隔离电源及隔离电源封装结构

摘要

本申请公开了一种隔离电源及隔离电源封装结构，该隔离电源通过对隔离变压器的原边绕组配置第一电容单元构成第一谐振电路，并通过对隔离变压器的副边绕组配置第二电容单元构成第二谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间的强耦合关系，从而在增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力的同时，减小对隔离电源输出电压的影响，保证隔离电源在较宽负载范围内输出电压的稳定，即本申请所提供的隔离电源，既实现了较低的原副边耦合电容，从而具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定，且隔离电源的体积也较小。

权利要求

1.一种隔离电源，其特征在于，包括：逆变电路、隔离变压器、整流电路以及第一电容单元和第二电容单元，所述隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第一电容单元构成第一谐振电路，所述副边绕组与所述第二电容单元构成第二谐振电路；

所述逆变电路用于将所述隔离电源的输入端输入的第一直流信号转换成第一开关信号，并输出给所述第一谐振电路；

所述第一谐振电路用于对所述第一开关信号进行谐振处理，从而在所述原边绕组上形成第一交流信号；

所述隔离变压器用于将所述原边绕组上的第一交流信号耦合至所述副边绕组，并在所述副边绕组上形成第二交流信号；

所述第二谐振电路用于对所述第二交流信号进行谐振处理，形成第三交流信号输出给所述整流电路；

所述整流电路用于将所述第三交流信号转换成第二直流信号后输出；

所述第一电容单元包括第一电容，所述第一电容与所述原边绕组串联连接，所述第一电容的电容值为第一预设值，所述第一预设值为所述第一电容与所述原边绕组在所述第一开关信号下发生谐振所需的电容值，所述第一预设值C1满足以下关系：其中，k为所述隔离变压器的原副边耦合系数，LP为所述原边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期；

所述第二电容单元包括第二电容，所述第二电容与所述副边绕组并联连接，所述第二电容的电容值为第二预设值，所述第二预设值为所述第二电容与所述副边绕组在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值，所述第二预设值C2满足以下关系：其中，LS为所述副边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期。

2.一种隔离电源，其特征在于，包括：逆变电路、隔离变压器、整流电路以及第一电容单元和第二电容单元，所述隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第一电容单元构成第一谐振电路，所述副边绕组与所述第二电容单元构成第二谐振电路；

所述逆变电路用于将所述隔离电源的输入端输入的第一直流信号转换成第一开关信号，并输出给所述第一谐振电路；

所述第一谐振电路用于对所述第一开关信号进行谐振处理，从而在所述原边绕组上形成第一交流信号；

所述隔离变压器用于将所述原边绕组上的第一交流信号耦合至所述副边绕组，并在所述副边绕组上形成第二交流信号；

所述第二谐振电路用于对所述第二交流信号进行谐振处理，形成第三交流信号输出给所述整流电路；

所述整流电路用于将所述第三交流信号转换成第二直流信号后输出；

所述第一电容单元包括第一电容，所述第一电容与所述原边绕组串联连接，所述第一电容的电容值为第一预设值，所述第一预设值为所述第一电容与所述原边绕组在所述第一开关信号下发生谐振所需的电容值，所述第一预设值C1满足以下关系：其中，k为所述隔离变压器的原副边耦合系数，LP为所述原边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期；

所述第二电容单元包括第三电容，所述第三电容与所述副边绕组串联连接，所述第三电容的电容值为第三预设值，所述第三预设值为所述第三电容与所述副边绕组在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值，所述第三预设值C3满足以下关系：其中，k为所述隔离变压器的原副边耦合系数，LS为所述副边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期。

3.一种隔离电源，其特征在于，包括：逆变电路、隔离变压器、整流电路以及第一电容单元和第二电容单元，所述隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第一电容单元构成第一谐振电路，所述副边绕组与所述第二电容单元构成第二谐振电路；

所述逆变电路用于将所述隔离电源的输入端输入的第一直流信号转换成第一开关信号，并输出给所述第一谐振电路；

所述第一谐振电路用于对所述第一开关信号进行谐振处理，从而在所述原边绕组上形成第一交流信号；

所述隔离变压器用于将所述原边绕组上的第一交流信号耦合至所述副边绕组，并在所述副边绕组上形成第二交流信号；

所述第二谐振电路用于对所述第二交流信号进行谐振处理，形成第三交流信号输出给所述整流电路；

所述整流电路用于将所述第三交流信号转换成第二直流信号后输出；

所述第一电容单元包括第一电容，所述第一电容与所述原边绕组串联连接，所述第一电容的电容值为第一预设值，所述第一预设值为所述第一电容与所述原边绕组在所述第一开关信号下发生谐振所需的电容值，所述第一预设值C1满足以下关系：其中，k为所述隔离变压器的原副边耦合系数，LP为所述原边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期；

所述第二电容单元包括第四电容和第五电容，所述副边绕组与所述第四电容串联连接后，再与所述第五电容并联连接，所述第四电容的电容值为第四预设值，所述第五电容的电容值为第五预设值，所述第四预设值为所述第四电容与所述副边绕组及所述第五电容在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值，所述第五预设值为所述第五电容与所述副边绕组及所述第四电容在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值；

其中，所述第四预设值满足以下关系：

其中，k为所述隔离变压器的原副边耦合系数，LS为所述副边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期；

所述第五预设值满足以下关系：

其中，k为所述隔离变压器的原副边耦合系数，LS为所述副边绕组的电感值，TS为所述第一开关信号的周期。

4.根据权利要求1‑3任一项所述的隔离电源，其特征在于，所述逆变电路包括：由四个功率开关管构成的第一全桥电路，以及控制电路，所述四个功率开关管包括第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管；

所述控制电路用于在第一时段内，控制所述第一功率开关管和所述第三功率开关管导通，所述第二功率开关管和所述第四功率开关管关闭，并在第二时段内，控制所述第二功率开关管和所述第四功率开关管导通，所述第一功率开关管和所述第三功率开关管关闭，所述第一时段和所述第二时段交替进行，从而使得所述逆变电路将所述第一直流信号转换成所述第一开关信号输出给所述第一谐振电路；

其中，所述第一时段和所述第二时段的占空比各为50%。

5.根据权利要求1‑3任一项所述的隔离电源，其特征在于，所述整流电路包括：由四个二极管构成的第二全桥电路。

6.一种隔离电源封装结构，其特征在于，用于对权利要求1‑5任一项所述的隔离电源进行封装，所述隔离电源封装结构包括：原边封装结构，所述原边封装结构包括第一封装外壳，所述第一封装外壳的内部设置有所述逆变电路和所述原边绕组，所述第一电容单元设置在所述第一封装外壳的外部，并与所述原边绕组电连接构成所述第一谐振电路；

副边封装结构，所述副边封装结构包括第二封装外壳，所述第二封装外壳的内部设置有所述整流电路和所述副边绕组，所述第二电容单元设置在所述第二封装外壳的外部，并与所述副边绕组电连接构成所述第二谐振电路；

其中，所述原边封装结构和所述副边封装结构对应放置，以使得所述原边绕组和所述副边绕组正对放置。

7.一种隔离电源封装结构，其特征在于，用于对权利要求1‑5任一项所述的隔离电源进行封装，所述隔离电源封装结构包括第三封装外壳，所述第三封装外壳的内部设置有所述逆变电路、所述隔离变压器和所述整流电路，且所述隔离变压器的原边绕组和副边绕组正对放置，所述第一电容单元和所述第二电容单元设置在所述第三封装外壳的外部，且所述第一电容单元与所述原边绕组电连接构成所述第一谐振电路，所述第二电容单元与所述副边绕组电连接构成所述第二谐振电路。

8.根据权利要求7所述的隔离电源封装结构，其特征在于，所述原边绕组和所述副边绕组之间通过环氧塑封材料相隔离。

说明书

隔离电源及隔离电源封装结构

技术领域

[0001] 本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种隔离电源及隔离电源封装结构。

背景技术

[0002] 近年来，以SiC功率器件为代表的第三代宽禁带功率半导体器件发展迅猛，第三代宽禁带功率半导体器件，不仅具有较高的工作电压，例如高达10 kV ‑15 kV，而且具有卓越的开关特性，其开关频率往往会达到几十kHz乃至上百kHz。为了能够可靠地驱动这一类高速高压功率半导体器件，驱动电路的隔离电源需要提供足够的电气隔离能力，电气隔离是指隔离电源的输入回路和输出回路之间没有直接的电气连接，输入和输出之间呈绝缘的高阻态，没有电流回路。

[0003] 因此，非常有必要提供一种具有较高电气隔离能力的隔离电源，以可靠地驱动高速高压功率半导体器件。

发明内容

[0004] 为解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种隔离电源及隔离电源封装结构，以提供一种具有较高电气隔离能力的隔离电源，从而能够可靠地驱动高速高压功率半导体器件。

[0005] 为实现上述目的，本申请实施例提供了如下技术方案：

[0006] 一种隔离电源，包括：逆变电路、隔离变压器、整流电路以及第一电容单元和第二电容单元，所述隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组与所述第一电容单元构成第一谐振电路，所述副边绕组与所述第二电容单元构成第二谐振电路；

[0007] 所述逆变电路用于将所述隔离电源的输入端输入的第一直流信号转换成第一开关信号，并输出给所述第一谐振电路；

[0008] 所述第一谐振电路用于对所述第一开关信号进行谐振处理，从而在所述原边绕组上形成第一交流信号；

[0009] 所述隔离变压器用于将所述原边绕组上的第一交流信号耦合至所述副边绕组，并在所述副边绕组上形成第二交流信号；

[0010] 所述第二谐振电路用于对所述第二交流信号进行谐振处理，形成第三交流信号输出给所述整流电路；

[0011] 所述整流电路用于将所述第三交流信号转换成第二直流信号后输出。

[0012] 可选的，所述第一电容单元包括第一电容，所述第一电容与所述原边绕组串联连接，所述第一电容的电容值为第一预设值，所述第一预设值为所述第一电容与所述原边绕组在所述第一开关信号下发生谐振所需的电容值。

[0013] 可选的，所述第二电容单元包括第二电容，所述第二电容与所述副边绕组并联连接，所述第二电容的电容值为第二预设值，所述第二预设值为所述第二电容与所述副边绕组在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值。

[0014] 可选的，所述第二电容单元包括第三电容，所述第三电容与所述副边绕组串联连接，所述第三电容的电容值为第三预设值，所述第三预设值为所述第三电容与所述副边绕组在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值。

[0015] 可选的，所述第二电容单元包括第四电容和第五电容，所述副边绕组与所述第四电容串联连接后，再与所述第五电容并联连接，所述第四电容的电容值为第四预设值，所述第五电容的电容值为第五电容值，所述第四预设值为所述第四电容与所述副边绕组及所述第五电容在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值，所述第五预设值为所述第五电容与所述副边绕组及所述第四电容在所述第二交流信号下发生谐振所需的电容值。

[0016] 可选的，所述逆变电路包括：由四个功率开关管构成的第一全桥电路，以及控制电路，所述四个功率开关管包括第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管；

[0017] 所述控制电路用于在第一时段内，控制所述第一功率开关管和所述第三功率开关管导通，所述第二功率开关管和所述第四功率开关管关闭，并在第二时段内，控制所述第二功率开关管和所述第四功率开关管导通，所述第一功率开关管和所述第三功率开关管关闭，所述第一时段和所述第二时段交替进行，从而使得所述逆变电路将所述第一直流信号转换成所述第一开关信号输出给所述第一谐振电路；

[0018] 其中，所述第一时段和所述第二时段的占空比各为50%。

[0019] 可选的，所述整流电路包括：由四个二极管构成的第二全桥电路。

[0020] 一种隔离电源封装结构，用于对上述任一项所述的隔离电源进行封装，所述隔离电源封装结构包括：

[0021] 原边封装结构，所述原边封装结构包括第一封装外壳，所述第一封装外壳的内部设置有所述逆变电路和所述原边绕组，所述第一电容单元设置在所述第一封装外壳的外部，并与所述原边绕组电连接构成所述第一谐振电路；

[0022] 副边封装结构，所述副边封装结构包括第二封装外壳，所述第二封装外壳的内部设置有所述整流电路和所述副边绕组，所述第二电容单元设置在所述第二封装外壳的外部，并与所述副边绕组电连接构成所述第二谐振电路；

[0023] 其中，所述原边封装结构和所述副边封装结构对应放置，以使得所述原边绕组和所述副边绕组正对放置。

[0024] 一种隔离电源封装结构，用于对上述任一项所述的隔离电源进行封装，所述隔离电源封装结构包括第三封装外壳，所述第三封装外壳的内部设置有所述逆变电路、所述隔离变压器和所述整流电路，且所述隔离变压器的原边绕组和副边绕组正对放置，所述第一电容单元和所述第二电容单元设置在所述第三封装外壳的外部，且所述第一电容单元与所述原边绕组电连接构成所述第一谐振电路，所述第二电容单元与所述副边绕组电连接构成所述第二谐振电路。

[0025] 可选的，所述原边绕组和所述副边绕组之间通过环氧塑封材料相隔离。

[0026] 与现有技术相比，上述技术方案具有以下优点：

[0027] 相比于现有隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间具有强耦合关系，本申请实施例所提供的隔离电源，通过对隔离变压器的原边绕组配置第一电容单元，使得隔离变压器的原边绕组与第一电容单元构成第一谐振电路，并通过对隔离变压器的副边绕组配置第二电容单元，使得隔离变压器的副边绕组与第二电容单元构成第二谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间的强耦合关系，降低隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性，从而在通过增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力的同时，虽然隔离变压器原副边绕组的物理距离的增大会导致隔离变压器的原副边耦合系数减小，且漏感增大，但由于隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性降低，因此，减小了对隔离电源输出电压的影响，保证了隔离电源在较宽负载范围内输出电压的稳定，即本申请实施例所提供的隔离电源，既实现了较低的原副边耦合电容，从而具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定，进而能够可靠地驱动高速高压功率半导体器件。

[0028] 相比于现有隔离电源的原副边耦合电容难以持续地降低，本申请实施例所提供的隔离电源，由于降低了隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性，因此，可以通过持续地增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来实现隔离电源原副边耦合电容的持续降低，且同时对隔离电源的输出电压的稳定性影响较小。

[0029] 相比于现有隔离电源采用大尺寸环形磁芯来提升电气隔离能力却导致体积变大，本申请实施例所提供的隔离电源，由于是在原副边绕组分别配置电容单元的方式来实现原副边的谐振，从而降低隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性，因此，无需使用大尺寸的环形磁芯，可以使用小尺寸的磁芯，甚至不使用磁芯，从而可以大大减小隔离电源的体积。

附图说明

[0030] 为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

[0031] 图1为本申请实施例所提供的隔离电源的框架示意图；

[0032] 图2为本申请实施例所提供的隔离电源的电路结构示意图；

[0033] 图3为本申请实施例所提供的隔离电源中，第一谐振电路和第二谐振电路的一种电路结构示意图；

[0034] 图4为本申请实施例所提供的隔离电源中，逆变电路在第一时段的电流流向示意图；

[0035] 图5为本申请实施例所提供的隔离电源中，逆变电路在第二时段的电流流向示意图；

[0036] 图6为本申请实施例所提供的隔离电源中，逆变电路输出的第一开关信号的波形示意图；

[0037] 图7为本申请实施例所提供的隔离电源中，原边绕组和第一电容在第一开关信号下发生串联谐振时，流过原边绕组的电流的波形示意图；

[0038] 图8为本申请实施例所提供的隔离电源中，原边绕组和第一电容在第一开关信号下发生串联谐振，且副边绕组和第二电容在第二交流信号下发生并联谐振时，第二电容上的谐振电压的波形示意图；

[0039] 图9为本申请实施例所提供的隔离电源中，第一谐振电路和第二谐振电路的另一种电路结构示意图；

[0040] 图10为本申请实施例所提供的隔离电源中，第一谐振电路和第二谐振电路的又一种电路结构示意图；

[0041] 图11为本申请实施例所提供的分离式隔离电源封装结构的示意图；

[0042] 图12为本申请实施例所提供的分离式隔离电源封装结构在10kV、15kV和20kV三种电压等级下，隔离变压器原副边绕组之间的电场EV与原副边绕组之间的物理距离d的对应关系示意图；

[0043] 图13为本申请实施例所提供的集成式隔离电源封装结构的示意图；

[0044] 图14为本申请实施例所提供的集成式隔离电源封装结构在10kV、15kV和20kV三种电压等级下，隔离变压器原副边绕组之间的电场EV与原副边绕组之间的物理距离d的对应关系示意图；

[0045] 图15为本申请实施例所提供的分离式和集成式隔离电源封装结构的输出电压Vout及负载电流ILoad随时间t的变化关系示意图；

[0046] 图16为本申请实施例所提供的分离式和集成式隔离电源封装结构中，隔离变压器的原副边耦合电容CPS与隔离变压器原副边绕组之间的物理距离d的对应关系示意图。

具体实施方式

[0047] 下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

[0048] 在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是本申请还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本申请内涵的情况下做类似推广，因此本申请不受下面公开的具体实施例的限制。

[0049] 其次，本申请结合示意图进行详细描述，在详述本申请实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本申请保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。

[0050] 正如背景技术部分所述，非常有必要提供一种具有较高电气隔离能力的隔离电源，以可靠地驱动高速高压功率半导体器件。

[0051] 发明人研究发现，隔离电源通常由原边绕组和副边绕组构成隔离变压器来实现电气隔离，要想提高隔离电源的电气隔离能力，需要降低隔离变压器原边绕组和副边绕组之间的耦合电容（即原副边耦合电容），从而保证隔离电源在高电压变化率（dv/dt>100kV/us）下的耐用性，而由于隔离电源拓扑的限制，使得隔离变压器的原副边耦合电容和隔离变压器的励磁电感以及漏感相互耦合，因此，为了降低隔离变压器的原副边耦合电容，通常需要增大隔离变压器原副边绕组的物理距离。

[0052] 但是，在通过增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力的同时，会导致隔离变压器的原副边耦合系数减小，且漏感增大，而隔离电源的输出电压与隔离电压器的原副边耦合系数及漏感之间具有强耦合关系，从而最终影响隔离电源输出电压的质量。

[0053] 发明人进一步研究发现，目前的隔离DCDC电源多采用开环控制或者原边控制。

[0054] 对于开环控制的隔离电源，多采用大尺寸的环形磁芯，以此来增大隔离变压器原副边绕组的物理距离，从而降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力，但这样同时会增大隔离电源的整体体积，尤其是在宽禁带功率半导体的系统应用中，不利于系统的性能。并且，开环控制的隔离电源的输出电压通常只能保持在一定的负载范围内变化，当负载发生剧烈变化的时候，隔离电源的输出电压会与期望值有较大的差异。

[0055] 对于原边控制的隔离电源，由于需要隔离变压器的原副边绕组之间具有较高的耦合系数，以此来保证对副边输出电压的控制性能，因此，隔离变压器的原副边耦合电容难以持续减小。

[0056] 由此可见，目前的隔离电源存在如下技术问题：

[0057] （1）由于隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间具有强耦合关系，因此，在通过增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力的同时，会导致隔离变压器的原副边耦合系数减小，且漏感增大，最终影响隔离电源输出电压的质量。

[0058] （2）现有隔离电源的原副边耦合电容难以持续地降低。

[0059] （3）虽然现有隔离电源可采用大尺寸的环形磁芯来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提升其电气隔离能力，但这样会导致隔离变压器的体积变大，进而导致隔离电源的空间尺寸变大。

[0060] 基于上述研究的基础上，本申请实施例提供了一种隔离电源，图1给出了本申请实施例所提供的隔离电源的框架示意图，图2给出了本申请实施例所提供的隔离电源的电路结构示意图，结合图1和图2可以看出，该隔离电源包括：逆变电路10、隔离变压器20、整流电路30以及第一电容单元40和第二电容单元50，隔离变压器20包括原边绕组LP和副边绕组LS，原边绕组LP与第一电容单元40构成第一谐振电路41，副边绕组LS与第二电容单元50构成第二谐振电路51；

[0061] 逆变电路10用于将隔离电源的输入端输入的第一直流信号VIN转换成第一开关信号VP，并输出给第一谐振电路41；

[0062] 第一谐振电路41用于对第一开关信号VP进行谐振处理，从而在原边绕组LP上形成第一交流信号IP；

[0063] 隔离变压器20用于将原边绕组LP上的第一交流信号IP耦合至副边绕组LS，并在副边绕组LS上形成第二交流信号IS；

[0064] 第二谐振电路51用于对第二交流信号IS进行谐振处理，形成第三交流信号VS输出给整流电路30；

[0065] 整流电路30用于将第三交流信号VS转换成第二直流信号Vout后输出。

[0066] 需要说明的是，第一谐振电路41对第一开关信号VP进行谐振处理，是指在第一开关信号VP下，第一电容单元40与原边绕组LP的励磁电感以及漏感发生谐振；同理，第二谐振电路51对第二交流信号IS进行谐振处理，也是指在第二交流信号IS下，第二电容单元50与副边绕组LS的励磁电感以及漏感发生谐振。

[0067] 还需要说明的是，参考图2所示，隔离变压器20的原副边耦合电容CPS与隔离变压器20的原边绕组LP和副边绕组LS之间的物理距离d成负相关，即与前述分析相对应，可以通过减小隔离变压器20的原边绕组LP和副边绕组LS之间的物理距离d，来降低隔离变压器20的原副边耦合电容CPS，进而提高隔离电源的电气隔离能力。

[0068] 再需要说明的是，根据隔离变压器的工作原理，第一电容单元40与原边绕组LP需串联连接构成串联谐振电路，即第一谐振电路41为串联谐振电路，而第二电容单元50与副边绕组LS可以串联连接，也可以并联连接，还可以串并联混合连接，具体可视情况而定，因此，在图2所示的电路结构中，并没有画出副边绕组LS与第二电容单元50的具体连接关系。

[0069] 相比于现有隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间具有强耦合关系，本申请实施例所提供的隔离电源，通过对隔离变压器的原边绕组配置第一电容单元，使得隔离变压器的原边绕组与第一电容单元构成第一谐振电路，并通过对隔离变压器的副边绕组配置第二电容单元，使得隔离变压器的副边绕组与第二电容单元构成第二谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间的强耦合关系，降低隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性，从而在通过增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力的同时，虽然隔离变压器原副边绕组的物理距离的增大会导致隔离变压器的原副边耦合系数减小，且漏感增大，但由于隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性降低，因此，减小了对隔离电源输出电压的影响，保证了隔离电源在较宽负载范围内输出电压的稳定，即本申请实施例所提供的隔离电源，既实现了较低的原副边耦合电容，从而具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定，进而能够可靠地驱动高速高压功率半导体器件。

[0070] 相比于现有隔离电源的原副边耦合电容难以持续地降低，本申请实施例所提供的隔离电源，由于降低了隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性，因此，可以通过持续地增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来实现隔离电源原副边耦合电容的持续降低，且同时对隔离电源的输出电压的稳定性影响较小。

[0071] 相比于现有隔离电源采用大尺寸环形磁芯来提升电气隔离能力却导致体积变大，本申请实施例所提供的隔离电源，由于是在原副边绕组分别配置电容单元的方式来实现原副边的谐振，从而降低隔离电源的输出电压对隔离变压器的原副边耦合系数及漏感的依赖性，因此，无需使用大尺寸的环形磁芯，可以使用小尺寸的磁芯，甚至不使用磁芯，从而可以大大减小隔离电源的体积。

[0072] 下面通过具体实施例对本申请所提供的隔离电源作进一步详细说明。

[0073] 实施例一：

[0074] 图3给出了本实施例所提供的隔离电源中，第一谐振电路和第二谐振电路的电路结构示意图，如图3所示，在本实施例中，第一电容单元40包括第一电容C1，第一电容C1与原边绕组LP串联连接，第一电容C1的电容值为第一预设值，第一预设值为第一电容C1与原边绕组LP在第一开关信号下VP发生谐振所需的电容值，此时，第一电容C1与原边绕组LP构成的第一谐振电路为串联谐振电路。

[0075] 如图3所示，在本实施例中，第二电容单元包括第二电容C2，第二电容C2与副边绕组LS并联连接，第二电容C2的电容值为第二预设值，第二预设值为第二电容C2与副边绕组LS在第二电流信号IS下发生谐振所需的电容值，此时，第二电容C2与副边绕组Ls构成的第二谐振电路为并联谐振电路。

[0076] 在本实施例中，参考图2所示，逆变电路10包括：由四个功率开关管S1‑S4构成的第一全桥电路，以及控制电路11，该四个功率开关管包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4，具体这四个功率开关管S1‑S4的连接关系如图2所示，构成全桥DCDC拓扑，此处不再赘述；

[0077] 控制电路11用于在第一时段内，控制第一功率开关管S1和第三功率开关管S3导通，第二功率开关管S2和第四功率开关管S4关闭，并在第二时段内，控制第二功率开关管S2和第四功率开关管S4导通，第一功率开关管S1和第三功率开关管S3关闭，第一时段和第二时段交替进行，从而使得逆变电路将隔离电源的输入端输入的第一直流信号VIN转换成第一开关信号VP输出给第一谐振电路41；其中，第一时段和第二时段的占空比各为50%。

[0078] 具体工作时，隔离电源的输入端输入的第一直流信号为直流电压信号VIN，在第一时段内，逆变电路10的第一功率开关管S1和第三功率开关管S3导通，第二功率开关管S2和第四功率开关管S4关闭，使得从隔离电源的输入端输入的电流流向如图4中箭头所示，此时，逆变电路10的输出电压（即第一开关信号）VP=VIN；在第二时段内，逆变电路10的第二功率开关管S2和第四功率开关管S4导通，第一功率开关管S1和第三功率开关管S3关闭，使得从隔离电源的输入端输入的电流流向如图5中箭头所示，此时，逆变电路10的输出电压（即第一开关信号）VP =‑VIN，最终逆变电路10输出的第一开关信号VP的电压波形如图6所示，其中，横坐标为时间t，单位为秒（s），纵坐标为第一开关信号VP，单位为伏（V），TS为第一功率开关管至第四功率开关管S1‑S4的开关周期，第一功率开关管S1、第三功率开关管S3与第二功率开关管S2、第四功率开关管S4交替导通，占空比为50%。

[0079] 如图3所示，逆变电路10输出的第一开关信号Vp加载在第一电容C1与原边绕组LP构成的第一谐振电路41的两端，第一电容C1与原边绕组LP构成的第一谐振电路对第一开关信号VP进行谐振处理，从而在原边绕组LP上形成第一交流信号IP。具体的，在第一开关信号Vp下，当第一电容C1与原边绕组LP发生串联谐振时，第一电容C1的电容值等于第一预设值，第一预设值满足以下关系：

[0080]                    （1）

[0081] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LP为原边绕组的电感值，TS为第一开关信号VP的周期。

[0082] 图7给出了当原边绕组LP和第一电容C1在第一开关信号VP下发生串联谐振时，流过原边绕组LP的电流I（P 即第一交流信号）的波形示意图，其中，横坐标为时间t，单位为秒（s），纵坐标为原边绕组LP上的电流IP，单位为安培（A），从图7可以看到，当原边绕组LP和第一电容C1在第一开关信号VP下发生串联谐振时，流过原边绕组LP的电流I（P 即第一交流信号）为正弦波形。

[0083] 继续如图3所示，变压隔离器20将其原边绕组LP上的第一交流信号IP耦合至副边绕组LS，并在副边绕组LS上形成第二交流信号IS，第二交流信号也为电流信号，类似于原边绕组LP上的第一交流信号IP的波形，在第二交流信号IS下，由第二电容C2与副边绕组Ls构成的第二谐振电路51对第二交流信号IS进行谐振处理，形成第三交流信号VP输出给整流电流30。

[0084] 具体的，在第二交流信号IS下，当第二电容C2的电容值等于第二预设值时，第二电容C2与副边绕组LS发生并联谐振，第二预设值满足以下关系：

[0085]                     （2）

[0086] 其中，LS为副边绕组的电感值，TS为第一开关信号VP的周期。

[0087] 图8给出了当副边绕组LS与第二电容C2在第二交流信号IS下发生并联谐振时，第二电容C2上的谐振电压V（S 第三交流信号）的波形示意图，其中，横坐标为时间t，单位为秒（s），纵坐标为第二电容C2上的谐振电压VS，单位为伏（V），如图8所示，当副边绕组LS与第二电容C2在第二交流信号IS下发生并联谐振时，第二电容C2上的谐振电压VS也为正弦波形。

[0088] 最后，第二电容C2上的谐振电压VS通过整流电路30转换成直流电压Vout（第二直流信号）后输出。

[0089] 当第一电容C1的电容值满足公式（1），第二电容C2的电容值满足公式（2）的情况下，即当第一电容C1与原边绕组LP在第一开关信号VP下发生串联谐振，且第二电容C2与副边绕组LS在第二交流信号IS下发生并联谐振的情况下，可以得到隔离电源的输出电压Vout（第二直流信号）与输入电压VI（N 第一直流信号）之间的关系为：

[0090]                      （3）

[0091] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LP为原边绕组的电感值，LS为副边绕组的电感值。

[0092] 由公式（3）可以看出，隔离电源的输出电压Vout（第二直流信号）仅与隔离变压器的原副边耦合系数k以及隔离变压器的原副边绕组的电感值Ls/Lp相关，不再与隔离变压器的漏感相关，且隔离电源的输出电压Vout与隔离变压器的原副边耦合系数k的耦合关系也变得简单，即使隔离变压器的原副边耦合系数k变化，还可以通过调整隔离变压器的原副边绕组的电感值Ls/Lp来使得隔离电源的输出电压Vout稳定。

[0093] 其中，隔离变压器的原副边耦合系数k与隔离变压器原副边绕组的物理距离d呈负相关，具体可以表示为：

[0094]                         （4）

[0095] 由前述已知，要想提高隔离电源的电气隔离能力，需要增大隔离变压器原副边绕组的物理距离d，此时，根据公式（3）和公式（4）可知，虽然隔离变压器的原副边耦合系数k减小，但可以通过调整隔离变压器原副边绕组的电感值Lp和Ls，使得 值不变，即Vout/VIN不变，以此来保证隔离电源输出电压Vout的稳定。

[0096] 由此可见，本实施例所提供的隔离电源，通过对原边绕组配置第一电容，使得原边绕组和第一电容形成串联谐振电路，并对副边绕组配置第二电容，使得副边绕组和第二电容形成并联谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的漏感之间的耦合关系，使得隔离电源的输出电压仅与隔离变压器的原副边耦合系数以及隔离变压器的原副边绕组的电感值相关，从而可以通过调整隔离变压器的原副边绕组的电感值来弥补降低隔离电源的原副边耦合系数时增大隔离变压器原副边绕组的物理距离所带来的对隔离电源输出电压的影响，既实现了较低的原副边耦合电容，具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定。

[0097] 实施例二：

[0098] 与实施例一不同的是，在本实施例中，如图9所示，第二电容单元50包括第三电容C3，第三电容C3与副边绕组LS串联连接，第三电容C3的电容值为第三预设值，第三预设值为第三电容C3与副边绕组LS在第二交流信号IS下发生谐振所需的电容值，此时，第三电容C3与副边绕组LS构成的第二谐振电路51为串联谐振电路。

[0099] 在本实施例中，逆变电路10、隔离变压器20以及整流电路30的工作过程与实施例一类似，所不同的是：

[0100] 在第一开关信号VP下，第一电容C1与原边绕组LP发生串联谐振所需的电容值，即第一预设值变为：

[0101]                  （5）

[0102] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LP为原边绕组的电感值，TS为第一开关信号的周期。

[0103] 在第二交流信号IS下，当第三电容C3的电容值等于第三预设值时，第三电容C3与副边绕组LS发生串联谐振，第三预设值满足以下关系：

[0104]                 （6）

[0105] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LS为副边绕组的电感值，TS为第一开关信号的周期。

[0106] 在本实施例中，隔离电源的输出电压Vout（第二直流信号）与输入电压VI（N 第一直流信号）之间的关系变为：

[0107]                     （7）

[0108] 其中， LP为原边绕组的电感值，LS为副边绕组的电感值。

[0109] 由公式（7）可以看出，隔离电源的输出电压Vout（第二直流信号）仅与隔离变压器的原副边绕组的电感值LS/LP相关，不再与隔离变压器的原副边耦合系数k以及漏感相关，此时，完全可以根据隔离电源的电气隔离能力的需求，来增大隔离电压器原副边绕组的物理距离，而不会由于隔离电压器原副边绕组的物理距离的增大，导致隔离变压器的原副边耦合系数k以及漏感变化，进而影响隔离电源的输出电压。

[0110] 由此可见，本实施例所提供的隔离电源，通过对原边绕组配置第一电容，使得原边绕组和第一电容形成串联谐振电路，并对副边绕组配置第三电容，使得副边绕组和第三电容形成串联谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及其漏感之间的耦合关系，使得隔离电源的输出电压仅与隔离变压器的原副边绕组的电感值相关，从而完全可以根据隔离电源的电气隔离能力的需求，来增大隔离电压器原副边绕组的物理距离，而不会由于隔离电压器原副边绕组的物理距离的增大，导致隔离变压器的原副边耦合系数k以及漏感变化，进而影响隔离电源的输出电压，既实现了较低的原副边耦合电容，具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定。

[0111] 实施例三：

[0112] 与实施例一不同的是，在本实施例中，如图10所示，第二电容单元51包括第四电容C4和第五电容C5，副边绕组LS与第四电容C4串联连接后，再与第五电容C5并联连接，第四电容C4的电容值为第四预设值，第五电容C5的电容值为第五电容值，第四预设值为第四电容C4与副边绕组LS及第五电容C5在第二交流信号IS下发生谐振所需的电容值，第五预设值为第五电容C5与副边绕组Ls及第四电容C4在第二交流信号IS下发生谐振所需的电容值，即在本实施例中，副边绕组LS与第四电容C4串联后再与第五电容C5并联构成第二谐振电路。

[0113] 在本实施例中，逆变电路10、隔离变压器20以及整流电路30的工作过程与实施例一类似，所不同的是：

[0114] 在第一开关信号IS下，第一电容C1与原边绕组Lp发生串联谐振所需的电容值，即第一预设值变为：

[0115]                  （8）

[0116] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LP为原边绕组的电感值，TS为第一开关信号的周期。

[0117] 在第二交流信号IS下，当第四电容C4的电容值等于第四预设值，第五电容C5的电容值等于第五预设值时，副边绕组LS与第四电容C4串联后，再与第五电容C5并联构成的第二谐振电路发生谐振，其中，第四预设值满足以下关系：

[0118]                   （9）

[0119] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LS为副边绕组的电感值，TS为第一开关信号的周期。

[0120] 第五预设值满足以下关系：

[0121]                     （10）

[0122] 其中，k为隔离变压器的原副边耦合系数，LS为副边绕组的电感值，TS为第一开关信号的周期。

[0123] 在本实施例中，隔离电源的输出电压Vout（第二直流信号）与输入电压VI（N 第一直流信号）之间的关系变为：

[0124]                    （11）

[0125] 其中，LP为原边绕组的电感值，LS为副边绕组的电感值。

[0126] 由公式（11）可以看出，隔离电源的输出电压Vout（第二直流信号）仅与隔离变压器的原副边绕组的电感值LS/LP相关，不再与隔离变压器的原副边耦合系数k以及漏感相关，此时，完全可以根据隔离电源的电气隔离能力的需求，来增大隔离电压器原副边绕组的物理距离，而不会由于隔离电压器原副边绕组的物理距离的增大，导致隔离变压器的原副边耦合系数k以及漏感变化，进而影响隔离电源的输出电压。

[0127] 由此可见，本实施例所提供的隔离电源，通过对原边绕组配置第一电容，使得原边绕组和第一电容形成串联谐振电路，并对副边绕组配置第四电容和第五电容，使得副边绕组和第四电容串联后再与第五电容并联构成谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及其漏感之间的耦合关系，使得隔离电源的输出电压仅与隔离变压器的原副边绕组的电感值相关，从而完全可以根据隔离电源的电气隔离能力的需求，来增大隔离电压器原副边绕组的物理距离，而不会由于隔离电压器原副边绕组的物理距离的增大，导致隔离变压器的原副边耦合系数k以及漏感变化，进而影响隔离电源的输出电压，进而既实现了较低的原副边耦合电容，具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定。

[0128] 在上述任一实施例中，参考图2所示，整流电路30可以包括：

[0129] 由四个二极管D1‑D4构成的第二全桥电路，可以知晓的是，该整流电路30为常规的不控整流电路。但本申请对此并不做限定，整流电路也可以是其他整流电路，只要能够实现对第三交流信号VS的整流处理，将第三交流信号VS转换成第二直流信号Vout输出即可。

[0130] 在上述任一实施例中，参考图2所示，隔离电源还包括：输入电容CIN，输入电容CIN与逆变电路10一起将隔离电源的输入端输入的第一直流信号转换成第一开关信号输出给第一谐振电路。

[0131] 在上述任一实施例中，参考图2所示，隔离电源还包括：输出电容Cout，输出电容Cout与第二全桥电路并联连接，共同实现将第三交流信号转换成第二直流信号后输出。

[0132] 为了提高本申请实施例所提供的隔离电源使用的便捷性，进一步对隔离电源进行了SIP（System In Package，封装内系统）封装，下面通过具体实施例对本申请所提供的隔离电源封装结构作进一步详细说明。

[0133] 实施例四：

[0134] 本实施例提供了一种隔离电源封装结构，用于对前述任一实施例所提供的隔离电源进行封装，如图11所示，该隔离电源封装结构包括：

[0135] 原边封装结构100，原边封装结构包括第一封装外壳110，第一封装外壳110的内部设置有逆变电路10和原边绕组LP，第一电容单元40（如包括第一电容C1）设置在第一封装外壳110的外部，并与原边绕组LP电连接构成第一谐振电路41；

[0136] 副边封装结构200，副边封装结构200包括第二封装外壳210，第二封装外壳210的内部设置有整流电路30和副边绕组LS，第二电容单元50（如包括第四电容C4和第五电容C5）设置在第二封装外壳210的外部，并与副边绕组LS电连接构成第二谐振电路51；

[0137] 其中，原边封装结构100和副边封装结构200对应放置，以使得原边绕组LP和副边绕组LS正对放置。

[0138] 需要说明的是，在原边封装结构100和副边封装结构200内部，可通过环氧塑封材料EMC封装，在原边封装结构100和副边封装结构100之间，则通过空气相隔离，即隔离变压器原副边的绝缘能力依靠环氧塑封材料EMC和空气联和实现。

[0139] 还需要说明的是，在实际应用中，原边封装结构100（也可称为原边芯片）和副边封装结构200（也可称为副边芯片）在PCB基板上采用隔离变压器的磁芯处正对的方式放置，使得原边绕组LP和副边绕组LS正对放置。

[0140] 本实施例所提供的隔离电源封装结构，将原副边器件分别集成在两个独立的芯片内部，为分离式封装，且输入电压CIN、输出电容Cout、第一电容单元40以及第二电容单元50均置于相应芯片外部。在实际应用中，可以根据隔离电源所需的电气隔离能力，来配置隔离变压器原副边绕组的物理距离d，实现较低的原副边耦合电容CPS，进而满足电气间隙和爬电距离等要求，且隔离电源的输出电压Vout可以通过隔离变压器原副边绕组的电感值LS/LP得以补偿，保证隔离电源输出电压的稳定性，或者隔离电源的输出电压Vout根本不受影响。

[0141] 基于应用规则，图12给出了本实施例所提供的分离式隔离电源封装结构在10kV、15kV和20kV三种电压等级下，隔离变压器原副边绕组之间的电场EV与原副边绕组之间的物理距离d的对应关系示意图，从图12可以看出，本实施例所提供的分离式隔离电源封装结构中，原副边绕组之间的物理距离d应满足表1要求，例如，在10kV电压等级下，隔离电源的原副边绕组之间的物理距离d应大于4.5mm。

[0142] 表1 本实施例所提供的分离式隔离电源封装结构在不同电压等级下，原副边绕组之间的物理距离d需满足的条件

[0143] 电压等级 原副边绕组之间的物理距离d10kV >4.5mm
15kV >6.0mm
20kV >7.5mm

[0144] 实施例五：

[0145] 本实施例提供了一种隔离电源封装结构，用于对前述任一实施例所提供的隔离电源进行封装，如图13所示，该隔离电源封装结构300包括：第三封装外壳310，第三封装外壳310的内部设置有逆变电路10、隔离变压器20和整流电路30，且隔离变压器20的原边绕组LP和副边绕组LS正对放置，第一电容单元40（如包括第一电容C1）和第二电容单元50（如包括第四电容C4和第五电容C5）设置在第三封装外壳310的外部，且第一电容单元40与原边绕组LP电连接构成第一谐振电路41，第二电容单元50与副边绕组LS电连接构成第二谐振电路51。

[0146] 在本实施例中，由于隔离变压器的原边绕组LP和副边绕组LS均封装在同一封装壳体内，因此，原边绕组LP和副边绕组LS之间可以直接通过环氧塑封材料EMC相隔离，而不再依靠空气相隔离，环氧塑封材料的绝缘能力远远优于空气，从而使得隔离电源的电气隔离能力大大提升。

[0147] 本实施例所提供的隔离电源封装结构，是将所有器件集成在一个芯片内部，为集成式封装，且输入电压CIN、输出电容Cout、第一电容单元40以及第二电容单元50均设置在芯片外部。在实际应用中，可以根据隔离电源所需的电气隔离能力，来配置隔离变压器原副边绕组的物理距离d，实现较低的原副边耦合电容CPS，进而满足电气间隙和爬电距离等要求，且隔离电源的输出电压Vout可以通过隔离变压器原副边绕组的电感值LS/LP得以补偿，保证隔离电源输出电压的稳定性，或者隔离电源的输出电压Vout根本不受影响。

[0148] 图14给出了本实施例所提供的集成式隔离电源封装结构在10kV、15kV和20kV三种电压等级下，隔离变压器原副边绕组之间的电场EV与原副边绕组之间的物理距离d的对应关系示意图，从图14可以看出，由于原边绕组LP和副边绕组LS之间可以直接通过环氧塑封材料EMC相隔离，且环氧塑封材料EMC的绝缘能力可达到24kV/mm，从而使得原副边绕组之间的物理距离d可以减小到1mm。

[0149] 图15给出了以上两个实施例所提供的分离式和集成式隔离电源封装结构的输出电压Vout及负载电流ILoad随时间t的变化关系示意图，从图15可以看出，当负载电流ILoad从满载到零的变化过程中，尽管没有采用闭环控制，隔离电源的输出电压Vout仍旧稳定保持在24V。

[0150] 图16给出了以上两个实施例所提供的分离式和集成式隔离电源封装结构中，隔离变压器的原副边耦合电容CPS与隔离变压器原副边绕组之间的物理距离d的对应关系示意图，从图16可以看出，不论采用集成式还是分离式的隔离电源封装结构，隔离变压器的原副边耦合电容CPS均小于1.5pF。

[0151] 综上，本申请实施例所提供的隔离电源，通过对隔离变压器的原边绕组配置第一电容单元构成第一谐振电路，并通过对隔离变压器的副边绕组配置第二电容单元构成第二谐振电路，以此来解耦隔离电源的输出电压与隔离变压器的原副边耦合系数及漏感之间的强耦合关系，从而在通过增大隔离变压器原副边绕组的物理距离来降低隔离变压器的原副边耦合电容，进而提高隔离电源的电气隔离能力的同时，减小对隔离电源输出电压的影响，保证隔离电源在较宽负载范围内输出电压的稳定，即本申请实施例所提供的隔离电源，既实现了较低的原副边耦合电容，从而具有较高的电气隔离能力，又保证了在较宽负载范围内输出电压的稳定，且隔离电源的体积也较小。进一步地，本申请实施例还提供了原副边分离式和集成式的两种隔离电源封装结构，以提高隔离电源使用的便捷性

[0152] 本说明书中各个部分采用并列和递进相结合的方式描述，每个部分重点说明的都是与其他部分的不同之处，各个部分之间相同相似部分互相参见即可。

[0153] 对所公开的实施例的上述说明，本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或组合，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。