本发明公开一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，所述辅助电源包括依次连接的直流电源、第一电容、原边漏感无损吸收电路、变压器和副边同步整流电流平衡电路；所述变压器包括原边主绕组NP1、原边副绕组NP2、副边主反馈绕组NS1、副边副反馈绕组NS2；所述原边漏感无损吸收电路包括第一开关管、二极管、第二电容、漏感、励磁电感、原边副绕组NP2；所述副边同步整流电流平衡电路包括第二同步整流管、第三同步整流管、第三电容、第四电容、第一负载和第二负载。通过上述电路设计，采用原边漏感无损吸收电路降低电路损耗的同时提高电源效率；通过两个同步整流管的控制实现能量平均分配，降低了电源交叉调整率。
1.一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于，所述辅助电源包括依次连接的直流电源Uin、第一电容C1、原边漏感无损吸收电路、变压器T1和副边同步整流电流平衡电路；所述变压器T1包括原边主绕组NP1、原边副绕组NP2、副边主反馈绕组NS1、副边副反馈绕组NS2；
所述原边漏感无损吸收电路包括第一开关管Q1、二极管D1、第二电容C2、漏感Lr、励磁电感Lm、原边副绕组NP2；所述副边同步整流电流平衡电路包括第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、第三电容Co1、第四电容Co2、第一负载R1和第二负载R2；
所述第一电容C1的正极分别与直流电源Uin的正极、二极管D1的阴极、漏感Lr的一端连接，第一电容C1的负极分别与直流电源Uin的负极、第一开关管Q1的源极、原边副绕组NP2的同名端连接；原边副绕组NP2的异名端分别与二极管D1的阳极、第二电容C2的负极连接；原边主绕组NP1的同名端分别与漏感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端连接；原边主绕组NP1的异名端分别与励磁电感Lm的另一端、第二电容C2的正极、第一开关管Q1的漏极连接；
所述副边主反馈绕组NS1的同名端分别与第三电容Co1的负极，第一负载R1的负极、第四电容Co2的负极、第二负载R2的负极连接，副边主反馈绕组NS1的异名端与第二同步整流管Q2的源极连接，副边副反馈绕组NS2的同名端分别与第二同步整流管Q2的漏极、第三电容Co1的正极、第一负载R1的正极连接，副边副反馈绕组NS2的异名端与第三同步整流管Q3的源极连接，第三同步整流管Q3的漏极分别与第四电容Co2的正极、第二负载R2的正极连接；
辅助电源的主路输出连接第一负载R1，辅助电源的从路输出连接第二负载R2；
所述辅助电源工作在DCM模式下，包括：辅助电源的主路输出重载、辅助电源的从路输出轻载；
当辅助电源的主路输出重载、辅助电源的从路输出轻载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，具体为：第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态；
第二工作模态[t1‑t2]：在t1时刻，第一开关管Q1关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3导通；原边副绕组NP2将能量通过二极管D1回馈给第一电容C1；漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电；励磁电感Lm将能量传递至副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2；副边主反馈绕组NS1通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；副边副反馈绕组NS2通过第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、副边主反馈绕组NS1给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电。
2.根据权利要求1所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述辅助电源工作在DCM模式下，包括：辅助电源的主路输出重载、辅助电源的从路输出轻载，或者，辅助电源的主路输出轻载、辅助电源的从路输出重载；
当辅助电源的主路输出重载、辅助电源的从路输出轻载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，具体为：第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态；
当辅助电源的主路输出轻载、辅助电源的从路输出重载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，具体为：第五工作模态、第六工作模态、第七工作模态、第八工作模态；
第六工作模态[t7‑t8]：在t7时刻，第一开关管Q1关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3导通；原边副绕组NP2将能量通过二极管D1回馈给第一电容C1；漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电；励磁电感Lm将能量传递至副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2；副边主反馈绕组NS1通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；副边副反馈绕组NS2通过第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、副边主反馈绕组NS1给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电。
3.根据权利要求1所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述第一工作模态具体为：
第一工作模态[t0‑t1]：在t0时刻，第一开关管Q1导通，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；直流电源Uin经过第一电容C1滤波后通过第一开关管Q1给励磁电感Lm和漏感Lr充电；第二电容C2将吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
4.根据权利要求1所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述第三工作模态具体为：
第三工作模态[t2‑t3]：在t2时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3保持导通；副边副反馈绕组NS2的输出电流在t2时刻降到0并开始反向流通，副边副反馈绕组NS2将剩余能量和副边主反馈绕组NS1一起通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
5.根据权利要求1所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述第四工作模态具体为：
第四工作模态[t3‑t4]：在t3时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t3时刻降到0；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
6.根据权利要求2所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述第五工作模态具体为：
第五工作模态[t6‑t7]：在t6时刻，第一开关管Q1导通，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；直流电源Uin经过第一电容C1滤波后通过第一开关管Q1给励磁电感Lm和漏感Lr充电；第二电容C2将吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
7.根据权利要求2所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述第七工作模态具体为：
第七工作模态[t8‑t9]：在t8时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3保持导通；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t8时刻降到0并开始反向流通，副边主反馈绕组NS1将剩余能量和副边副反馈绕组NS2一起通过第三同步整流管Q3给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电；第三电容Co1给第一负载R1供电。
8.根据权利要求2所述的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，其特征在于：所述第八工作模态具体为：
第八工作模态[t9‑t10]：在t9时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t9时刻降到0；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源
技术领域
[0001] 本发明涉及多路辅助电源技术领域，尤其是涉及一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源。
背景技术
[0002] 随着电子设备的不断普及和多样化，对电源的要求也越来越高，特别是在一些关键应用领域，例如光伏储能、工业和医疗等领域，对电源的可靠性和稳定性要求尤为严格。
[0003] 其中，反激式拓扑电源包括变压器原边的RCD吸收电路和变压器副边的输出电感和续流二极管，且原边和副边实现电气隔离，反激式拓扑电源凭借其低成本、宽范围输入、拓扑简单、输出稳定等优点在一些对电源输出功率要求小于200w的场合广泛应用。
[0004] 但是，现有的反激式拓扑电源存在以下问题：一是变压器原边的RCD吸收电路在抑制漏感尖峰的同时，也会吸收功率，就会造成电路损耗，降低了电源效率；二是在多路输出时，需要在变压器副边增加从输出绕组，但是由于电路只会对主输出回路采用闭环反馈稳压，而从输出回路就会受到主输出回路负载、自身负载以及其他从输出回路负载波动的影响，发生输出电压骤升或骤降的现象，导致电源交叉调整率较高。
发明内容
[0005] 为了避免电路损耗、提高电源的效率、降低电源交叉调整率，本申请提供一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源。
[0006] 本申请提供一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，采用如下的技术方案：
[0007] 所述辅助电源包括依次连接的直流电源Uin、第一电容C1、原边漏感无损吸收电路、变压器T1和副边同步整流电流平衡电路；所述变压器T1包括原边主绕组NP1、原边副绕组NP2、副边主反馈绕组NS1、副边副反馈绕组NS2；
[0008] 所述原边漏感无损吸收电路包括第一开关管Q1、二极管D1、第二电容C2、漏感Lr、励磁电感Lm、原边副绕组NP2；所述副边同步整流电流平衡电路包括第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、第三电容Co1、第四电容Co2、第一负载R1和第二负载R2；
[0009] 所述第一电容C1的正极分别与直流电源Uin的正极、二极管D1的阴极、漏感Lr的一端连接，第一电容C1的负极分别与直流电源Uin的负极、第一开关管Q1的源极、原边副绕组NP2的同名端连接；原边副绕组NP2的异名端分别与二极管D1的阳极、第二电容C2的负极连接；原边主绕组NP1的同名端分别与漏感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端连接；原边主绕组NP1的异名端分别与励磁电感Lm的另一端、第二电容C2的正极、第一开关管Q1的漏极连接；
[0010] 所述副边主反馈绕组NS1的同名端分别与第三电容Co1的负极，第一负载R1的负极、第四电容Co2的负极、第二负载R2的负极连接，副边主反馈绕组NS1的异名端与第二同步整流管Q2的源极连接，副边副反馈绕组NS2的同名端分别与第二同步整流管Q2的漏极、第三电容Co1的正极、第一负载R1的正极连接，副边副反馈绕组NS2的异名端与第三同步整流管Q3的源极连接，第三同步整流管Q3的漏极分别与第四电容Co2的正极、第二负载R2的正极连接；辅助电源的主路输出连接第一负载R1，辅助电源的从路输出连接第二负载R2。
[0011] 通过采用上述技术方案，一方面，采用原边漏感无损吸收电路，通过在变压器原边侧直接绕制绕组和增加钳位二极管的方式，可以有效抑制漏感尖峰，避免了传统的RCD吸收电路所带来的功率损失问题，降低电路损耗的同时提高了电源的效率，且通过直接绕制绕组的方式，省去传统RCD吸收电路中的开关管和高边开关管的驱动电路，降低了成本和设计难度，减小了电源板尺寸；另一方面，通过变压器副边侧两个同步整流管的控制，可以实现能量的平均分配，使得无论在主路输出重载还是轻载的情况，从路输出电压都能够自适应变化，避免出现输出电压骤升或骤降的现象，降低了电源交叉调整率。
[0012] 在一个具体的可实施方案中，所述辅助电源工作在DCM模式下，包括：辅助电源的主路输出重载、辅助电源的从路输出轻载，或者，辅助电源的主路输出轻载、辅助电源的从路输出重载；
[0013] 当辅助电源的主路输出重载、辅助电源的从路输出轻载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，具体为：第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态；
[0014] 当辅助电源的主路输出轻载、辅助电源的从路输出重载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，具体为：第五工作模态、第六工作模态、第七工作模态、第八工作模态。
[0015] 在一个具体的可实施方案中，所述第一工作模态具体为：
[0016] 第一工作模态[t0‑t1]：在t0时刻，第一开关管Q1导通，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；直流电源Uin经过第一电容C1滤波后通过第一开关管Q1给励磁电感Lm和漏感Lr充电；第二电容C2将吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0017] 通过采用上述技术方案，此阶段通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0018] 在一个具体的可实施方案中，所述第二工作模态具体为：
[0019] 第二工作模态[t1‑t2]：在t1时刻，第一开关管Q1关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3导通；原边副绕组NP2将能量通过二极管D1回馈给第一电容C1；漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电；励磁电感Lm将能量传递至副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2；副边主反馈绕组NS1通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；副边副反馈绕组NS2通过第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、副边主反馈绕组NS1给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电。
[0020] 通过采用上述技术方案，此阶段通过副边主反馈绕组NS1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0021] 在一个具体的可实施方案中，所述第三工作模态具体为：
[0022] 第三工作模态[t2‑t3]：在t2时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3保持导通；副边副反馈绕组NS2的输出电流在t2时刻降到0并开始反向流通，副边副反馈绕组NS2将剩余能量和副边主反馈绕组NS1一起通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0023] 通过采用上述技术方案，此阶段通过副边副反馈绕组NS2和副边主反馈绕组NS1一起给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0024] 在一个具体的可实施方案中，所述第四工作模态具体为：
[0025] 第四工作模态[t3‑t4]：在t3时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t3时刻降到0；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0026] 通过采用上述技术方案，此阶段通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0027] 在一个具体的可实施方案中，所述第五工作模态具体为：
[0028] 第五工作模态[t6‑t7]：在t6时刻，第一开关管Q1导通，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；直流电源Uin经过第一电容C1滤波后通过第一开关管Q1给励磁电感Lm和漏感Lr充电；第二电容C2将吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0029] 通过采用上述技术方案，此阶段通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0030] 在一个具体的可实施方案中，所述第六工作模态具体为：
[0031] 第六工作模态[t7‑t8]：在t7时刻，第一开关管Q1关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3导通；原边副绕组NP2将能量通过二极管D1回馈给第一电容C1；漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电；励磁电感Lm将能量传递至副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2；副边主反馈绕组NS1通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；副边副反馈绕组NS2通过第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、副边主反馈绕组NS1给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电。
[0032] 通过采用上述技术方案，此阶段通过副边主反馈绕组NS1给第一负载R1供电，通过副边副反馈绕组NS2给第二负载R2供电。
[0033] 在一个具体的可实施方案中，所述第七工作模态具体为：
[0034] 第七工作模态[t8‑t9]：在t8时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3保持导通；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t8时刻降到0并开始反向流通，副边主反馈绕组NS1将剩余能量和副边副反馈绕组NS2一起通过第三同步整流管Q3给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电；第三电容Co1给第一负载R1供电。
[0035] 通过采用上述技术方案，此阶段通过副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2一起给第二负载R2供电，通过第三电容Co1给第一负载R1供电。
[0036] 在一个具体的可实施方案中，所述第八工作模态具体为：
[0037] 第八工作模态[t9‑t10]：在t9时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t9时刻降到0；第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0038] 通过采用上述技术方案，此阶段通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0039] 综上所述，本申请的技术方案至少包括以下有益技术效果：
[0040] 1、采用原边漏感无损吸收电路，通过在变压器原边侧直接绕制绕组和增加钳位二极管的方式，可以有效抑制漏感尖峰，避免了传统的RCD吸收电路所带来的功率损失问题，降低电路损耗的同时提高了电源的效率，且通过直接绕制绕组的方式，省去传统RCD吸收电路中的开关管和高边开关管的驱动电路，降低了成本和设计难度，减小了电源板尺寸；
[0041] 2、通过变压器副边侧两个同步整流管的控制，实现了能量的平均分配，使得无论在主路输出重载还是轻载的情况，从路输出电压都能够自适应变化，避免出现输出电压骤升或骤降的现象，提高了输出电压的稳定性，降低了电源交叉调整率。
附图说明
[0042] 图1是本申请实施例中低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源拓扑图；
[0043] 图2是本申请实施例中辅助电源主路输出重载、从路输出轻载，在一个完整的信号周期内相关元器件的电流波形；
[0044] 图3是本申请实施例中t0‑t1阶段、以及t6‑t7阶段辅助电源工作模态图；
[0045] 图4是本申请实施例中t1‑t2阶段、以及t7‑t8阶段辅助电源工作模态图；
[0046] 图5是本申请实施例中t2‑t3阶段辅助电源工作模态图；
[0047] 图6是本申请实施例中t3‑t4阶段、t9‑t10阶段辅助电源工作模态图；
[0048] 图7是本申请实施例中辅助电源主路输出轻载、从路输出重载，在一个完整的信号周期内相关元器件的电流波形；
[0049] 图8是本申请实施例中t8‑t9阶段辅助电源工作模态图。
具体实施方式
[0050] 为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请实施方式作进一步地详细说明。
[0051] 本申请公开一种低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，参照图1，所述辅助电源包括依次连接的直流电源Uin、第一电容C1、原边漏感无损吸收电路、变压器T1和副边同步整流电流平衡电路；其中，变压器T1包括原边主绕组NP1、原边副绕组NP2、副边主反馈绕组NS1、副边副反馈绕组NS2。下面对原边漏感无损吸收电路和副边同步整流电流平衡电路中的元器件进行具体说明：
[0052] 继续参照图1，原边漏感无损吸收电路包括第一开关管Q1、二极管D1、第二电容C2、漏感Lr、励磁电感Lm、原边副绕组NP2；副边同步整流电流平衡电路包括第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、第三电容Co1、第四电容Co2、第一负载R1和第二负载R2。
[0053] 下面对本实施例辅助电源系统各元器件之间的连接关系进行具体说明：
[0054] 继续参照图1，第一电容C1的正极分别与直流电源Uin的正极、二极管D1的阴极、漏感Lr的一端连接，第一电容C1的负极分别与直流电源Uin的负极、第一开关管Q1的源极、原边副绕组NP2的同名端连接；原边副绕组NP2的异名端分别与二极管D1的阳极、第二电容C2的负极连接；原边主绕组NP1的同名端分别与漏感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端连接；原边主绕组NP1的异名端分别与励磁电感Lm的另一端、第二电容C2的正极、第一开关管Q1的漏极连接；
[0055] 副边主反馈绕组NS1的同名端分别与第三电容Co1的负极，第一负载R1的负极、第四电容Co2的负极、第二负载R2的负极连接，副边主反馈绕组NS1的异名端与第二同步整流管Q2的源极连接，副边副反馈绕组NS2的同名端分别与第二同步整流管Q2的漏极、第三电容Co1的正极、第一负载R1的正极连接，副边副反馈绕组NS2的异名端与第三同步整流管Q3的源极连接，第三同步整流管Q3的漏极分别与第四电容Co2的正极、第二负载R2的正极连接。
[0056] 特别的，本实施例中低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源的主路输出连接第一负载R1，辅助电源的从路输出连接第二负载R2，参见图1，第一负载R1两端接收辅助电源的主路输出电压Uo1，第二负载R2两端接收辅助电源的从路输出电压Uo2。
[0057] 进一步的，本实施例中，第一电容C1为储能滤波电容，具有滤波和储能的作用；二极管D1为钳位二极管，具有保护电路的作用；第二电容C2为吸收电容，具有吸收峰值电压的作用；第三电容Co1和第四电容Co2均为输出滤波电容，具有对输出电压进行滤波的作用；漏感Lr为变压器T1的漏感，即变压器T1线圈所产生的磁力线不能全部通过次级线圈而产生漏磁的电感；励磁电感Lm为变压器T1的励磁电感，也就是变压器T1的能量从原边传输到副边的基础，励磁电感Lm产生磁通通过磁芯传输到副边，进而在副边产生感应电压。
[0058] 下面结合附图2 附图8，对本实施例低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅~助电源工作在DCM模式(非连续导通模式)且辅助电源的主路输出重载、从路输出轻载的情况下各元器件的充放电情况，以及在DCM模式且辅助电源的主路输出轻载、从路输出重载的情况下各元器件的充放电情况，进行具体说明；其中，重载和轻载指的是辅助电源输出所带的负载功率大小，负载功率越大，则带载越重，称为重载；负载功率越小，则带载越轻，称为轻载，不带载时称为空载：
[0059] 当辅助电源工作在DCM模式下，且辅助电源的主路输出重载、从路输出轻载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，分别为：第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态。
[0060] 第一工作模态[t0‑t1]：在t0时刻，第一开关管Q1导通，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；则参照图3，在变压器T1的原边侧，直流电源Uin经过第一电容C1滤波后通过第一开关管Q1给励磁电感Lm和漏感Lr充电，第二电容C2将上一阶段吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电；在变压器副边侧，第三电容Co1给第一负载R1供电，第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0061] 在此阶段，漏感Lr的电流方向和原边副绕组NP2的电流方向如图3中所示，且参照图2，漏感Lr的电流iLmr从0逐渐增大，在t1时刻达到顶峰；原边副绕组NP2的电流iNP2也从0逐渐增大，在t1时刻达到顶峰。
[0062] 第二工作模态[t1‑t2]：在t1时刻，第一开关管Q1关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3导通；则参照图4，在变压器T1的原边侧，第一开关管Q1关断时，由于原边副绕组NP2的电流不能瞬变，使得二极管D1阳极电位高于阴极电位，则二极管D1导通，原边副绕组NP2将能量通过二极管D1回馈给第一电容C1；此外，因漏感Lr能量不能传递到变压器T1副边，则漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电；励磁电感Lm将能量传递至副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2；在变压器T1的副边侧，副边主反馈绕组NS1通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；副边副反馈绕组NS2通过第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3、副边主反馈绕组NS1给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电。
[0063] 在此阶段，漏感Lr的电流方向、原边副绕组NP2的电流方向、副边副反馈绕组NS2的电流方向以及副边主反馈绕组NS1的电流方向如图4中所示，且参照图2，漏感Lr的电流iLmr逐渐减小，在t2时刻降到0；原边副绕组NP2的电流iNP2也逐渐减小，在t2时刻降到0；副边主反馈绕组NS1的电流io1在t1时刻达到最大，并在此阶段逐渐减小，但在t2时刻并未降到0；副边副反馈绕组NS2的电流io2在t1时刻达到最大，并在此阶段逐渐减小，在t2时刻降到0。
[0064] 第三工作模态[t2‑t3]：在t2时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3保持导通；则参照图5，在变压器T1的副边侧，副边副反馈绕组NS2的电流io2在t2时刻降到0并开始反向流通，副边副反馈绕组NS2将剩余能量流入副边主反馈绕组NS1的回路，并和副边主反馈绕组NS1一起通过第二同步整流管Q2给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电，第一负载R1继续消耗来自副边副反馈绕组NS2的电流io2的剩余电流；同时，第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0065] 在此阶段，副边副反馈绕组NS2的电流方向以及副边主反馈绕组NS1的电流方向如图5中所示，且参照图2，副边副反馈绕组NS2的电流io2方向从t2时刻开始反向；副边主反馈绕组NS1的电流io1虽然仍逐渐减小，但由于副边副反馈绕组NS2将剩余能量流入副边主反馈绕组NS1的回路一同给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电，因此t2‑t3阶段电流io1下降的斜率与t1‑t2阶段相比变小，且在t3时刻电流io1降到0。
[0066] 第四工作模态[t3‑t4]：在t3时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；副边主反馈绕组NS1的输出电流在t3时刻降到0；则参照图6，在变压器T1的副边侧，辅助电源中还剩下第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0067] 因此，可以得到，到t4时刻，一个完整的信号周期结束，t0‑t1阶段，通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电；t1‑t2阶段，通过副边主反馈绕组NS1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电；t2‑t3阶段，通过副边副反馈绕组NS2和副边主反馈绕组NS1一起给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电；t3‑t4阶段，通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。在该周期内，变压器T1副边的两路电流被平均分配，使得主路和从路的输出电压均较为稳定。
[0068] 进一步的，可以看出，在第一工作模态[t0‑t1]阶段中，第二电容C2将上一阶段吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电，这里第二电容C2上一阶段吸收的漏感能量也就是在上一个信号周期内的第二工作模态[t1‑t2]阶段，漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电得来的。
[0069] 参照图2，从t5时刻下一个信号周期开始，下一个信号周期内辅助电源的工作状态依然按照上述第一工作模态至第四工作模态中所述。
[0070] 当辅助电源工作在DCM模式下，且辅助电源的主路输出轻载、从路输出重载时，所述辅助电源在一个完整的信号周期内依次包括四个工作模态，分别为：第五工作模态、第六工作模态、第七工作模态、第八工作模态。
[0071] 第五工作模态[t6‑t7]：在t6时刻，第一开关管Q1导通，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；则在此阶段辅助电源内元器件的充放电情况与第一工作模态[t0‑t1]阶段相同，参照图3，即直流电源Uin给励磁电感Lm和漏感Lr充电，第二电容C2给原边副绕组NP2充电，第三电容Co1给第一负载R1供电，第四电容Co2给第二负载R2供电，具体可以参照第一工作模态的描述，在此不再赘述。
[0072] 在此阶段，漏感Lr的电流方向和原边副绕组NP2的电流方向也如图3中所示，且参照图7，漏感Lr的电流iLmr从0逐渐增大，在t7时刻达到顶峰；原边副绕组NP2的电流iNP2也从0逐渐增大，在t7时刻达到顶峰。
[0073] 第六工作模态[t7‑t8]：在t7时刻，第一开关管Q1关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3导通；同样参照图4，在此阶段辅助电源内元器件的充放电情况与第二工作模态[t1‑t2]阶段相同，即原边副绕组NP2将能量通过二极管D1回馈给第一电容C1，漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电，励磁电感Lm将能量传递至副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2，副边主反馈绕组NS1给第三电容Co1充电以及给第一负载R1供电；副边副反馈绕组NS2给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电，具体可以参照第二工作模态的描述，在此不再赘述。
[0074] 在此阶段，漏感Lr的电流方向、原边副绕组NP2的电流方向、副边副反馈绕组NS2的电流方向以及副边主反馈绕组NS1的电流方向如图4中所示，同时参照图7，漏感Lr的电流iLmr也是逐渐减小，在t8时刻降到0；原边副绕组NP2的电流iNP2也是逐渐减小，在t8时刻降到0；副边主反馈绕组NS1的电流io1在t7时刻达到最大，并在此阶段逐渐减小，副边副反馈绕组NS2的电流io2在t7时刻达到最大，并在此阶段逐渐减小，但是此阶段电流的具体变化值与第二工作模态[t1‑t2]阶段不同，参照图7，副边主反馈绕组NS1的电流io1在t8时刻降到0，副边副反馈绕组NS2的电流io2在t8时刻并未降到0。
[0075] 第七工作模态[t8‑t9]：在t8时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3保持导通；则参照图8，在变压器T1的副边侧，副边主反馈绕组NS1的输出电流io1在t8时刻降到0并开始反向流通，副边主反馈绕组NS1将剩余能量流入副边副反馈绕组NS2的回路，并和副边副反馈绕组NS2一起通过第三同步整流管Q3给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电，第二负载R2继续消耗来自副边主反馈绕组NS1的电流io1的剩余电流；同时，第三电容Co1给第一负载R1供电。
[0076] 在此阶段，副边副反馈绕组NS2的电流方向以及副边主反馈绕组NS1的电流方向如图8中所示，且参照图7，副边主反馈绕组NS1的电流io1方向从t8时刻开始反向；副边副反馈绕组NS2的电流io2虽然仍逐渐减小，但由于副边主反馈绕组NS1将剩余能量流入副边副反馈绕组NS2的回路一同给第四电容Co2充电以及给第二负载R2供电，因此[t8‑t9]阶段电流io2下降的斜率与[t7‑t8]阶段相比变小，且在t9时刻电流io2降到0。
[0077] 第八工作模态[t9‑t10]：在t9时刻，第一开关管Q1保持关断，第二同步整流管Q2、第三同步整流管Q3关断；副边副反馈绕组NS2的输出电流在t9时刻降到0；则参照图6，在变压器T1的副边侧，辅助电源中还剩下第三电容Co1给第一负载R1供电；第四电容Co2给第二负载R2供电。
[0078] 因此，可以得到：到t10时刻，一个完整的信号周期结束，[t6‑t7]阶段，通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电；[t7‑t8]阶段，通过副边主反馈绕组NS1给第一负载R1供电，通过副边副反馈绕组NS2给第二负载R2供电；[t8‑t9]阶段，通过副边主反馈绕组NS1和副边副反馈绕组NS2一起给第二负载R2供电，通过第三电容Co1给第一负载R1供电；[t9‑t10]阶段，通过第三电容Co1给第一负载R1供电，通过第四电容Co2给第二负载R2供电。在该周期内，变压器T1副边的两路电流被平均分配，使得主路和从路的输出电压均较为稳定。
[0079] 进一步的，可以看出，在第五工作模态[t6‑t7]阶段中，第二电容C2将上一阶段吸收的漏感能量通过第一开关管Q1给原边副绕组NP2充电，这里第二电容C2上一阶段吸收的漏感能量也就是在上一个信号周期内的第六工作模态[t7‑t8]阶段，漏感Lr将能量通过二极管D1给第二电容C2充电得来的。
[0080] 参照图7，从t11时刻下一个信号周期开始，下一个信号周期内辅助电源的工作状态依然按照上述第五工作模态至第八工作模态中所述。
[0081] 因此，根据以上辅助电源在两种负载轻重载不同的情况下工作模态的切换，可以看出，本实施例的低交叉调整率和无损吸收的双路反激DCDC辅助电源，一方面采用原边漏感无损吸收电路，通过在变压器原边侧直接绕制绕组和增加钳位二极管的方式，可以有效抑制漏感尖峰，避免了传统的RCD吸收电路所带来的功率损失问题，降低电路损耗的同时提高了电源的效率，且通过直接绕制绕组的方式，省去传统RCD吸收电路中的开关管和高边开关管的驱动电路，降低了成本和设计难度，减小了电源板尺寸；另一方面，通过变压器副边侧两个同步整流管的控制，可以实现能量的平均分配，使得无论在主路输出重载还是轻载的情况，从路输出电压都能够自适应变化，避免出现输出电压骤升或骤降的现象，提高了输出电压的稳定性，降低了电源交叉调整率。
[0082] 以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，故：凡依本申请的结构、形状、原理所做的等效变化，均应涵盖于本申请的保护范围之内。
