一种无输入储能电感的三相隔离型变换器及其控制方法

摘要

本申请涉及一种无输入储能电感的三相隔离型变换器及其控制方法，它包括三相整流滤波单元、交流复合开关辅助桥臂组、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述三相整流滤波单元包括三相全桥整流桥和并联在所述三相全桥整流桥输出端的第一滤波电容；所述交流复合开关辅助桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，高频转换单元的输入端连接交流复合开关辅助桥臂组的输出端，高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元两个输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。本发明解决了现有技术存在的需要两级变换器多次升降压变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。

权利要求

1.一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，其特征在于，包括三相整流滤波单元、交流复合开关辅助桥臂组、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述三相整流滤波单元包括三相全桥整流桥和并联在所述三相全桥整流桥输出端的第一滤波电容；所述交流复合开关辅助桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，三个等效可控选择开关的交流输入端口分别与三相全桥整流桥的三个输入端连接，三个等效可控选择开关的正输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个等效可控选择开关的负输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端；所述高频转换单元包括第七开关、第八开关、第九开关管和第十开关管；第七开关连接三相全桥整流桥的正输出端和交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，第八开关连接三相全桥整流桥的负输出端和交流复合开关辅助桥臂组的负输出端，第九开关管的漏极与三相全桥整流桥的正输出端连接，源极与交流复合开关辅助桥臂组的负输出端连接，并作为高频转换单元第一输出端，第十开关管的源极与三相全桥整流桥的负输出端连接，漏极与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端连接，并作为高频转换单元第二输出端；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元两个输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

2.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，其特征在于，所述等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通；所述等效可控选择开关包括一个开关管和四个二极管，或两个开关管和两个二极管；

当所述等效可控选择开关包括一个开关管和四个二极管时，交流输入端口连接第三二极管的阴极和第四二极管的阳极，第一开关管的源极连接第三二极管的阳极和第一二极管的阳极，第一二极管的阴极连接正输出端口，第四二极管的阴极连接第一开关管的漏极和第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接负输出端口；

当所述等效可控选择开关包括两个开关管和两个二极管时，具有三种连接方式：

第一种连接方式为，交流输入端口连接第一开关管的漏极，第二开关管的源极连接第一开关管的源极，第一二极管的阳极连接第二关管的漏极和第二二极管的阴极，第一二极管的阴极连接正输出端口，第二二极管的阳极连接负输出端口；

第二种连接方式为，交流输入端口连接第二二极管的阴极和第一二极管的阳极，第一开关管的漏极连接第一二极管的阴极，第一开关管的源极连接正输出端口，第二二极管的阳极连接第二开关管的源极，第二开关管的漏极连接负输出端口；

第三种连接方式为，交流输入端口连接第一开关管的漏极及第二开关管的源极，第二开关管的漏极连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接负输出端口，第一开关管的源极连接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极连接正输出端口。

3.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，其特征在于，所述第七开关和第八开关为二极管或开关管，当第七开关和第八开关为开关管时，第七开关管、第八开关管、第九开关管和第十开关管一起构成H桥做高频转换；所述第一滤波电容为无极性的高频电容。

4.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，其特征在于，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器或原边侧串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容的高频隔离变压器，所述高频隔离变压器的副边侧为单绕组或多绕组。

5.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，其特征在于，所述整流滤波单元包括高频整流电路和第二滤波电容，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器的副边侧连接；高频整流电路的输出端与第二滤波电容连接。

6.根据权利要求1所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，其特征在于，所述高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元构成DC/DC变换单元，所述DC/DC变换单元设置有多个，多个DC/DC变换单元共用一个三相整流滤波单元及交流复合开关辅助桥臂组；多个DC/DC变换单元的高频转换单元与交流复合开关辅助桥臂组之间设置有反向串联的二极管与开关管。

7.一种无输入储能电感的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，用于控制权利要求1 6任一权利要求所述的三相隔离型变换器，包括以下步骤：~

S100：将三相全桥整流桥的输入端连接三相三线电源，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

 S200：检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足系统需求的工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，三相隔离型变换器开始工作；

S300：根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关辅助桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号，各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对高频转换单元中的对应开关管也施加PWM驱动导通；与高频转换单元中的开关管一起进行H桥的高频轮换转换，并按照功率因数校正需要进行导通；

S400：对当前区间段下的交流复合开关辅助桥臂中的开关管及高频转换单元中的开关管施加驱动信号进行PWM驱动控制，使其中瞬时值较高的两相所在的斜对管通路先导通后再关闭，再轮换为H桥中另外一对斜对管，或是先次高相及最低相的组合与最高相先构成半轮H桥高频变换，然后再换为次高相与最高相构成另外半轮H桥高频变换；控制交流复合开关辅助桥臂使其中瞬时值较高的两相电流继续导通，达到控制所需的时间后，将已导通的瞬时值次高相所在的交流复合开关辅助桥臂中的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和交流复合开关辅助桥臂中瞬时值最小相的通路可以导通和续流；

S500：在各相电流按照设定需要进行导通后，关闭驱动信号，并准备启动下一开关周期的转换。

8.根据权利要求7所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，在步骤S400 S500中，对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关辅助桥臂施加与瞬~时值最高相驱动信号相同的驱动信号或早于次高相交流通路关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号；各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后小段区间内，对次高相和最低相施加对等的PWM驱动占空比，即另外两相与最高相交流构成的导通回路时间相等。

9.根据权利要求7所述的一种无输入储能电感的三相隔离型变换器的控制方法，其特征在于，当三相隔离型变换器具有N个高频转换单元时，N个高频转换单元的高频PWM驱动按照1/N个周期错位，进行交错控制。

说明书

一种无输入储能电感的三相隔离型变换器及其控制方法

技术领域

[0001] 本申请涉及电力电子技术领域及电池设备领域，具体涉及一种无输入储能电感的三相隔离型变换器及其控制方法。

背景技术

[0002] 随着人民生活的改善及生产需求的扩大，当前设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，单体设备用电负荷的容量越来越大，大多是采用三相供电，比如电动汽车充电站等，假如没有PFC矫正功能就会对电网的电能质量破坏很大，甚至严重时会导致电网的瘫痪，随着国家对电能质量法规的要求越来越严格，目前较大功率的AC/DC电源都必须采用PFC（功率因素校正）电路，包括升压型（Boost）和降压型（Buck）两种，为获得较为稳定和安全的输出电压，如图1所示，一般都需要的在PFC变换器后级均需要增加一级隔离型直流变换器，所以长期以来，对于三相交流输入的交直流变换电路，一般为PFC+DC/DC两级电路，因此两级电路的多次变换，导致开关损耗及导通损耗较多，效率下降严重。因此在之前国外也有采用过多种单级的三相交直流变换器，从理论上来讲有一定的改善和提高，但是由于实际设备的三相输入电压源并非理想，会有各种不同的瞬态电能质量问题，比如有电网暂降，突波，频率跳变等各种各样的实际工况，因此这些拓扑装置对于电网的条件会太过敏感，或者说电网适应性较差，从而导致可靠性较差，无法大规模化量化生产。因此有必要研究一种新电路，可以一级变换实现PFC及隔离稳压，提高效率的同时还可以较为稳定的工作。

发明内容

[0003] 本发明的目的在于，提供一种无输入储能电感的三相隔离型变换器及其控制方法，解决现有技术存在的需要两级变换器多次升降压变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。

[0004] 本发明采取的第一种技术方案是：一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，包括三相整流滤波单元、交流复合开关辅助桥臂组、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述三相整流滤波单元包括三相全桥整流桥和并联在所述三相全桥整流桥输出端的第一滤波电容；所述交流复合开关辅助桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，三个等效可控选择开关的交流输入端口分别与三相全桥整流桥的三个输入端连接，三个等效可控选择开关的正输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，三个等效可控选择开关的负输出端口相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端；所述高频转换单元包括第七开关、第八开关、第九开关管和第十开关管；第七开关连接三相全桥整流桥的正输出端和交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，第八开关连接三相全桥整流桥的负输出端和交流复合开关辅助桥臂组的负输出端，第九开关管的漏极与三相全桥整流桥的正输出端连接，源极与交流复合开关辅助桥臂组的负输出端连接，并作为高频转换单元第一输出端，第十开关管的源极与三相全桥整流桥的负输出端连接，漏极与交流复合开关辅助桥臂组的正输出端连接，并作为高频转换单元第二输出端；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元两个输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

[0005] 进一步地，所述等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通；所述等效可控选择开关包括一个开关管和四个二极管，或两个开关管和两个二极管；

[0006] 当所述等效可控选择开关包括一个开关管和四个二极管时，交流输入端口连接第三二极管的阴极和第四二极管的阳极，第一开关管的源极连接第三二极管的阳极和第一二极管的阳极，第一二极管的阴极连接正输出端口，第四二极管的阴极连接第一开关管的漏极和第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接负输出端口；

[0007] 当所述等效可控选择开关包括两个开关管和两个二极管时，具有三种连接方式：

[0008] 第一种连接方式为，交流输入端口连接第一开关管的漏极，第二开关管的源极连接第一开关管的源极，第一二极管的阳极连接第二关管的漏极和第二二极管的阴极，第一二极管的阴极连接正输出端口，第二二极管的阳极连接负输出端口；

[0009] 第二种连接方式为，交流输入端口连接第二二极管的阴极和第一二极管的阳极，第一开关管的漏极连接第一二极管的阴极，第一开关管的源极连接正输出端口，第二二极管的阳极连接第二开关管的源极，第二开关管的漏极连接负输出端口；

[0010] 第三种连接方式为，交流输入端口连接第一开关管的漏极及第二开关管的源极，第二开关管的漏极连接第二二极管的阴极，第二二极管的阳极连接负输出端口，第一开关管的源极连接第一二极管的阳极，第一二极管的阴极连接正输出端口。

[0011] 进一步地，所述第七开关和第八开关为二极管或开关管，当第七开关和第八开关为开关管时，第七开关管、第八开关管、第九开关管和第十开关管一起构成H桥做高频转换；所述第一滤波电容为无极性的高频电容。

[0012] 进一步地，当第七开关和第八开关为开关管时，所述第七开关管和第八开关管与交流复合开关辅助桥臂组的输出端之间还在设置有二极管和开关管的反向串联组合。

[0013] 进一步地，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器或原边侧串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容的高频隔离变压器，所述高频隔离变压器的副边侧为单绕组或多绕组。

[0014] 进一步地，所述整流滤波单元包括高频整流电路和第二滤波电容，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器的副边侧连接；高频整流电路的输出端与第二滤波电容连接。

[0015] 进一步地，所述高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元构成DC/DC变换单元，所述DC/DC变换单元设置有多个，多个DC/DC变换单元共用一个三相整流滤波单元及交流复合开关辅助桥臂组；多个DC/DC变换单元的高频转换单元与交流复合开关辅助桥臂组之间设置有反向串联的二极管与开关管。

[0016] 本发明采取的第二种技术方案是：一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，包括三相整流滤波单元、交流复合开关辅助桥臂组、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述三相整流滤波单元包括三相全桥整流桥和并联在所述三相全桥整流桥输出端的第一滤波电容；所述交流复合开关辅助桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，所述等效可控选择开关为可控双向选择导通的开关，三个可控双向选择导通的开关的输入端与三相全桥整流桥的三个输入端连接，三个可控双向选择导通的开关的输出端接在一起，作为交流复合开关辅助桥臂组的输出端与高频转换单元连接；

[0017] 所述高频转换单元包括第七开关、第八开关、第九开关管和第十开关管；第七开关的一端与第八开关的一端连接，并将连接点作为高频转换单元第一输出端，所述第一输出端与交流复合开关辅助桥臂组的输出端连接；第七开关的另一端与三相全桥整流桥的正输出端连接，第八开关的另一端与三相全桥整流桥的负输出端连接；第九开关管的源极与第十开关管的漏极连接，并将连接点作为高频转换单元第二输出端；第九开关管的漏极与三相全桥整流桥的正输出端连接，第十开关管的源极与三相全桥整流桥的负输出端连接；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元两个输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

[0018] 本发明采取的第三种技术方案是：一种无输入储能电感的三相隔离型变换器的控制方法，用于控制第一种技术方案或第二种技术方案所述的三相隔离型变换器，包括以下步骤：

[0019] S100：将三相全桥整流桥的输入端连接三相三线电源，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；

[0020]  S200：检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足系统需求的工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，三相隔离型变换器开始工作；

[0021] S300：根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关辅助桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号，各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对高频转换单元中的对应开关管也施加PWM驱动导通；与高频转换单元中的开关管一起进行H桥的高频轮换转换，并按照功率因数校正需要进行导通；

[0022] S400：对当前区间段下的交流复合开关辅助桥臂中的开关管及高频转换单元中的开关管施加驱动信号进行PWM驱动控制，使其中瞬时值较高的两相所在的斜对管通路先导通后再关闭，再轮换为H桥中另外一对斜对管，或是先次高相及最低相的组合与最高相先构成半轮H桥高频变换，然后再换为次高相与最高相构成另外半轮H桥高频变换；控制交流复合开关辅助桥臂使其中瞬时值较高的两相电流继续导通，达到控制所需的时间后，将已导通的瞬时值次高相所在的交流复合开关辅助桥臂中的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和交流复合开关辅助桥臂中瞬时值最小相的通路可以导通和续流；

[0023] S500：在各相电流按照设定需要进行导通后，关闭驱动信号，并准备启动下一开关周期的转换。

[0024] 进一步地，在步骤S400 S500中，对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关辅助桥~臂施加与瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号或早于次高相交流通路关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号。

[0025] 进一步地，在步骤S400 S500中，各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前~后小段区间内，对次高相和最低相施加对等的PWM驱动占空比，即另外两相与最高相交流构成的导通回路时间相等。

[0026] 本发明的有益效果在于：

[0027] （1）从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高电压的弊端，也简化了多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；

[0028] （2）本发明改变了传统AC/DC变换器需要PFC稳压电路加直流隔离变换电路的实现方法，通过本发明的拓扑结构，可以节省常规交直流变换器的交流整流后的储能单元，即无需增设大电感及大电容；

[0029] （3）本发明的调压控制方式更加灵活，具有串联谐振电路时可以通过宽范围调频实现电压控制模式，没有串联谐振电路时可以是通过调节各变换单元开关管的占空比来实现调压，控制方式更加简单。

附图说明

[0030] 为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

[0031] 图1为现有技术中双向隔离型变换方块示意图；

[0032] 图2为本发明实施例的结构示意图；

[0033] 图3为本发明实施例的三相交流电压波形示意及交汇点定义示意图；

[0034] 图4为本发明实施例交流复合开关辅助桥臂的结构示意图；

[0035] 图5为实施例1的电路结构示意图；

[0036] 图6为实施例1中交流复合开关辅助桥臂的驱动波形示意图；

[0037] 图7为实施例2的电路结构示意图；

[0038] 图8为实施例1的高频转换单元的结构示意图；

[0039] 图9为实施例3的电路结构示意图；

[0040] 图10为实施例3的高频转换单元的结构示意图；

[0041] 图11为实施例4中交流复合开关辅助桥臂的结构示意图。实施方式

[0042] 为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。

[0043] 除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。 “连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、 “下”、 “左”、 “右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。

[0044] 如图2所示，一种无输入储能电感的三相隔离型变换器，包括三相整流滤波单元、交流复合开关辅助桥臂组、高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元；所述三相整流滤波单元包括三相全桥整流桥和并联在所述三相全桥整流桥输出端的第一滤波电容C1；所述交流复合开关辅助桥臂组包括三个由等效可控选择开关组成的辅助桥臂，三个等效可控选择开关的交流输入端口，即3号端子分别与三相全桥整流桥的三个输入端连接，三个等效可控选择开关的正输出端口，即1号端子相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的正输出端，即1号端口；三个等效可控选择开关的负输出端口，即2号端子相互连接，形成交流复合开关辅助桥臂组的负输出端，即2号端口；所述高频转换单元包括第七开关、第八开关、第九开关管Q9和第十开关管Q10；第七开关连接1号端口和三相全桥整流桥的正输出端，即4号端口，第八开关连接2号端口和三相全桥整流桥的负输出端，即5号端口，第九开关管Q9的漏极与4号端口连接，源极与2号端口连接，并作为高频转换单元第一输出端HF‑A，第十开关管Q10的源极与5号端口连接，漏极与1号端口连接，并作为高频转换单元第二输出端HF‑B；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元两个输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接。

[0045] 在本发明实施例中，所述等效可控选择开关为图4所示的二极管与高频开关管的串联组合或两个高频开关管反向串联组合，等效可控选择开关根据交流相位导通的需要对高频开关管施加高频PWM驱动信号控制开通与关断，实现有方向选择性的导通连接，并形成对交流的高频脉冲式整流输入及高频逆变导通。

[0046] 如图4（b）所示，3号端子连接第三二极管D3的阴极和第四二极管D4的阳极，第一开关管T1的源极连接第三二极管D3的阳极和第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接1号端子，第四二极管D4的阴极连接第一开关管T1的漏极和第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接2号端子。

[0047] 如图4（c）所示，3号端子连接第一开关管T1的漏极，第二开关管T2的源极连接第一开关管T1的源极，第一二极管D1的阳极连接第二关管T2的漏极和第二二极管D2的阴极，第一二极管D1的阴极连接1号端子，第二二极管D2的阳极连接2号端子。

[0048] 如图4（d）所示，3号端子连接第二二极管D2的阴极和第一二极管D1的阳极，第一开关管T1的漏极连接第一二极管D1的阴极，第一开关管T1的源极连接1号端子，第二二极管D2的阳极连接第二开关管T2的源极，第二开关管T2的漏极连接2号端子。

[0049] 如图4（e）所示，3号端子连接第一开关管T1的漏极及第二开关管T2的源极，第二开关管T2的漏极连接第二二极管D2的阴极，第二二极管D2的阳极连接2号端子，第一开关管T1的源极连接第一二极管D1的阳极，第一二极管D1的阴极连接1号端子。

[0050] 本发明实施例的等效可控选择开关不局限于上述连接方式，如将图4中的二极管或者开关管位置做简单变动可实现本发明可控选择开关的功能，亦都属于本发明的范畴。

[0051] 若在交流端口施加交流正半波，需要做正向整流脉冲导通控制，当给图4（b）图4~（e）中的第一开关管T1施加开通的PWM信号，则第一开关管T1导通，1号端子和3号端子之间则为二极管或者二极管与开关管的反并联二极管的顺向串联，可等效为一个阳极连接3号端子，阴极连接1号端子的二极管，因此可做正向整流。反之，若在交流端口施加交流负半波，需要做负向整流脉冲导通控制，当图4（b）的第一开关管T1和图4（c）图4（e）的第二开关~
管T2施加开通的PWM信号，对应开关管导通，2号端子和3号端子之间则为二极管或者二极管与开关管的反并联二极管的顺向串联，因此等效为一个阳极连接2号端子，阴极连接3号端子的二极管，因此可做负向整流。当多个桥臂组的输出端并联在一起时，如果同时开通可控开关管，则因通路的二极管等效性质，在二极管的电压偏置效应下，会优先最高电压正向导通或者最低电压负向导通，而另外通路的电压会因等效二极管被反向偏置而无法导通。后续的分析中，以辅助桥臂正向整流导通或者负向整流导通表示上述工作原理和通路，并将对应通路记为“KB正”或者“KB负”。

[0052] 所述第七开关和第八开关为二极管或开关管，当第七开关和第八开关为开关管时，第七开关管Q7、第八开关管Q8、第九开关管Q9和第十开关管Q10一起构成H桥做高频转换；当第七开关和第八开关为开关管时，所述第七开关管Q7和第八开关管Q8与交流复合开关辅助桥臂组的输出端之间还在设置有二极管和开关管的反向串联组合。所述第一滤波电容C1为小容量的无极性高频电容，可以对输入三相整流电压进行滤波，吸收高频转换单元中开关管的母线尖峰电压，如果后端高频隔离及变压单元带有谐振回路，第一滤波电容C1还可以吸收高频转换反向续流电流。

[0053] 所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器或原边侧串联有高频隔离电容或串联有谐振电感Lr和谐振电容Cr的高频隔离变压器TRa，所述高频隔离变压器TRa的副边侧为单绕组或多绕组。所述整流滤波单元包括高频整流电路和第二滤波电容C2，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器TRa的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器TRa的副边侧连接；高频整流电路的输出端与第二滤波电容C2连接。

[0054] 下面结合具体实施例对本发明的工作原理进行说明：实施例

[0055] 在实施例1中，为了使原边的开关管获得的谐振软开关变换，高频隔离及变压单元在串有高频隔离变压器TRa原边绕组侧串联有谐振电感Lr和谐振电容Cr，谐振电容Cr的另外一端连接高频转换单元第一输出端HF‑A，高频隔离变压器TRa副边绕组连接整流滤波单元，高频隔离变压器的副边绕组是单绕组。连接副边的整流滤波单元中的高频整流电路为全桥整流电路。如图5所示，第十三二极管D13的阳极连接第十五二极管D15的阴极和高频隔离变压器TRa的副边绕组，第十四二极管D14的阳极连接第十六二极管D16的阴极和高频隔离变压器TRa的副边绕组，第十三二极管D13的阴极与第十四二极管D14的阴极相连，形成整流输出正端DC+，第十五二极管D15的阳极与第十六二极管D16的阳极连接，形成整流输出负端DC‑；高频整流电路的输出端与第二滤波电容C2连接。第七开关和第八开关为二极管，第七二极管D7的阳极与1号端口连接，阴极与4号端口连接，第八二极管D8的阳极与2号端口连接，阴极与5号端口连接。第九开关管Q9的漏极连接4号端口，源极与2号端口和高频转换单元第一输出端HF‑A连接，第十开关管Q10的源极连接5号端口，漏极连接1号端口和高频转换单元第二输出端HF‑B连接。

[0056] 实施例1的控制方法包括以下步骤：

[0057] S100：将三相全桥整流桥的输入端连接三相三线电源，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相，分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；并根据所述相位分析出各个区间段中各相电源的电压的瞬时值大小。

[0058]  S200：检测输入输出条件，判断输入输出条件是否满足系统需求的工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，三相隔离型变换器开始工作。

[0059] S300：根据各相电压瞬时值的大小对相应各相的交流复合开关辅助桥臂中的合适方向的开关管施加对应比例的有效导通占空比驱动信号，各相驱动信号占空比之间的大小关系与各相相电压瞬时值的大小关系一致；对高频转换单元中的对应开关管也施加PWM驱动导通；与高频转换单元中的开关管一起进行H桥的高频轮换转换，并按照功率因数校正需要进行导通。

[0060] S400：对当前区间段下的交流复合开关辅助桥臂中的开关管及高频转换单元中的开关管施加驱动信号进行PWM驱动控制，使其中瞬时值较高的两相所在的斜对管通路先导通后再关闭，再轮换为H桥中另外一对斜对管，或是先次高相及最低相的组合与最高相先构成半轮H桥高频变换，然后再换为次高相与最高相构成另外半轮H桥高频变换；控制交流复合开关辅助桥臂使其中瞬时值较高的两相电流继续导通，达到控制所需的时间后，将已导通的瞬时值次高相所在的交流复合开关辅助桥臂中的开关管通路关断，以便让瞬时值最大相和交流复合开关辅助桥臂中瞬时值最小相的通路可以导通和续流。

[0061] S500：在各相电流按照设定需要进行导通后，关闭驱动信号，并准备启动下一开关周期的转换。

[0062] 在步骤S400 S500中，对交流输入瞬时值最低相的交流复合开关辅助桥臂施加与~瞬时值最高相驱动信号相同的驱动信号或早于次高相交流通路关闭前开通且与最高相驱动信号同时关断的驱动信号。各相交流电压在区间段交叉点出现幅值相等的前后小段区间内，对次高相和最低相施加对等的PWM驱动占空比，即另外两相与最高相交流构成的导通回路时间相等。

[0063] 使用时，将三相整流滤波单元的输入端与三相交流电源连接，还可以在三相交流电源与三相整流滤波单元的输入端之间设置输入滤波器。如图3所示，输入的三相交流电源包括A相输入Phase A、B相输入Phase B和C相输入Phase C，由于实际输入的交流电压可能存在瞬变或者畸变，所以实施例1所示的电压波形以标准的波形作为参考。为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°为一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°，即下一周期的30°点为一个完整周期，各交汇点分别定义为AC（30°）、BC（90°）、BA（150°）、CA（210°）、CB（270°）、AB（330°）和AC（30°或390°）；过零点标为“0”点。

[0064] 在AC‑0区间内，实施例1进行整流变换：根据图5及图3所示，A相与B相电压瞬时值的绝对值高于C相，所以三相全桥整流桥中的第一二极管D1和第五二极管D5整流导通，由于第一滤波电容C1是容量较小的高频无极电容，因此第一滤波电容C1两端的电压实际上也是A相的电压值Va与B相的电压值Vb的瞬时差值Vab。此时第九开关管Q9和第十开关管Q10被施加PWM驱动导通，则高频转换单元第一输出端HF‑A和第二输出端HF‑B处的电压分别是A相与B相的瞬时电压。另外根据前述的“KB”导通原理，如果对交流复合开关辅助桥臂组的三个辅助桥臂同时施加PWM驱动开通信号，或者在第一辅助桥臂的驱动信号结束前再对第三辅助桥臂施加驱动信号，将施加给瞬时值最高相的驱动记为“PWM‑H”，施加给瞬时值次高相或者中间相的驱动记为“PWM‑M”，施加给瞬时值最低相的驱动记为“PWM‑L”，此时与A相连接的第一辅助桥臂“KB1正”导通，1号端子电压记为Va；与B相连接的第二辅助桥臂“KB2负”导通，2号端子电压记为Vb；与C相连接的第三辅助桥臂“KB3正”通路的输出端因被电压Va反偏而无法导通；1号端子和2号端子分别连接高频转换单元第二输出端HF‑B和第一输出端HF‑A，因此高频转换单元第一输出端HF‑A和第二输出端HF‑B处的电压是B相与A相的瞬时电压Vba，与第九开关管Q9和第十开关管Q10导通时的电压恰好反向。因此这两次导通过程分别类似H桥的两个对管导通，实施例1则可等效为全桥LLC串联谐振变换器，全桥谐振变换的固有谐振频率 ，其中，lr为谐振电感Lr的电感值，cr为谐振电容Cr的电容值。全桥LLC串联谐振变换器的工作原理是本领域工作人员熟知的现有技术，在此不再详细进行赘述。

[0065] 若首先对第九开关管Q9和第十开关管Q10施加PWM驱动导通，PWM驱动信号的占空比如图6所示，此时回路的电流则如传统的串联谐振型变换器的电流一致，高频整流电路的第十三二极管D13和第十六二极管D16被施加正向偏压导通，整流后电压施加在第二滤波电容C2两端及输出负载上；当PWM驱动关闭后，由于高频隔离及变压单元设置有谐振电感Lr和谐振电容Cr，高频隔离变压器TRa原边回路的电流不能突变，第七二极管D7、第八二极管D8和辅助桥臂回路的对应器件会被充电或者放电，然后进行自然续流导通，由于二极管的导通电压降Vf相比交流输入电压基本可以忽略，所以高频转换单元第一输出端HF‑A处的电压值被箝位为Vb，高频转换单元第二输出端HF‑B处的电压值被箝位为Va，同时谐振电流还给第一滤波电容C1进行充电。经历控制所需的死区时间后，对交流复合开关辅助桥臂组施加PWM驱动，按照前述“KB”导通分析，因为第七二极管D7和第八二极管D8的电压箝位作用，第一辅助桥臂正通路和第二辅助桥臂负通路将实现ZVS导通，随着谐振电流的转向，A、B两相的电流将通过第一辅助桥臂正通路、串联谐振回路以及第二辅助桥臂负通路进行导通，此时高频隔离变压器TRa副边绕组的感应电压反向，高频整流电路的第十四二极管D14和第十五二极管D15被施加正向偏压导通，整流后电压施加在第二滤波电容C2两端及输出负载上；当施加在第一辅助桥臂正通路的“PWM‑M”结束后，因为第三辅助桥臂已经被施加“PWM‑L”，1号端口的Va偏置电压取消，同时因为回路中有谐振电感Lr和谐振电容Cr的存在，谐振电流无法突变，因此原通路中的电流则由次高相A相自然变为C相续流导通，C相的开关管则近乎ZVS导通，为了保证C相与A相的切换无缝以及软开关，C相与A相的交界极限如图6（a）所示，优选的驱动如图6（b）所示。1号端口和高频转换单元第二输出端HF‑B的箝位电压转而变为Vc，输出整流端的感应电压没有变化。当这一PWM驱动周期结束时候，则转为由第九开关管Q9和第十开关管Q10的反并联二极管进行续流，同时高频转换单元第一输出端HF‑A和第二输出端HF‑B的电压被箝位，为下一开关周期第九开关管Q9和第十开关管Q10的软开通提供开通条件。

[0066] 同时由上述分析可知，在该开关周期内，前半周导通施加电压Vab，后半周导通施加电压Vab及Vcb，因此两次施加电压不一样，所以在高频隔离变压器TRa的原边通流回路或者次边通流回路上一定要串联有高频隔离电容或者谐振电容，以防止磁芯因长期单向励磁或者剩磁引起的饱和。同时由上可知，在一个开关周期内，如图6所示，A、B、C三相的电流均会实现导通，同时由图3可知在交流电压工频周期内，每30°A、B、C三相电压 “高”“中”“低”的进行轮换，轮换后的工作原理和控制方法与“AC 0”区段一样，因此不再进行累述。~

[0067] 通过上述控制方法，根据各相电压在各个区间段的电压大小关系，有序的施加合适的驱动，可以有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。

[0068] 综上所述，在每个开关周期内均实现每相电流的导通，因此实现高PF值及低THDI的关键在于，先由三相交流中瞬时值较高（极性相反）的两相导通，并在回路的电感类器件及电容上形成降压储能，而后关断瞬时值次高相的导通回路，使续流电流通过瞬时值最低相。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断。

[0069] 如图8（b）所示，若将第七二极管D7和第八二极管D8分别更换为第七开关管Q7及第八开关管Q8，则第七开关管至第十开关管Q7 Q10可一起构成H桥作高频转换。由于4号端口~和5号端口是三相整流后的电压，因此分别代表交流的正最高相和负最高相，或者瞬时值较高两相的电压，根据前述的工作原理和方法，则交流复合开关辅助桥臂组仅作瞬时值最低相导通通路即可，即只需要给交流复合开关辅助桥臂组中瞬时值最低相施加“PWM‑L”驱动，让其配合第七开关管Q7或者第八开关管Q8做“PWM‑M”驱动导通即可。

[0070] 在采用多个DC/DC变换单元，即实施例1具有多个高频转换单元、高频隔离及变压单元和整流滤波单元时，多个DC/DC变换单元共用三相整流滤波单元和交流复合开关辅助桥臂组的情况下，此时多个高频转换单元与交流复合开关辅助桥臂组的连接方式如图8（c）所示，在1号端口和2号端口连接的高频转换单元第一输出端HF‑A和第二输出端HF‑B间加入串联的二极管与开关管；1号端口连接第十一二极管D11的阳极，第十一开关管Q11的漏极连接第十一二极管D11的阴极，第十一开关管Q11的源极连接第七开关管Q7的源极，并与高频转换单元第一输出端HF‑A连接；2号端口连接第十二二极管D12的阴极，第十二开关管Q12的源极连接第十二二极管D12的阳极，第十二开关管Q12的漏极连接第八开关管Q8的漏极，并与高频转换单元第二输出端HF‑B。采用多个后部DC/DC变换单元，可以实现功率扩大或者实现交错并联；如果给多个高频转换单元的高频PWM驱动按照1/N个周期错位，则可以实现交错控制，获得功率扩充及降低纹波电压和电流。同时图8（c）中的第十一二极管D11、第十一开关管Q11、第十二二极管D12和第十二开关管Q12的连接又可以等效为两个开关管反向串联，即实际使用中，可以优先考虑采用Q11及Q12反向串联代替。此外，第十一二极管D11与第十一开关管Q11，第十二二极管D12与第十二开关管Q12在保持方向不变的情况下还可以将串联顺序交换；即实际使用中采用相关可控方向性选择性导通的连接以达到在多个电路交错并联中可共用前端交流复合开关辅助桥臂组电路以使交流电最低相参与高频变换。实施例

[0071] 如图7所示，实施例2与实施例1的电路结构相同，只是在高频隔离变压器原边侧仅有串联有高频隔离电容，则整流滤波单元的整流输出正端DC+通过串联储能电感L1后再连接第一滤波电容C2，整流输出正端DC‑直接与第一滤波电容C2连接。实施例2的工作原理和控制方法和实施例1相同，在此不再详细进行赘述。实施例

[0072] 根据实施例1可知，在变换过程中，按照相关控制方法，确保在每个周期内三相电流均可以导通，且保证高频转换单元第一输出端HF‑A和第二输出端HF‑B的高频脉冲电压，还可以将实施例1中的交流复合开关辅助桥臂及第九开关管Q9和第十开关管Q10组成的H桥连接方式进行变形，将1号端口和2号端口连接，即第七二极管D7的阳极与第八二极管D8的阴极连接，并将连接点作为高频转换单元第一输出端HF‑A；将第九开关管Q9的源极与第十开关管Q10的漏极连接，并将连接点作为高频转换单元第二输出端HF‑B；具体连接如图9所示。在实施例3中，高频转换单元的结构示意图如图10所示。当第九开关管Q9导通时，交流复合开关辅助桥臂的“KB负”导通，当第十开关管Q10导通时，交流复合开关辅助桥臂组的“KB正”导通，如果次高相及最低相为正，则在“KB正”导通的时候需要做“KB”导通的切换，如果次高相及最低相为负，则在“KB负”导通的时候需要做“KB”导通的切换，具体工作方式与实施例1相同，在此不再进行累述。实施例

[0073] 在实施例3中，交流复合开关辅助桥臂组还可以再用如图11所示的电路，此时交流复合开关辅助桥臂组的等效可控选择开关为可控双向选择导通的开关，三个可控双向选择导通的开关的输入端与三相全桥整流桥的三个输入端连接，三个可控双向选择导通的开关的输出端接在一起，将1号端口和2号端口作为同电位输出点连接到对应高频转换单元。实施例4的工作方式与实施例3相同，在此不再进行累述。

[0074] 以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。