基带数字处理部分，而补偿结构的设计是依托于参数估计得到的失衡参数，由频率相关失衡参数和频率无关失衡参数分别设计对应的补偿结构，从而实现校正的功能，发射机基带数字处理模块在芯片运行的过程中可以通过控制模块将补偿结构的参数修改，结合实时跟踪的参数估计，可以实现跟踪校正的功能。

[0105] 综合来看，本发明提出的方法既能够以极低的硬件复杂度在系统中实现功能，又能保证信号的频谱资源利用率很高，同时补偿后的信号在整个频带上也有很好的镜像抑制比表现。

[0106] 尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本发明的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。