多相逆变电路及调制方法

摘要

本申请涉及一种多相逆变电路及调制方法。多相逆变电路用于基于直流电源提供的直流电生成目标交流电。多相逆变电路包括至少一个非交错逆变电路，每个所述非交错逆变电路用于输出对应的一相的交流电压；所述非交错逆变电路包括：第一桥臂单元、第二桥臂单元和反相耦合变压器。当具有相位差的第一脉冲信号和第二脉冲信号通过反相耦合变压器时，可以在非交错逆变电路内形成电流环路，使功率开关在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关的体二极管的反向恢复功耗，实现零电压软开关。

权利要求

1.一种多相逆变电路，用于基于直流电源提供的直流电生成目标交流电，其特征在于，包括至少一个非交错逆变电路，每个所述非交错逆变电路用于输出对应的一相的交流电压，所述目标交流电包括所述交流电压；

所述非交错逆变电路包括：第一桥臂单元、第二桥臂单元和反相耦合变压器；

所述第一桥臂单元和所述第二桥臂单元均包括至少两个具有体二极管的功率开关，所述第一桥臂单元被配置为基于所述直流电生成第一脉冲信号，所述第二桥臂单元被配置为基于所述直流电生成第二脉冲信号；所述第一脉冲信号与所述第二脉冲信号波形相同且存在相位差；其中，所述相位差大于各个桥臂单元的死区时间，且小于所述第一脉冲信号或所述第二脉冲信号的开关周期的一半；

所述反相耦合变压器包括相互耦合的第一绕组和第二绕组；所述第一绕组的同名端与所述第一桥臂单元连接，以接入所述第一脉冲信号；所述第二绕组的异名端与所述第二桥臂单元连接，以接入所述第二脉冲信号；所述第一绕组的异名端与所述第二绕组的同名端连接，且为所述非交错逆变电路的输出端，用于输出所述交流电压；

所述反相耦合变压器用于与所述第一桥臂单元和所述第二桥臂单元形成电流回路，使各个所述体二极管在对应的所述功率开关导通之前导通。

2.如权利要求1所述的多相逆变电路，其特征在于，所述第一桥臂单元包括第一功率开关和第二功率开关，所述第二桥臂单元包括第三功率开关和第四功率开关；

所述第一功率开关的第一导通端与所述直流电源的输出正极连接，所述第一功率开关的第二导通端与所述第二功率开关的第一导通端以及所述第一绕组的同名端连接，所述第二功率开关的第二导通端与所述直流电源的输出负极连接；

所述第三功率开关的第一导通端与所述直流电源的输出正极连接，所述第三功率开关的第二导通端与所述第四功率开关的第一导通端以及所述第二绕组的异名端连接，所述第四功率开关的第二导通端与所述直流电源的输出负极连接。

3.如权利要求1所述的多相逆变电路，其特征在于，所述非交错逆变电路还包括滤波电感，所述滤波电感与所述反相耦合变压器连接，以用于所述反相耦合变压器通过所述滤波电感输出所述交流电压。

4.如权利要求1‑3任一项所述的多相逆变电路，其特征在于，包括两个所述非交错逆变电路，以用于基于两个所述非交错逆变电路输出的所述交流电压生成所述目标交流电；

所述多相逆变电路还包括输出滤波电容和负载电阻，所述输出滤波电容和负载电阻均连接在两个所述非交错逆变电路的输出端之间。

5.如权利要求4所述的多相逆变电路，其特征在于，还包括第一调节开关，所述第一调节开关连接在两个所述非交错逆变电路的输出端之间。

6.如权利要求4所述的多相逆变电路，其特征在于，还包括第二调节开关，所述第二调节开关连接在所述直流电源的输出正极与各个所述非交错逆变电路之间。

7.如权利要求1‑3任一项所述的多相逆变电路，其特征在于，包括三个所述非交错逆变电路，以用于基于三个所述非交错逆变电路输出的交流电压生成所述目标交流电压；

各个所述非交错逆变电路的输出端分别通过对应的输出滤波电容接地。

8.如权利要求1‑3任一项所述的多相逆变电路，其特征在于，还包括电源滤波电容，所述电源滤波电容连接在所述输出正极和所述输出负极之间。

9.如权利要求1‑3任一项所述的多相逆变电路，其特征在于，还包括控制电路，所述控制电路包括电压检测模块、电流检测模块、逻辑运算模块和驱动模块，所述电压检测模块与所述电流检测模块连接，所述电流检测模块与所述逻辑运算模块连接，所述逻辑运算模块通过所述驱动模块与所述多相逆变电路中各个功率开关连接；

所述电压检测模块和所述电流检测模块用于分别基于所述目标交流电的采样电压和采样电流生成对应的第一反馈信号和第二反馈信号，所述逻辑运算模块被配置为基于所述第一反馈信号和所述第二反馈信号控制所述驱动模块向各个所述功率开关输出对应的驱动电压。

10.一种调制方法，其特征在于，应用于如权利要求1‑9任一项所述的多相逆变电路，所述调制方法包括：生成并向所述第一桥臂单元输出第一上桥臂驱动电压和第一下桥臂驱动电压，以用于驱动所述第一桥臂单元生成所述第一脉冲信号；所述第一上桥臂驱动电压和所述第一下桥臂驱动电压的信号极性相反，且所述第一上桥臂驱动电压和所述第一下桥臂驱动电压的高电平之间设有对应的所述死区时间；

生成并向所述第二桥臂单元输出第二上桥臂驱动电压和第二下桥臂驱动电压，以用于驱动所述第二桥臂单元生成所述第二脉冲信号；所述第二上桥臂驱动电压和所述第二下桥臂驱动电压的信号极性相反，且所述第二上桥臂驱动电压和所述第二下桥臂驱动电压的高电平之间设有对应的所述死区时间；

所述第一上桥臂驱动电压与所述第二上桥臂驱动电压波形相同且存在所述相位差，所述第一下桥臂驱动电压与所述第二下桥臂驱动电压波形相同且存在所述相位差。

说明书

多相逆变电路及调制方法

技术领域

[0001] 本申请属于电力电子技术领域，尤其涉及一种多相逆变电路及调制方法。

背景技术

[0002] 目前，逆变器主要由DC/AC变换电路及其控制器构成，DC/AC电路拓扑通常使用全桥逆变电路。由于其使用四个功率开关管及其体二极管，一般也称作H4拓扑。H4拓扑采用传
统双极性高频正弦波脉宽调制（Sinusoidal Pulse width modulation；SPWM）方式时，四个功率开关管均工作于高频硬开关状态，开关功耗较大，尤其其体二极管反向恢复功耗较大，
导致转换效率较低。为了提高转换效率，也可使用单极性或混合调制方法，但会造成较高共
模干扰和较高漏电流。

发明内容

[0003] 本申请的目的在于提供一种多相逆变电路及调制方法，旨在解决传统的逆变电路存在的开关功耗较大的问题。

[0004] 本申请实施例的第一方面提供了一种多相逆变电路，用于基于直流电源提供的直流电生成目标交流电，包括至少一个非交错逆变电路，每个所述非交错逆变电路用于输出
对应的一相的交流电压，所述目标交流电包括所述交流电压；所述非交错逆变电路包括：第
一桥臂单元、第二桥臂单元和反相耦合变压器；所述第一桥臂单元和所述第二桥臂单元均
包括至少两个具有体二极管的功率开关，所述第一桥臂单元被配置为基于所述直流电生成
第一脉冲信号，所述第二桥臂单元被配置为基于所述直流电生成第二脉冲信号；所述第一
脉冲信号与所述第二脉冲信号波形相同且存在相位差；其中，所述相位差大于各个桥臂单
元的死区时间，且小于所述第一脉冲信号或所述第二脉冲信号的开关周期的一半；所述反
相耦合变压器包括相互耦合的第一绕组和第二绕组；所述第一绕组的同名端与所述第一桥
臂单元连接，以接入所述第一脉冲信号；所述第二绕组的异名端与所述第二桥臂单元连接，
以接入所述第二脉冲信号；所述第一绕组的异名端与所述第二绕组的同名端连接，且为所
述非交错逆变电路的输出端，用于输出所述交流电压；所述反相耦合变压器用于与所述第
一桥臂单元和所述第二桥臂单元形成电流回路，使各个所述体二极管在对应的所述功率开
关导通之前导通。

[0005] 其中一实施例中，所述第一桥臂单元包括第一功率开关和第二功率开关，所述第二桥臂单元包括第三功率开关和第四功率开关；所述第一功率开关的第一导通端与所述直
流电源的输出正极连接，所述第一功率开关的第二导通端与所述第二功率开关的第一导通
端以及所述第一绕组的同名端连接，所述第二功率开关的第二导通端与所述直流电源的输
出负极连接；所述第三功率开关的第一导通端与所述直流电源的输出正极连接，所述第三
功率开关的第二导通端与所述第四功率开关的第一导通端以及所述第二绕组的异名端连
接，所述第四功率开关的第二导通端与所述直流电源的输出负极连接。

[0006] 其中一实施例中，所述非交错逆变电路还包括滤波电感，所述滤波电感与所述反相耦合变压器连接，所述反相耦合变压器通过所述滤波电感输出所述交流电压。

[0007] 其中一实施例中，包括两个所述非交错逆变电路，以用于基于两个所述非交错逆变电路输出的所述交流电压生成所述目标交流电；所述多相逆变电路还包括输出滤波电容
和负载电阻，所述输出滤波电容和负载电阻均连接在两个所述非交错逆变电路的输出端之
间。

[0008] 其中一实施例中，还包括第一调节开关，所述第一调节开关连接在两个所述非交错逆变电路的输出端之间。

[0009] 其中一实施例中，还包括第二调节开关，所述第二调节开关连接在所述直流电源的输出正极与各个所述非交错逆变电路之间。

[0010] 其中一实施例中，包括三个所述非交错逆变电路，以用于基于三个所述非交错逆变电路输出的交流电压生成所述目标交流电压；各个所述非交错逆变电路的输出端分别通
过对应的输出滤波电容接地。

[0011] 其中一实施例中，还包括电源滤波电容，所述电源滤波电容连接在所述输出正极和所述输出负极之间。

[0012] 其中一实施例中，还包括控制电路，所述控制电路包括电压检测模块、电流检测模块、逻辑运算模块和驱动模块，所述电压检测模块与所述电流检测模块连接，所述电流检测
模块与所述逻辑运算模块连接，所述逻辑运算模块通过所述驱动模块与所述多相逆变电路
中各个功率开关连接；所述电压检测模块和所述电流检测模块用于分别基于所述目标交流
电的采样电压和采样电流生成对应的第一反馈信号和第二反馈信号，所述逻辑运算模块被
配置为基于所述第一反馈信号和所述第二反馈信号控制所述驱动模块向各个所述功率开
关输出对应的驱动电压。

[0013] 本申请实施例的第二方面提供了一种调制方法，应用于如上述的多相逆变电路，所述调制方法包括：生成并向所述第一桥臂单元输出第一上桥臂驱动电压和第一下桥臂驱
动电压，以用于驱动所述第一桥臂单元生成所述第一脉冲信号；所述第一上桥臂驱动电压
和所述第一下桥臂驱动电压的信号极性相反，且所述第一上桥臂驱动电压和所述第一下桥
臂驱动电压的高电平之间设有对应的所述死区时间；生成并向所述第二桥臂单元输出第二
上桥臂驱动电压和第二下桥臂驱动电压，以用于驱动所述第二桥臂单元生成所述第二脉冲
信号；所述第二上桥臂驱动电压和所述第二下桥臂驱动电压的信号极性相反，且所述第二
上桥臂驱动电压和所述第二下桥臂驱动电压的高电平之间设有对应的所述死区时间；所述
第一上桥臂驱动电压与所述第二上桥臂驱动电压波形相同且存在所述相位差，所述第一下
桥臂驱动电压与所述第二下桥臂驱动电压波形相同且存在所述相位差。

[0014] 本申请实施例与现有技术相比存在的有益效果是：当具有相位差的第一脉冲信号和第二脉冲信号通过反相耦合变压器时，本申请实施例可以在非交错逆变电路内形成电流
环路，使得功率开关在导通之前，其体二极管先导通，从而降低对应功率开关的体二极管的
反向恢复功耗，实现零电压软开关（Zero Voltage Switch；ZVS）。

附图说明

[0015] 图1为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图一；

[0016] 图2为图1电路中重要端点之间的电压波形图或对应的电流波形图；

[0017] 图3为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图二；

[0018] 图4为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图三；

[0019] 图5为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图四；

[0020] 图6为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图五；

[0021] 图7为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图六；

[0022] 图8为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图七；

[0023] 图9为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图八；

[0024] 图10为本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图九；

[0025] 图11为本申请一实施例提供的调制方法的流程图。

[0026] 上述附图说明：10、多相逆变电路；20、直流电源；100、非交错逆变电路；110、第一桥臂单元；120、第二桥臂单元；130、反相耦合变压器；200、开关桥臂电路；300、控制电路；310、电压检测模块；320、电流检测模块；330、逻辑运算模块；340、驱动模块。

具体实施方式

[0027] 为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅
用以解释本申请，并不用于限定本申请。

[0028] 需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。

[0029] 需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。

[0030] 此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

[0031] 图1示出了本申请一实施例提供的多相逆变电路的结构示意图，详述如下：

[0032] 一种多相逆变电路10，用于基于直流电源20提供的直流电生成目标交流电，多相逆变电路10包括至少一个非交错逆变电路100。其中，设直流电源20的直流电压为Vdc。

[0033] 每个非交错逆变电路100用于输出对应的一相的交流电压，目标交流电包括该交流电压。其中，非交错逆变电路100包括：第一桥臂单元110、第二桥臂单元120和反相耦合变压器130。

[0034] 第一桥臂单元110和第二桥臂单元120均包括至少两个具有体二极管的功率开关，第一桥臂单元110被配置为基于直流电生成第一脉冲信号，第二桥臂单元120被配置为基于
直流电生成第二脉冲信号。第一脉冲信号与第二脉冲信号波形相同且存在相位差。其中，相
位差大于各个桥臂单元的死区时间，且小于第一脉冲信号或第二脉冲信号的开关周期的一
半。反相耦合变压器130包括相互耦合的第一绕组和第二绕组。第一绕组的同名端与第一桥
臂单元110连接，以接入第一脉冲信号。第二绕组的异名端与第二桥臂单元120连接，以接入
第二脉冲信号。第一绕组的异名端与第二绕组的同名端连接，且为反相耦合变压器130的输
出中点M。输出中点M可以作为非交错逆变电路100的输出端，用于输出交流电压；反相耦合
变压器130还用于与第一桥臂单元110和第二桥臂单元120形成电流回路，使各个功率开关
的体二极管在对应的功率开关导通之前导通。其中，第一脉冲信号和第二脉冲信号均为高
频方波信号。功率开关可以采用全控型功率半导体器件，如金属氧化物场效应晶体管
（Metal‑Oxide‑Semiconductor Field‑Effect Transistor；MOSFET）、绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor；IGBT），也可使用第三代半导体宽禁带（Wide 
Bandgap；WBG）功率器件，如碳化硅（SiC）MOSFET、氮化镓（GaN）MOSFET等。多相逆变电路10的类型不受限制，可以根据实际需求进行配置，例如，多相逆变电路10可以是全桥逆变电路、
半桥逆变电路、三相逆变电路等任意一种逆变电路，多相逆变电路10至少包括一个非交错
逆变电路100，用于至少输出其中一相交流电压。

[0035] 当具有相位差的第一脉冲信号和第二脉冲信号通过反相耦合变压器130时，可以在非交错逆变电路100中各个功率开关导通之前，通过对应的功率开关体二极管形成电流
环路，使功率开关的体二极管先导通，从而降低对应功率开关的体二极管的反向恢复功耗，
实现零电压软开关，提高转换效率。

[0036] 同时，由于各个功率开关的开关功耗较低，可以使各个功率开关工作在更高的开关频率下。两个桥臂电路至少共有四个功率开关，每个功率开关分担的电流较小，使得两个
桥臂电路产生的热量较小且分布均衡，提高逆变电路的可靠性。

[0037] 需要说明的是，第一桥臂单元110和第二桥臂单元120采用调制方法为移相交错相位ф≠360º/N的调制方法，其中，N为对应的桥臂单元的数量，ф为相位差，在一实施例中N
为2，则ф≠360º/2，其中，相位差可以采用的取值范围为ф<0.5Ts，Ts为脉冲信号的开关周期。具体地，当D>0.5时，ф<（1‑D）*Ts；当D<0.5时，ф

[0038] 示例性的，如图1所示，第一桥臂单元110包括第一功率开关Q1和第二功率开关Q2，第二桥臂单元120包括第三功率开关Q3和第四功率开关Q4。第一功率开关Q1、第二功率开关
Q2、第三功率开关Q3和第四功率开关Q4均为N型MOS管，各个功率开关的第一导通端对应N型
MOS管的漏极，各个功率开关的第二导通端对应N型MOS管的源极，各个功率开关的受控端对
应N型MOS管的栅极，受控端用于接收对应的驱动电压。

[0039] 第一功率开关Q1的第一导通端与直流电源20的输出正极连接，第一功率开关Q1的第二导通端与第二功率开关Q2的第一导通端以及第一绕组的同名端连接，第二功率开关Q2
的第二导通端与直流电源20的输出负极连接。

[0040] 第三功率开关Q3的第一导通端与直流电源20的输出正极连接，第三功率开关Q3的第二导通端与第四功率开关Q4的第一导通端以及第二绕组的异名端连接，第四功率开关Q4
的第二导通端与直流电源20的输出负极连接。

[0041] 其中，第一功率开关Q1的第二导通端与第二功率开关Q2的第一导通端的连接点即是第一桥臂输出中点a，第三功率开关Q3的第二导通端与第四功率开关Q4的第一导通端的
连接点即是第二桥臂输出中点b。

[0042] 图2为图1电路中重要端点之间的电压波形图或对应的电流波形图。其中，Vgs为各个功率开关的驱动电压，VM0为反相耦合变压器130的输出中点M的电压，VaM为第一桥臂输出
中点a到反相耦合变压器130的输出中点M的电压，VbM为第二桥臂输出中点b到反相耦合变压
器130的输出中点M的电压，i1为第一桥臂输出中点a流向反相耦合变压器130的电流，i2为
第二桥臂输出中点b流向反相耦合变压器130的电流。

[0043] 其中，第一功率开关Q1的驱动电压与第二功率开关Q2的驱动电压的极性相反，第三功率开关Q3的驱动电压与第四功率开关Q4的驱动电压的极性相反，第一功率开关Q1的驱
动电压和第三功率开关Q3的驱动电压的占空比均大于0.5。由于第一脉冲信号与第二脉冲
信号波形相同且存在相位差，相应的，第一功率开关Q1的驱动电压与第三功率开关Q3的驱
动电压的波形相同且存在相同的相位差，第二功率开关Q2的驱动电压与第四功率开关Q4的
驱动电压的波形相同且存在相同的相位差。同时，在常规技术方案中，同一桥臂单元的两个
功率开关的驱动电压还设有死区时间，即第一功率开关Q1的驱动电压与第二功率开关Q2的
驱动电压的高电平之间存在死区时间，第三功率开关Q3的驱动电压与第四功率开关Q4的驱
动电压的高电平之间存在死区时间，因此相位差需要大于死区时间。示例性的，第一脉冲信
号与第二脉冲信号之间的相位差为死区时间的两倍。

[0044] 在第一功率开关Q1导通之前的死区时间内，即第一功率开关Q1和第二功率开关Q2均关断时，由于设有相位差，此时仅第四功率开关Q4仍导通，电压VaM从0开始上升，电压VbM从0开始下降，电流i1为负值且线性上升，电流i2为正值且线性下降，使得在第一功率开关
Q1由关断变为导通时（即第一功率开关Q1的驱动电压由低电平变为高电平时），第一功率开
关Q1的体二极管已经导通，从而实现第一功率开关Q1的零电压导通。

[0045] 在第一功率开关Q1与第四功率开关Q4同时导通时，VM0=1/2*Vdc，VaM=1/2*Vdc，VbM=‑1/2*Vdc，电流i1线性上升，电流i2线性下降。

[0046] 在第三功率开关Q3导通之前的第二桥臂电路的死区时间内，仅第一功率开关Q1导通，此时电压VaM开始下降，电压VbM开始上升，电流i1为正值且线性上升，电流i2为负值且线性下降，使得在第三功率开关Q3由关断变为导通时，第三功率开关Q3的体二极管已经导通，
从而实现第三功率开关Q3的零电压导通。

[0047] 在第一功率开关Q1与第三功率开关Q3共同导通时，VM0=Vdc，VaM=0，VbM=0，由于漏感影响，电流i1为正值且继续略微上升，电流i2为负值且反向略微上升。

[0048] 在第二功率开关Q2导通之前的死区时间，仅第三功率开关Q3仍导通，此时电压VaM从0开始下降，电压VbM从0开始上升，电流i1为正值且线性下降，电流i2为负值且线性上升，使得在第二功率开关Q2由关断变为导通时，第二功率开关Q2的体二极管已经导通，从而实
现第二功率开关Q2的零电压导通。

[0049] 在第二功率开关Q2与第三功率开关Q3共同导通时，VM0=1/2*Vdc，VaM=‑1/2*Vdc，VbM=1/2*Vdc，电流i1线性下降，电流i2线性上升。

[0050] 在第四功率开关Q4导通之前的第二桥臂电路的死区时间内，仅第二功率开关Q2导通，此时电压VaM开始上升，电压VbM开始下降，电流i1为负值且线性下降，电流i2为正值且线性上升，使得在第四功率开关Q4由关断变为导通时，第四功率开关Q4的体二极管已经导通，
从而实现第四功率开关Q4的零电压导通。

[0051] 在第二功率开关Q2与第四功率开关Q4共同导通时，VM0=0，VaM=0，VbM=0，由于漏感影响，电流i1反向略微下降，电流i2继续略微下降。

[0052] 综上所述，在第一功率开关Q1导通之前，电流i1为负值；在第二功率开关Q2导通之前，电流i1为正值；在第三功率开关Q3导通之前，电流i2为负值；在第四功率开关Q4导通之
前，电流i2为负值。从而在各个功率开关在导通之前，通过反相耦合变压器130生成的电流
回路，可以使各个体二极管先导通，从而降低甚至消除各个功率开关的体二极管反向恢复
功耗，实现零电压导通。另外，通过各个功率开关的第一导通端与第二导通端之间的寄生电
容，或者各个功率开关外并的小电容，可以近似实现零电压关断。通过上述的调制方法，可
以得到较好的均流和均热效果。

[0053] 如图2所示，在一实施例中，电压VM0为三电平输出，具有较高的电能质量，输出谐波较小，因此可以不再添加额外的滤波电感L1，进而减少电路体积和成本。

[0054] 在一实施例中，非交错逆变电路100还包括滤波电感L1，如图3所示，滤波电感L1与反相耦合变压器130连接，反相耦合变压器130通过滤波电感L1输出交流电压，滤波电感L1
用于优化交流电压的波形。具体地，滤波电感L1的第一端与反相耦合变压器130的输出中点
M连接，滤波电感L1的第二端用于输出优化后的交流电压，此时滤波电感L1的第二端为非交
错逆变电路100的输出端。

[0055] 在一实施例中，如图4所示，多相逆变电路10包括两个非交错逆变电路100，以用于基于两个非交错逆变电路100输出的交流电压生成目标交流电。非交错逆变电路100可以采
用双极性或单极性控制方式。

[0056] 多相逆变电路10还包括输出滤波电容Cf和负载电阻RL，输出滤波电容Cf和负载电阻RL均连接在两个非交错逆变电路100的输出端之间。两个非交错逆变电路100输出的交流
电压通过输出滤波电容Cf的滤波后，负载电阻RL两端将生成对应的目标交流电。

[0057] 在一实施例中，多相逆变电路10还包括第一调节开关，第一调节开关可以是双向开关，如图5所示，第一调节开关连接在两个非交错逆变电路100的输出端之间。通过第一调
节开关可以使多相逆变电路10变为高效可靠逆变电路（Highly Efficient Reliable 
Inverter Concept；HERIC），从而减小多相逆变电路10的共模干扰及漏电流，并且也会形成多电平工作。示例性的，如图5所示，第一调节开关可以包括串联的功率开关Q5和功率开关
Q6。

[0058] 在一实施例中，多相逆变电路10还包括第二调节开关Q7，如图6所示，第二调节开关Q7连接在直流电源20的输出正极与各个非交错逆变电路100之间。通过第二调节开关Q7
可以使多相逆变电路10变为H5拓扑结构的逆变电路，可以减小多相逆变电路10的共模干扰
及漏电流。

[0059] 在一实施例中，多相逆变电路10包括三个非交错逆变电路100，以用于基于三个非交错逆变电路100输出的交流电压生成目标交流电压。如图7所示，三个非交错逆变电路100
可以组成三相逆变电路，各个非交错逆变电路100分别输出电压Va、电压Vb和电压Vc，以生
成三相电压。

[0060] 各个非交错逆变电路100的反相耦合变压器130的输出中点M分别通过对应的滤波电容接地。

[0061] 在一实施例中，多相逆变电路10包括开关桥臂电路200，开关桥臂电路200被配置为基于基于直流电生成对应一相的交流电压。示例性的，如图8所示，多相逆变电路10包括
一个开关桥臂电路200和一个非交错逆变电路100，开关桥臂电路200具体包括第五功率开
关Q8、第六功率开关Q9和滤波电感L2，第五功率开关Q8的第一导通端与直流电源20的输出
正极连接，第五功率开关Q8的第二导通端与第六功率开关Q9的第一导通端一以及滤波电感
L2的第一端连接，滤波电感L2的第二端用于输出对应的交流电压，从而配合非交错逆变电
路100生成目标交流电。第五功率开关Q8和第六功率开关Q9可以是IGBT管。开关桥臂电路
200可以采用单极性控制方式，非交错逆变电路100可以采用双极性控制方式。

[0062] 在一实施例中，多相逆变电路10还包括电源滤波电容C1，如图1所示。电源滤波电容C1连接在直流电源20的输出正极和直流电源20的输出负极之间。电源滤波电容C1用于过
滤交流电信号。

[0063] 在一实施例中，多相逆变电路10还包括了两个串联的分压电容，如图9所示，具体包括分压电容C2和分压电容C3，两个分压电容的连接点可以与外部电路或负载连接，从而
可以与一个非交错逆变电路100组成半桥逆变电路。电容的成本比功率开关更低。非交错逆
变电路100可以采用双极性控制方式。

[0064] 在一实施例中，多相逆变电路10还包括控制电路300，控制电路300被配置为基于目标交流电生成驱动电压，驱动电压用于控制多相逆变电路10中各个开关的导通与关断。

[0065] 在一实施例中，控制电路300包括电压检测模块310、电流检测模块320、逻辑运算模块330和驱动模块340，电压检测模块310和电流检测模块320分别用于基于目标交流电的
采样电压和采样电流生成对应的第一反馈信号和第二反馈信号，电压检测模块310与电流
检测模块320连接，电流检测模块320与逻辑运算模块330连接，逻辑运算模块330通过驱动
模块340与各个功率开关连接，逻辑运算模块330被配置为基于采样电压和采样电流控制驱
动模块340向各个功率开关输出对应的驱动电压。

[0066] 示例性的，如图10所示，多相逆变电路10包括两个非交错逆变电路100，电压检测模块310包括第一运放单元U1、第一采样电阻R1和第二采样电阻R2，电流检测模块320包括
第二运放单元U3，逻辑运算模块330和驱动模块340可使用分立电子元器件搭建，也可设计
和使用专用集成电路，如模拟控制芯片、通过软件编程的单片机（MCU）、数字信号处理器
（DSP）或可编程逻辑器件（FPGA/CPLD）等。

[0067] 第一采样电阻R1的第一端与其中一个非交错逆变电路100的输出中点M连接，第一采样电阻R1的第二端通过第二采样电阻R2接地，第一采样电阻R1的第二端且与第一运放单
元U1反相输入端连接，以采集采样电压，第一运放单元U1的正相输入端与参考电压源Vr连
接，第一运放单元U1的输出端与光电耦合器U2的原边二极管负端连接，第一运放单元U1被
配置为基于其反相输入端和其正相输入端的电信号生成并通过其输出端输出第一反馈信
号，原边二极管负端的正端与内部电源连接，光电耦合器U2的副边三极管的发射极接地，副
边三极管的集电极与第二运放单元U3的正相输入端以及参考电流源Is连接，第二运放单元
U3的反相输入端通过电流采集器件与其中一个非交错逆变电路100的输出中点M连接，以采
集采样电流，电流采集器件可以是电流传感器、电流互感器或电阻，第二运放单元U3输出端
与逻辑运算模块330连接，第二运放单元U3被配置为基于其反相输入端和其正相输入端的
电信号生成并通过其输出端输出第二反馈信号，逻辑运算模块330可以根据第二反馈信号
得到目标交流电的参数情况，判断当前输出的目标交流电的电压和电流是否与预设参数相
等，进而调节驱动模块340输出的驱动电压。

[0068] 需要说明的是，电压检测模块310可以通过相应电压外环比例积分（Proportion Integration；PI）补偿设计，调整输出电压并实现稳压。电流检测模块320通过相应电流内
环比例积分（PI）补偿设计，可以采用平均电流模式或峰值电流模式控制，从而提高多相逆
变电路10动态响应性能。第一运放单元U1和第二运放单元U3可以采用二阶或多阶外环比例
积分补偿或其他智能控制方式。可选地，逻辑运算模块330可采用各种类型的控制方式，如
准谐振控制、单开关周期控制、电流连续导通模式（CCM）、电流断续模式（DCM）、电流临界导通模式（CRM）等。

[0069] 多相逆变电路10既可采用分立器件方式或集成方式，也可统一集成进控制器中而构成大规模混合集成电路，这种高集成度控制器设计能够进一步减小逆变器体积。

[0070] 图11示出了本申请一实施例提供的调制方法的流程图，详述如下：

[0071] 一种调制方法，可应用于如上述任一项实施例的多相逆变电路10，调制方法包括步骤S100 S200：
~

[0072] S100、生成并向第一桥臂单元110输出第一上桥臂驱动电压和第一下桥臂驱动电压，以用于驱动第一桥臂单元110生成第一脉冲信号。第一上桥臂驱动电压和第一下桥臂驱
动电压的信号极性相反，且第一上桥臂驱动电压和第一下桥臂驱动电压的高电平之间设有
对应的死区时间。

[0073] S200、生成并向第二桥臂单元120输出第二上桥臂驱动电压和第二下桥臂驱动电压，以用于驱动第二桥臂单元120生成第二脉冲信号。第二上桥臂驱动电压和第二下桥臂驱
动电压的信号极性相反，且第二上桥臂驱动电压和第二下桥臂驱动电压的高电平之间设有
对应的死区时间。

[0074] 其中，第一上桥臂驱动电压与第二上桥臂驱动电压波形相同且存在相位差，第一下桥臂驱动电压与第二下桥臂驱动电压波形相同且存在相位差。第一上桥臂驱动电压和第
一下桥臂驱动电压的高电平之间的死区时间等于第二上桥臂驱动电压和第二下桥臂驱动
电压的高电平之间的死区时间，各个驱动电压的开关周期均相同。

[0075] 在一实施例中，相位差大于各个桥臂单元死区时间，且小于各个驱动电压的开关周期的一半。具体地，相位差可以等于死区时间的两倍。

[0076] 以其中一实施例的非交错逆变电路100为例，如图1、图2所示，第一上桥臂驱动电压即为提供给第一功率开关Q1的驱动电压，第一下桥臂驱动电压即为提供给第二功率开关
Q2的驱动电压，第二上桥臂驱动电压即为提供给第三功率开关Q3的驱动电压，第二下桥臂
驱动电压即为提供给第四功率开关Q4的驱动电压。

[0077] 上述任意实施例的逻辑运算模块330可以通过驱动模块340执行上述的调制方法，以向各个桥臂单元输出对应的驱动电压。

[0078] 应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限
定。步骤S100和步骤S200可以同时进行。

[0079] 所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的
功能单元、模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上
描述的全部或者部分功能。实施例中的各功能单元、模块可以集成在一个处理单元中，也可
以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中，上述集成的
单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。另外，各功能单
元、模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本申请的保护范围。上述系统
中单元、模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

[0080] 在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。

[0081] 以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各
实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改
或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应
包含在本申请的保护范围之内。