一种伺服驱动器多路输出电源装置

摘要

本申请提供了一种伺服驱动器多路输出电源装置，该装置通过在原边控制电路中加入过流时间可控电路，IGBT驱动过压侦测电路，实现了伺服驱动器开关电源的过流、过压保护，极大增强了产品安全性；同时使用母线电压磁隔离检测技术实现了高精度、低成本的母线电压检测。

权利要求

1.一种伺服驱动器多路输出电源装置，其特征在于，该电源装置包括整流单元、滤波单元、开关变换器、控制电路、整流滤波电路组、隔离反馈电路、过流保护时间可控电路、过压侦测电路、母线电压检测分压单元以及信号调理单元；

整流单元，与滤波单元相连接，交流输入经过整流单元后输入滤波单元；

滤波单元，分别与开关变换器的原边、控制电路、过流保护时间可控电路相连接，对经过整流后的交流输入进行平滑滤波以得到平滑的交流输入直流电压；

控制电路，分别与开关变换器、过流保护时间可控电路、过压侦测电路以及隔离反馈电路相连接，用于根据隔离反馈电路的反馈输入通过PWM方式调整控制开关变换器以稳定整流滤波电路组的输出电压；

整流滤波电路组，由4路整流滤波电路组成，每一路整流滤波电路包括彼此串联的输出整流电路和输出滤波电路，所述输出整流电路与所述开关变换器的副边绕组相连接，用于对开关变换器的副边绕组的各路输出进行平滑以得到多路平滑的直流电压；

隔离反馈电路，将整流滤波电路组输出的一路平滑的直流电压反馈输出至控制电路；

过压侦测电路以及过流保护时间可控电路的输出端分别与控制电路相连，过压侦测电路的输入端连接开关变换器的原边，过流保护时间可控电路的输入端连接滤波单元的输出端，所述过压侦测电路以及过流保护时间可控电路用于为开关变换器的原边提供过压、过流保护。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，整流滤波电路组的一路输出依次连接母线电压检测分压单元和信号调理单元，最终输出至CPU的ADC口，以实现母线电压采集。

3.根据权利要求1或2之一所述的电源装置，其特征在于，所述开关变换器采用反激开关变压器T1，反激开关变压器T1的9‑7脚组成原边绕组，副边绕组共有4组。

4.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，第一副边绕组由反激开关变压器T1的

4‑2脚组成，与之相连的第一路整流滤波电路包括由D1、CD1、C2、L2、C3、C4组成的整流滤波回路，以及R1、C1组成的RC吸收回路。

5.根据权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述第一路整流滤波电路的输出为电源VCC、GND。

6.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，第二副边绕组由反激开关变压器T1的5‑6脚组成，与之相连的第二路整流滤波电路包括由D4、CD2、C9组成的整流滤波回路。

7.根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于，所述第二路整流滤波电路的输出为电源24V、COM。

8.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，第三副边绕组由反激开关变压器T1的

10‑11脚组成，与之相连的第三路整流滤波电路包括两个支路的整流滤波回路，分别为由D8、CD4、C11组成的第一支路整流滤波回路，以及由D7、CD3、C12组成的第二支路整流滤波回路。

9.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述第三路整流滤波电路中第一支路整流滤波回路的输出为IGBT驱动电源F16.5V、DCN，第二支路整流滤波回路的输出为辅助供电绕组VC15、DCN。

10.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，第四副边绕组由反激开关变压器T1的2‑1脚组成，与之相连的第四路整流滤波电路包括由D2、C7组成的正激整流滤波回路；第四路整流滤波电路的输出与母线电压检测分压单元相连。

说明书

一种伺服驱动器多路输出电源装置

技术领域

[0001] 本申请涉及电力伺服驱动器技术领域，尤其涉及一种伺服驱动器多路输出电源装置。

背景技术

[0002] 在目前小功率，集成度较高的伺服驱动器领域，开关电源设计一般由控制电源、IGBT驱动电源、辅助供电电源组成。开关电源的过流保护，通常在开关管的低侧串联一个分流器，用于采集开关管导通时的电流；在副边过载、过流、短路时，开关电源控制IC会频繁启动，进入“打嗝状态”，“打嗝”时间不受控，长时间的“打嗝状态”下，容易使回路上的功率器件因为温升过高而损坏，同时带来电气安全问题。

[0003] 另外，IGBT驱动电源，由于IGBT对驱动电压的限值要求，IGBT驱动电源过压保护通常只能通过额外的电路来监测，增加了成本，占用了布板空间。伺服驱动器的母线电压采样一般采用隔离式的ADC或是大电阻降压的差分采样，具有采样精度高的优点，同时也具有成本高、所需器件多、布板空间大的缺点。

发明内容

[0004] 本申请提供了一种伺服驱动器多路输出电源装置，该装置用于解决伺服驱动器领域的多路输出开关电源在过载、过流、短路时的“打嗝”时间不受控，IGBT驱动电压的过压监测和过压保护的问题。通过本申请的技术方案能够使母线电压采样低成本，满足高精度、高隔离电压的要求，同时具有高度集成、多重保护以及可靠性高的特点。本申请采用如下技术方案：

[0005] 一种伺服驱动器多路输出电源装置，该电源装置包括整流单元、滤波单元、开关变换器、控制电路、整流滤波电路组、隔离反馈电路、过流保护时间可控电路、过压侦测电路、母线电压检测分压单元以及信号调理单元；

[0006] 整流单元，与滤波单元相连接，交流输入经过整流单元后输入滤波单元；

[0007] 滤波单元，分别与开关变换器的原边、控制电路、过流保护时间可控电路相连接，对经过整流后的交流输入进行平滑滤波以得到平滑的交流输入直流电压；

[0008] 控制电路，分别与开关变换器、过流保护时间可控电路、过压侦测电路以及隔离反馈电路相连接，用于根据隔离反馈电路的反馈输入通过PWM方式调整控制开关变换器以稳定整流滤波电路组的输出电压；

[0009] 整流滤波电路组，由4路整流滤波电路组成，每一路整流滤波电路包括彼此串联的输出整流电路和输出滤波电路，所述输出整流电路与所述开关变换器的副边绕组相连接，用于对开关变换器的副边绕组的各路输出进行平滑以得到多路平滑的直流电压；

[0010] 隔离反馈电路，将整流滤波电路组输出的一路平滑的直流电压反馈输出至控制电路；

[0011] 过压侦测电路以及过流保护时间可控电路的输出端分别与控制电路相连，过压侦测电路的输入端连接开关变换器的原边，过流保护时间可控电路的输入端连接滤波单元的输出端，所述过压侦测电路以及过流保护时间可控电路用于为开关变换器的原边提供过压、过流保护。

[0012] 进一步的，整流滤波电路组的一路输出依次连接母线电压检测分压单元和信号调理单元，最终输出至CPU的ADC口，以实现母线电压采集。

[0013] 进一步的，所述开关变换器采用反激开关变压器T1，反激开关变压器T1的9‑7脚组成的原边绕组，副边绕组共有4组。

[0014] 进一步的，第一副边绕组由反激开关变压器T1的4‑2脚组成，与之相连的第一路整流滤波电路包括由D1、CD1、C2、L2、C3、C4组成的整流滤波回路，以及R1、C1组成的RC吸收回路。

[0015] 进一步的，所述第一路整流滤波电路的输出为电源VCC、GND。

[0016] 进一步的，第二副边绕组由反激开关变压器T1的5‑6脚组成，与之相连的第二路整流滤波电路包括由D4、CD2、C9组成的整流滤波回路。

[0017] 进一步的，所述第二路整流滤波电路的输出为电源24V、COM。

[0018] 进一步的，第三副边绕组由反激开关变压器T1的10‑11脚组成，与之相连的第三路整流滤波电路包括两个支路的整流滤波回路，分别为由D8、CD4、C11组成的第一支路整流滤波回路，以及由D7、CD3、C12组成的第二支路整流滤波回路。

[0019] 进一步的，所述第三路整流滤波电路中第一支路整流滤波回路的输出为IGBT驱动电源F16.5V、DCN，第二支路整流滤波回路的输出为辅助供电绕组VC15、DCN。

[0020] 进一步的，第四副边绕组由反激开关变压器T1的2‑1脚组成，与之相连的第四路整流滤波电路包括由D2、C7组成的正激整流滤波回路；第四路整流滤波电路的输出与母线电压检测分压单元相连。

[0021] 通过本申请实施例，可以获得如下技术效果：本申请通过在原边控制电路中加入过流时间可控电路，IGBT驱动过压侦测电路，实现了伺服驱动器开关电源的过流、过压保护，极大增强了产品安全性；同时使用母线电压磁隔离检测技术实现了高精度、低成本的母线电压检测。

附图说明

[0022] 为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

[0023] 图1为多路输出电源装置的功能模块组成结构示意图；

[0024] 图2为多路输出电源装置的电路原理示意图；

[0025] 图3为电压跟随器的电路原理示意图。

[0026] 附图标记：

[0027] 101 过流保护时间可控电路、201 过压侦测电路、301 母线电压检测分压单元、401 信号调理单元。

具体实施方式

[0028] 为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的全部其他实施例，都属于本申请保护的范围。

[0029] 图1为多路输出电源装置的功能模块组成结构示意图。所述多路输出电源装置包括整流单元、滤波单元、开关变换器、控制电路、整流滤波电路组、隔离反馈电路、过流保护时间可控电路、过压侦测电路、母线电压检测分压单元以及信号调理单元；

[0030] 整流单元，与滤波单元相连接，交流输入经过整流单元后输入滤波单元；

[0031] 滤波单元，分别与开关变换器的原边、控制电路、过流保护时间可控电路相连接，对经过整流后的交流输入进行平滑滤波以得到平滑的交流输入直流电压；

[0032] 控制电路，分别与开关变换器、过流保护时间可控电路、过压侦测电路以及隔离反馈电路相连接，用于根据隔离反馈电路的反馈输入通过PWM方式调整控制开关变换器以稳定整流滤波电路组的输出电压；

[0033] 整流滤波电路组，由4路整流滤波电路组成，每一路整流滤波电路包括彼此串联的输出整流电路和输出滤波电路，所述输出整流电路与所述开关变换器的副边绕组相连接，用于对开关变换器的副边绕组的各路输出进行平滑以得到多路平滑的直流电压；

[0034] 隔离反馈电路，将整流滤波电路组输出的一路平滑的直流电压反馈输出至控制电路；

[0035] 过压侦测电路以及过流保护时间可控电路的输出端分别与控制电路相连，过压侦测电路的输入端连接开关变换器的原边，过流保护时间可控电路的输入端连接滤波单元的输出端，所述过压侦测电路以及过流保护时间可控电路用于为开关变换器的原边提供过压、过流保护；

[0036] 整流滤波电路组的一路输出依次连接母线电压检测分压单元和信号调理单元，最终输出至CPU的ADC口，以实现母线电压采集。

[0037] 图2为多路输出电源装置的电路原理示意图。电源芯片U1的主要功能有：

[0038] （1）内部采用精度为±2.0％的基准电压5VREF为 5.00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；

[0039] （2）振荡器的最高振荡频率可达 500kHz，内部振荡器的频率由脚8与脚4间电阻 R13、脚4的接地电容C17决定；

[0040] （3）内部带锁定的PWM（Pulse Width Modulation），可以实现逐个脉冲的电流限制；

[0041] （4）具有图腾柱输出，能提供高达1A的驱动电流，由R10、R20组成的驱动回路直接驱动MOSFET功率管Q2。由R5、D5组成的启动电路，其功能是实现电源芯片U1自启动供电。由D7、CD3、C12组成的辅助供电电路是实现电源芯片U1正常工作供电。

[0042] 为了延长短路时打嗝保护时间，提高短路保护效果，过流保护时间可控电路101由D6、R7、C10、R8、Q1组成，工作原理如下：

[0043] 当电源芯片正常工作时，节点电压VREF为5V，经D6后，Q1栅源电压Vgs=4.3V；此时Q1导通，则D5阳极被拉低接近0V，此时D5反偏，没有电流流过D5；

[0044] 当出现短路时，在短路持续时间内，辅助供电电路电压降低，无法给电源芯片U1供电，此时电源芯片U1消耗电容CD3存储的能量，当CD3电压低于电源芯片U1的下限工作电压后，电源芯片U1被保护而停止工作；

[0045] 电源芯片U1停止工作后，VREF点电压为0V，电容C10经过R8放电；当C10电压低于Q1开启电压Vth后Q1关闭，然后D5转向正向导通，通过启动电阻R5对电容CD3充电，当充电电压达到电源芯片U1的启动电压后，电源芯片U1再次启动。

[0046] 上述短路持续时间为从短路开始到电容CD3电压降低到U1下限工作电压所用的时间，时长取决于正常工作时工作电压和CD2容量以及U1芯片功耗。

[0047] 短路时的打嗝保护时间包括第一启动时间t1和第二启动时间t2，所述第一启动时间t1 为电容C10经过R8放电到电压低于Q1开启电压的时间，所述第二启动时间 t2为启动电阻对电容CD3充电到U1芯片启动电压的时间。

[0048] 原边电流采样电路由R19、R14、C16组成，其中R19为电流采样电阻；

[0049] 过压侦测电路201中的Z1起到过压保护作用，当输出电压变高时，辅助供电绕组电压也升高，导致电容CD3电压升高，当电压超过稳压管的Vz时，Z1导通，输出功率开始受限，当电压超过Vz+1伏时，U1芯片的3脚电压超过1V，U1芯片输出PWM停止，输出电压被限制。

[0050] RCD吸收回路由R2、C6、D3组成，当Q2关断时，初级电流中耦合的部分能量转移到次级输出，一部分漏感中的能量通过RCD回路吸收，以防止高压击穿MOS管Q2。

[0051] 隔离反馈电路中包括光耦器件PC1和电压基准芯片U3，当输出电压升高时，经电阻R16、R22分压后接到稳压二极管U3的参考输入端（误差放大器的反向输入端）的电压升高（其中稳压二极管U3采用稳压器件TL431），与稳压二极管U3内部的基准参考电压2.5V作比较，使得U3阴阳极间电压Vka降低，进而光耦器件中的发光二极管的电流If变大，以至于光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，U1的脚1电平变低，使得输出脉冲变窄，缩短MOSFET功率管的导通时间，以使得传输到T1次级绕组的能量减小，输出电压Vo降低。反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输出闭环控制的目的。

[0052] 所述开关变换器采用反激开关变压器T1，反激开关变压器T1的9‑7脚组成的原边绕组NP1‑2，副边绕组共有4组；

[0053] 第一副边绕组由反激开关变压器T1的4‑2脚组成，与之相连的第一路整流滤波电路包括由D1、CD1、C2、L2、C3、C4组成的整流滤波回路，以及R1、C1组成的RC吸收回路；所述第一路整流滤波电路的输出为电源VCC、GND；

[0054] 第二副边绕组由反激开关变压器T1的5‑6脚组成，与之相连的第二路整流滤波电路包括由D4、CD2、C9组成的整流滤波回路；所述第二路整流滤波电路的输出为电源24V、COM；

[0055] 第三副边绕组NP2‑2由反激开关变压器T1的10‑11脚组成，与之相连的第三路整流滤波电路包括两个支路的整流滤波回路，分别为由D8、CD4、C11组成的第一支路整流滤波回路，以及由D7、CD3、C12组成的第二支路整流滤波回路；所述第三路整流滤波电路中第一支路整流滤波回路的输出为IGBT驱动电源F16.5V、DCN，第二支路整流滤波回路的输出为辅助供电绕组VC15、DCN。

[0056] 一个绕组、两个支路，使得两个电源支路的功能互相独立，互不干扰。此外，辅助电源支路的过压侦测电路201，实际侦测的是绕组电压，当第二支路整流滤波回路出现过压（即VC15、DCN支路），由于IGBT驱动电源F16.5V、DCN的支路与其共用同一个绕组，则第一支路整流滤波回路（即该绕组的另一支路F16.5V、DCN）也必然出现过压，因而使得IGBT驱动电源F16.5V、DCN的支路也具有了过压侦测功能，能有效的防止IGBT驱动电源出现过压状态，防止因驱动电压过高而损坏IGBT。

[0057] 第四副边绕组由反激开关变压器T1的2‑1脚组成，与之相连的第四路整流滤波电路包括由D2、C7组成的正激整流滤波回路；第四路整流滤波电路的输出与母线电压检测分压单元301相连（即第四副边绕组为母线电压采集绕组）；

[0058] 母线电压检测分压单元301由R3、R4、R6、C8组成；母线电压的获取方式如下：

[0059] 正激整流后的电压Vdc（1 即C7两端的电压）满足如下公式：

[0060]

[0061] 其中；Np表示开关变压器的原边匝数，Ns表示开关变压器的电压采集绕组匝数；

[0062] 电压VDC（即C8两端的电压）满足如下公式：

[0063]

[0064] 电压VDC与母线电压Vbus之间满足如下关系式：

[0065]

[0066] 母线电压Vbus的计算公式如下：

[0067]

[0068] 其中R3、R4、R6为母线电压检测分压单元中的电阻；Vd为二极管压降，取值0.7V；Np表示开关变压器的原边匝数，Ns表示开关变压器的电压采集绕组匝数；VDC为正激整流后电压的分压。

[0069] 图3为电压跟随器的电路原理示意图。将模拟量VDC的信号调理输出到CPU的ADC接口完成采样，该电路由R17、C20、C13、R18、C18、D9组成。

[0070] 综上所述，本申请通过在原边控制电路中加入过流时间可控电路，IGBT驱动过压侦测电路，实现了伺服驱动器开关电源的过流、过压保护，极大增强了产品安全性；同时使用母线电压磁隔离检测技术实现了高精度、低成本的母线电压检测。

[0071] 最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本申请的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实施例已经对本申请进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其作出各种各样的改变，而不偏离本申请权利要求书所限定的范围。