本发明提出一种双有源桥型高频链逆变器及其控制方法，包括直流电压源、原边推挽电路、高频变压器、半桥电路一、半桥电路二和无差拍控制模块；所述无差拍控制模块采用单移相调制策略，并且采样半桥电路一和半桥电路二的各自输出电压输出电流实现无差拍控制。本发明实现了输入到输出单级式高频链逆变，无中间直流母线，副边不采用周波变换器，不存在安全换流问题，并且所述无差拍控制具有极快的动态响应逆变器输出波形质量好，解决了常规单级式高频链逆变器拓扑复杂控制复杂的问题。该逆变器具有高隔离、体积小、开关器件少、拓扑结构简单、控制简单、电路实用性高等特点。
1.一种双有源桥型高频链逆变器，其特征在于，包括直流电压源、原边推挽电路、高频变压器、半桥电路一、半桥电路二和无差拍控制模块；
直流电压源两端分别电连接原边推挽电路两端形成回路；原边推挽电路通过高频变压器电连接半桥电路一和半桥电路二；半桥电路一和半桥电路二通讯连接无差拍控制模块；
所述原边推挽电路分别电连接高频变压器原边的第一绕组和第二绕组；所述半桥电路一和半桥电路二分别和高频变压器副边的第三绕组和第四绕组电连接；第一绕组与第三绕组互感，第二绕组与第四绕组互感；
所述半桥电路一和半桥电路二反向串联，实现差分电压输出得到完整正弦电压；
所述无差拍控制模块采样半桥电路一和半桥电路二的各自输出电压和输出电流，并采用单移相调制策略实现无差拍控制：
对双有源桥型高频链逆变器的电路结构进行数学建模得到数学模型，得到半桥电路一和半桥电路二所需的移相角和电路结构中状态变量之间的关系，所述状态变量包括半桥电路一和半桥电路二各自的输出电压和输出电流；对数学模型进行离散化得到控制变量移相角、状态变量输出电压和输出电流之间的离散表达式，再采用数字控制器对双有源桥型高频链逆变器采用无差拍控制方式进行控制，以变压器原边的电压波形为参考，通过采样半桥电路一的输出电压和输出电流以及半桥电路二的输出电压和输出电流进行移相角计算，得出半桥电路一和半桥电路二所需的移相角度，分别控制第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管和第六MOS管的通断，进而得到完整正弦电压输出；
控制高频变压器原边输出占空比为50%的方波电压且Uab=Ucd；Uab为高频变压器原边的第一绕组两端的电压，Ucd为高频变压器原边的第二绕组两端的电压；所述半桥电路一中第三MOS管和第四MOS管控制信号互补，当第三MOS管导通，第四MOS管关断；当第三MOS管关断，第四MOS管导通，因此变压器副边电压Uef被控制成占空比为50%的方波电压，所述半桥电路二中第五MOS管和第六MOS管控制信号互补，当第五MOS管导通，第六MOS管关断；当第五MOS管关断，第六MOS管导通，因此变压器副边电压Ugh被控制成占空比为50%的方波电压，但是Uef≠Ugh，当正弦参考电压位于正半周期中，Uef的幅值按照正弦规律变化且Uab与Uef相位差为φ，Ugh在电压0附近小范围波动；当正弦波位于负半周期中，Ugh的幅值按照正弦规律变化且Ucd与Ugh相位差为φ，Uef在电压0附近波动；
设高频变压器原副边方波电压的频率为fc，周期为Tc，φ=Tc*D，其中，D为副边电压相对于原边电压的移相角占空比；设置采样频率为fc,采样周期为Tc，通过对所述双有源桥型高频链逆变器进行数学建模，得到移相占空比D(k)的离散化表达式为：其中，Lr为Lr1和Lr2的电感值；Lr1和Lr2分别为高频变压器第三绕组和第四绕组的储能电感；C为C1、C2、C3、C4的电容值，C1、C2、C3、C4分别为第一电容、第二电容、第三电容和第四电容；
N为变压器副边匝数与原边匝数比值；E为直流电压源电压大小；io(k)为当前输出半波电压半桥电路的第k拍采样输出电流；u(k)为当前输出半波电压半桥电路的第k拍采样输出电压；
uref为当前采样周期参考电压值；通过分别采样半桥电路一输出电压Umn、输出电流io1、半桥电路二的输出电压Upq和输出电流io2进行闭环控制，将采样的半桥电路一输出电压和输出电流以及半桥电路二输出电压和输出电流分别应用公式（1.1）进行计算分别得到半桥电路一和半桥电路二的移相角占空比，然后通过数字控制器分别根据上一步计算得到的移相占空比D(k)生成对应移相角的方波信号控制第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管的导通关断，实现完整正弦电压输出。
2.根据权利要求1所述的一种双有源桥型高频链逆变器，其特征在于，所述原边推挽电路包括第一MOS管、吸收电容、第二MOS管；
所述第一MOS管的漏极与直流电压源的正极电连接；所述第一MOS管的源极与吸收电容的上端电连接；所述吸收电容的下端和第二MOS管的漏极电连接；所述第二MOS管的源极与直流电压源的负极电连接。
3.根据权利要求1所述的一种双有源桥型高频链逆变器，其特征在于，所述高频变压器包括第一绕组、第二绕组、第三绕组、第四绕组、第一储能电感和第二储能电感；
所述第一绕组上端与推挽电路中第二MOS管漏极电连接；所述第一绕组下端与推挽电路中第一MOS管漏极电连接；所述第二绕组上端与推挽电路中第一MOS管源极电连接；所述第二绕组下端与推挽电路中第二MOS管源极电连接；
所述第三绕组上端通过串联的第一储能电感与半桥电路一第一输入端电连接；所述第三绕组下端与半桥电路一第二输入端电连接；所述第四绕组下端通过串联的第二储能电感与半桥电路二的第一输入端电连接；所述第四绕组下端与半桥电路二的第二输入端电连接。
4.根据权利要求3所述的一种双有源桥型高频链逆变器，其特征在于，所述半桥电路一包括第三MOS管、第四MOS管、第一电容、第二电容；所述第三MOS管的漏极与第一电容的上端电连接；所述第三MOS管的源极与第四MOS管的漏极电连接；所述第四MOS管的源极与第二电容的下端电连接；所述第一电容的下端与第二电容的上端电连接；所述第三MOS管的源极与高频变压器第三绕组的上端电连接；所述第一电容下端与高频变压器第三绕组的下端电连接；所述第三MOS管的漏极作为拓扑的第一输出端，与负载的一端电连接；
第三MOS管的源极为半桥电路一的第一输入端，第一电容下端为半桥电路一的第二输入端。
5.根据权利要求4所述的一种双有源桥型高频链逆变器，其特征在于，所述半桥电路二包括第五MOS管、第六MOS管、第三电容、第四电容；所述第五MOS管的漏极与第三电容的上端电连接；所述第五MOS管的源极与第六MOS管的漏极电连接；所述第六MOS管的源极与第四电容的下端电连接；所述第三电容的下端与第四电容的上端电连接；所述第五MOS管的源极与高频变压器第四绕组的上端电连接；所述第三电容下端与高频变压器第四绕组的下端电连接；所述第五MOS管的漏极作为拓扑的第二输出端，与负载的另一端电连接；
第五MOS管的源极为半桥电路二的第二输入端；第三电容下端为半桥电路二的第二输入端。
6.根据权利要求5所述的一种双有源桥型高频链逆变器，其特征在于，所述第四MOS管源极与第六MOS管源极电连接，形成两组半桥电路反向串联。
一种双有源桥型高频链逆变器及其控制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种双有源桥型高频链逆变器及其控制方法。
背景技术
[0002] 电力电子技术发展日新月异，被广泛应用于交通，航天，电源，新能源发电等众多领域。逆变技术是电力电子技术中最常见的技术之一。常见的逆变器按照变压器隔离分为低频链逆变和高频链逆变。低频链逆变采用工频变压器隔离，工频变压器具有体积大，重量大，噪声大等缺点；而高频链逆变则采用高频变压器隔离，具有体积小，重量轻等特点，更容易实现逆变器的高效率和高功率密度，因此高频链逆变技术逐渐受到关注。
[0003] 高频链逆变技术分为两类：两级式逆变和单级式逆变。两级式高频链逆变一般由前级隔离型DCDC和后级DCAC变换器构成，此结构中DCDC变换器输出接大容量直流母线电容为后级逆变提供稳定的直流电压，增加了系统不可靠因素，同时两级变换导致系统效率较低和体积较大。单级式高频链逆变采用一级变换，无中间直流母线，系统更简洁易实现小体积高效率。但是传统单级式高频链逆变拓扑变压器副边通常采用由可四象限运行的双向开关器件构成的周波变换器，周波变换器存在无法自然续流的问题，变压器漏感以及输出滤波器电感电流被打断时会产生极高的尖峰电压损坏开关器件。
[0004] 发明专利申请CN114257113A提供了一种有源钳位型高频链逆变器，该拓扑为单级式高频链逆变，无中间直流母线。通过有源钳位无损吸收漏感电压尖峰能量，但是该拓扑有源开关管数量高达14个，控制复杂度较高，成本较高，无法保证电路的实用性；发明专利申请CN114499247A提供一种周波变换型高频链逆变器的调制系统及方法，该方法在原边能够实现全负载范围软开关，副边周波变换器能够实现软开关，同时在传递能量阶段提供同步整流的功能，提高变换器的效率，该拓扑有源开关管数量高达12个，同时控制逻辑复杂，电路实用性不高。本质上采用双向开关管的单级式高频链逆变均采用SPWM调制方式，只不过为了解决漏感滤波电感续流问题采取增加吸收钳位电路、提高控制复杂度的措施或者二者协同作用方能实现逆变器的正常工作。
发明内容
[0005] 本发明要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种双有源桥型高频链逆变器及其控制方法，减少拓扑有源开关管数量，降低电路成本，且该拓扑不采用双向开关管不存在续流安全问题，同时采用无差拍单移相控制，降低逆变器控制复杂度，增加整个系统的实用性。
[0006] 为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
[0007] 一种双有源桥型高频链逆变器，包括直流电压源、原边推挽电路、高频变压器、半桥电路一、半桥电路二和无差拍控制模块；
[0008] 直流电压源两端分别电连接原边推挽电路两端形成回路；原边推挽电路通过高频变压器电连接半桥电路一和半桥电路二；半桥电路一和半桥电路二通讯连接无差拍控制模块；所述直流电压源与原边推挽电路两端连接形成回路；
[0009] 所述原边推挽电路分别电连接高频变压器原边的第一绕组和第二绕组；所述半桥电路一和半桥电路二分别和高频变压器副边的第三绕组和第四绕组电连接；第一绕组与第三绕组互感，第二绕组与第四绕组互感；
[0010] 所述半桥电路一和半桥电路二反向串联，实现差分电压输出得到完整正弦电压；
[0011] 所述无差拍控制模块采样半桥电路一和半桥电路二的各自输出电压和输出电流，并采用单移相调制策略实现无差拍控制。
[0012] 进一步的改进，所述原边推挽电路包括第一MOS管、吸收电容、第二MOS管；
[0013] 所述第一MOS管的漏极与直流电压源的正极电连接；所述第一MOS管的源极与吸收电容的上端电连接；所述吸收电容的下端和第二MOS管的漏极电连接；所述第二MOS管的源极与直流电压源的负极电连接；
[0014] 进一步的改进，所述高频变压器包括第一绕组、第二绕组、第三绕组、第四绕组、第一储能电感和第二储能电感；
[0015] 所述第一绕组上端与推挽电路中第二MOS管漏极电连接；所述第一绕组下端与推挽电路中第一MOS管漏极电连接；所述第二绕组上端与推挽电路中第一MOS管源极电连接；所述第二绕组下端与推挽电路中第二MOS管源极电连接；
[0016] 所述第三绕组上端通过串联的第一储能电感与半桥电路一第一输入端电连接；所述第三绕组下端通过串联的第二储能电感与半桥电路一第二输入端电连接；所述第四绕组上端与半桥电路二的第一输入端电连接；所述第四绕组下端与半桥电路二的第二输入端电连接。
[0017] 进一步的改进，所述半桥电路一包括第三MOS管、第四MOS管、第一电容、第二电容；所述第三MOS管的漏极与第一电容的上端电连接；所述第三MOS管的源极与第四MOS管的漏极电连接；所述第四MOS管的源极与第二电容的下端电连接；所述第一电容的下端与第二电容的上端电连接；所述第三MOS管的源极与高频变压器第三绕组的上端电连接；所述第一电容下端与高频变压器第三绕组的下端电连接；所述第三MOS管的漏极作为拓扑的第一输出端，与负载的一端电连接；
[0018] 第三MOS管的源极为半桥电路一的第一输入端，第一电容下端为半桥电路一的第二输入端。
[0019] 进一步的改进，所述半桥电路二包括第五MOS管、第六MOS管、第三电容、第四电容；所述第五MOS管的漏极与第三电容的上端电连接；所述第五MOS管的源极与第六MOS管的漏极电连接；所述第六MOS管的源极与第四电容的下端电连接；所述第三电容的下端与第四电容的上端电连接；所述第五MOS管的源极与高频变压器第四绕组的上端电连接；所述第三电容下端与高频变压器第四绕组的下端电连接；所述第五MOS管的漏极作为拓扑的第二输出端，与负载的另一端电连接；
[0020] 第五MOS管的源极为半桥电路二的第二输入端；第三电容下端为半桥电路二的第二输入端。
[0021] 进一步的改进，所述第四MOS管源极与第六MOS管源极电连接，形成两组半桥电路反向串联。
[0022] 一种双有源桥型高频链逆变器的控制方法，所述双有源桥型高频链逆变器的电路结构如上所述，具体控制方法的步骤如下：
[0023] 对双有源桥型高频链逆变器的电路结构进行数学建模得到数学模型，得到半桥电路一和半桥电路二所需的移相角和电路结构中状态变量之间的关系，所述状态变量包括半桥电路一和半桥电路二各自的输出电压和输出电流；对数学模型进行离散化得到控制变量移相角、状态变量输出电压和输出电流之间的离散表达式，再采用数字控制器对双有源桥型高频链逆变器采用无差拍控制方式进行控制，以变压器原边的电压波形为参考，通过采样半桥电路一的输出电压和输出电流以及半桥电路二的输出电压和输出电流进行移相角计算，得出半桥电路一和半桥电路二所需的移相角度，分别控制第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管的通断，进而得到完整正弦电压输出。
[0024] 进一步的改进，所述进行数学建模得到数学模型的步骤如下：
[0025] 控制高频变压器原边输出占空比为50%的方波电压且Uab=Ucd；Uab为高频变压器原边的第一绕组两端的电压，Ucd为高频变压器原边的第二绕组两端的电压；所述半桥电路一中第三MOS管和第四MOS管控制信号互补，当第三MOS管导通，第四MOS管关断；当第三MOS管关断，第四MOS管导通，因此变压器副边电压Uef被控制成占空比为50%的方波电压，所述半桥电路二中第五MOS管和第六MOS管控制信号互补，当第五MOS管导通，第六MOS管关断；当第五MOS管关断，第六MOS管导通，因此变压器副边电压Ugh被控制成占空比为50%的方波电压，但是Uef≠Ugh，当正弦参考电压位于正半周期中，Uef的幅值按照正弦规律变化且Uab与Uef相位差为φ，Ugh在电压0附近小范围波动；当正弦波位于负半周期中，Ugh的幅值按照正弦规律变化且Ucd与Ugh相位差为φ，Uef在电压0附近波动；
[0026] 设高频变压器原副边方波电压的频率为fc，周期为Tc，φ=Tc*D，其中，D为副边电压相对于原边电压的移相角占空比；设置采样频率为fc,采样周期为Tc，通过对所述双有源桥型高频链逆变器进行数学建模，得到移相占空比D(k)的离散化表达式为：
[0027]
[0028] 其中，Lr为Lr1和Lr2的电感值；Lr1和Lr2分别为高频变压器第三绕组和第四绕组的储能电感；C为C1、C2、C3、C4的电容值，C1、C2、C3、C4分别为第一电容、第二电容、第三电容和第四电容；N为变压器副边匝数与原边匝数比值；
[0029] E为直流电压源电压大小；io(k)为当前输出半波电压半桥电路的第k拍采样输出电流；u(k)为当前输出半波电压半桥电路的第k拍采样输出电压；uref为当前采样周期参考电压值；通过分别采样半桥电路一输出电压Umn、输出电流io1、半桥电路二的输出电压Upq和输出电流io2进行闭环控制，将采样的半桥电路一输出电压和输出电流以及半桥电路二输出电压和输出电流分别应用公式（1.1）进行计算分别得到半桥电路一和半桥电路二的移相角占空比，然后通过数字控制器分别根据上一步计算得到的移相占空比D(k)生成对应移相角的方波信号控制第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管的导通关断，实现完整正弦电压输出。
[0030] 与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果为：
[0031] 本发明实现了输入到输出的单级式高频链逆变，无中间直流母线，变压器副边未采用双向开关管，而采用两组半桥结构，通过无差拍单移相控制使每组半桥均输出半个周期正弦半波电压，两组半桥差分输出正弦电压，从根本上避免了周波变换器中双向开关管无自然续流路径的问题，降低了单级式高频链逆变器的拓扑复杂度，简化了单级式高频链逆变器的控制，同时使用开关器件数量少，成本低，电路具有更好的实用性。
附图说明
[0032] 图1是本发明背景技术中提出的一种双有源桥型高频链逆变器及其控制方法。
[0033] 图2是本发明实施例中所述拓扑的原边推挽电路。
[0034] 图3是本发明实施例中所述拓扑的高频变压器。
[0035] 图4是本发明实施例中所述拓扑的半桥电路一和半桥电路二及其连接方式。
[0036] 图5是本发明实施例中所述的无差拍控制模块。
[0037] 图6是本发明实施例中所述半桥电路一的单移相调制。
[0038] 图7是本发明实施例中所述半桥电路二的单移相调制。
[0039] 图8是本发明实施例中所述无差拍控制模块框图。
[0040] 图9是本发明实施例中仿真中搭建的电路结构。
[0041] 图10是本发明实施例中仿真中变压器原副边电压波形图。
[0042] 图11是本发明实施例中仿真图10位置1电压波形局部放大图。
[0043] 图12是本发明实施例中仿真图10位置2电压波形局部放大图。
[0044] 图13是本发明实施例中仿真中半桥电路一输出电压umn和半桥电路二输出电压Upq的波形。
[0045] 图14是本发明实施例中仿真中输出电压 的波形。
具体实施方式
[0046] 附图仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制。
[0047] 下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的说明。
[0048] 如图1所示，本发明提供的双有源桥型高频链逆变器及其控制方法包括直流电压源E、原边推挽电路P1、高频变压器P2、半桥电路一P3、半桥电路二P4和无差拍控制模块P5。
[0049] 如图2所示，所述原边推挽电路包括第一MOS管K1、吸收电容Cx、第二MOS管K2。所述第一MOS管K1的漏极与直流电压源的正极电连接；所述第一MOS管K1的源极与吸收电容Cx的上端电连接；所述吸收电容Cx的下端和第二MOS管K2的漏极电连接；所述第二MOS管K2的源极与直流电压源的负极电连接。
[0050] 如图2所示，所述直流电压源正极与第一MOS管K1漏极电连接；所述直流电压源负极与第二MOS管K2源极电连接。
[0051] 如图1、图3所示，所述高频变压器包括四个绕组：第一绕组ab，第二绕组cd，第三绕组ef，第四绕组gh。所述第一绕组a端与推挽电路中第二MOS管K2漏极电连接；所述第一绕组b端与推挽电路中第一MOS管K1漏极电连接；所述第二绕组c端与推挽电路中第一MOS管K1源极电连接；所述第二绕组d端与推挽电路中第二MOS管K2源极电连接；所述第三绕组e端与半桥电路一第一输入端X1电连接；所述第三绕组f端与半桥电路一第二输入端X2电连接；所述第四绕组g端与半桥电路二第一输入端X3电连接；所述第四绕组h端与半桥电路二第二输入端X4电连接；所述储能电感Lr1串联在第三绕组中；所述储能电感Lr2串联在第四绕组中。特别地，所述储能电感Lr1和Lr2为传递能量的关键部件，储能电感Lr1为变压器漏感与一个外部电感的串联以达到合适的电感值；储能电感Lr2为变压器漏感与一个外部电感的串联作以达到合适的电感值。
[0052] 所述吸收电容CX通过与不同的变压器绕组并联，达到吸收变压器电压震荡尖峰的效果，降低MOS管的耐压要求，为选型MOS管带来便利节省成本。
[0053] 如图1、图4所示，所述半桥电路一包括第三MOS管S1、第四MOS管S2、第一电容C1、第二电容C2。所述第三MOS管S1的漏极与第一电容C1的上端电连接；所述第三MOS管S1的源极与第四MOS管S2的漏极电连接；所述第四MOS管S2的源极与第二电容C2的下端电连接；所述第一电容C1的下端与第二电容C2的上端电连接；所述第三MOS管S1与第四MOS管S2串联，形成一个半桥，桥臂上端点为m，下端点为n，中点为X1；所述第一电容C1与第二电容C2串联形成分裂电容，中点为X2。所述半桥中点X1与高频变压器第三绕组的e端电连接；所述分裂电容中点X2与高频变压器第三绕组的f端电连接。
[0054] 如图1、图4所示，所述半桥电路二包括第五MOS管S3、第六MOS管S4、第三电容C3、第四电容C4。所述第五MOS管S3的漏极与第三电容C3的上端电连接；所述第五MOS管S3的源极与第六MOS管S4的漏极电连接；所述第六MOS管S4的源极与第四电容C4的下端电连接；所述第三电容C3的下端与第四电容C4的上端电连接；所述第五MOS管S3与第六MOS管S4串联形成一个半桥，桥臂上端点为p，下端点为q，中点为X3；所述第三电容C3与第四电容C4串联形成分裂电容，中点为X4。所述半桥中点X3与高频变压器第四绕组的g端电连接；所述分裂电容中点X4与高频变压器第四绕组的h端电连接。
[0055] 如图4所示，所述半桥电路一下端n与半桥电路二下端q电连接，半桥电路一上端m与半桥电路二上端p作为电压输出端连接负载，相当于两组半桥电路反向串联，两组半桥实现差分输出，输出电压u0=umn‑upq，分别控制半桥电路一和半桥电路二实现在不同半周期半波正弦输出，二者电压相减，即对半波正弦进行展开，输出电压则可以得到完整正弦电压。
[0056] 如图5、图6、图7所示，所述无差拍控制模块采用单移相调制思路，所述原边推挽电路中第一MOS管K1和第二MOS管K2控制信号互补，当第一MOS管K1导通时，第二MOS管K2关断；当第一MOS管K1关断时，第二MOS管K2导通。控制变压器原边输出占空比为50%的方波电压且Uab=Ucd。所述半桥电路一中第三MOS管S1和第四MOS管S2控制信号互补，当第三MOS管S1导通，第四MOS管S2关断；当第三MOS管S1关断，第四MOS管S2导通，因此变压器副边电压Uef被控制成占空比为50%的方波电压，所述半桥电路二中第五MOS管S3和第六MOS管S4控制信号互补，当第五MOS管S3导通，第六MOS管S4关断；当第五MOS管S3关断，第六MOS管S4导通，因此变压器副边电压Ugh被控制成占空比为50%的方波电压。但是Uef≠Ugh，当正弦参考电压位于正半周期中，Uef的幅值按照正弦规律变化且Uab与Uef相位差为φ，Ugh在电压0附近小范围波动；当正弦波位于负半周期中，Ugh的幅值按照正弦规律变化且Ucd与Ugh相位差为φ，Uef在电压0附近小范围波动。
[0057] 如图8所示，所述无差拍控制模块依赖对所述拓扑进行数学建模，得到控制变量移相角φ与状态变量之间的数学表达式，再对数学表达式进行离散化，用于数字控制器进行控制。所述无差拍控制方式上通过令ure=uk+1，即让下一拍的电压值跟踪上此拍电压参考值，则一个采样周期时间输出电压即可跟踪上参考电压。设变压器原副边方波电压的频率为fc，周期为Tc，φ=Tc*D，即D为副边电压相对于原边电压的移相角占空比。设采样频率为fc,采样周期为Tc，通过对所述双有源桥型高频链逆变器进行数学建模，得到移相占空比的离散化表达式为
[0058]
[0059] 其中，Lr1=Lr2=Lr，Lr1和Lr2分别为变压器第三绕组和第四绕组的储能电感；C1=C2=C3=C4=C，C1、C2为半桥电路一的输出端电容，C3、C4为半桥电路二的输出端电容；N为变压器副边匝数与原边匝数比值；E为直流电压源电压大小；io(k)为当前输出半波电压半桥电路的第k拍采样输出电流；u(k)为当前输出半波电压半桥电路的第k拍采样输出电压；uref为当前采样周期参考电压值。通过分别采样半桥电路一输出电压Umn和输出电流io1和半桥电路二的输出电压Upq和输出电流io2进行闭环控制，将采样的半桥电路一输出电压和输出电流和半桥电路二输出电压和输出电流分别应用公式（1.1）进行计算分别得到半桥电路一和半桥电路二的移相角占空比。最后通过数字控制器分别控制第三MOS管S1、第四MOS管S2、第五MOS管S3、第六MOS管S4的导通关断，实现完整正弦电压输出，输出电压将以极快的响应速度跟踪参考信号。
[0060] 图9是本发明实施例中的一种双有源桥型高频链逆变器，原边是推挽电路，中间高频变压器隔离，副边是两组半桥电路输出反向串联差分输出实现半波正弦电压展开。在PLECS仿真平台上搭建该双有源桥型高频链逆变器仿真模型，采用无差拍控制方式，控制框图如图8所示，完整电路如图9所示，关键仿真参数如表1所示。
[0061] 表1仿真参数
[0062] 表1仿真参数
[0063]
[0064] 如图10所示，从上到下依次为uef、uab、ugh、ucd的电压波形。在输出正半周期，板桥电路1输出正弦半波，半桥电路二输出电压在0附近波动，所以uef为正弦半波斩波以后占空比50%的方波，其幅值按照正弦规律变化，峰值为 ；uab始终为占空比50%的方
波，幅值等于直流电压源电压100V；在输出负半周期，板桥电路2输出正弦半波，半桥电路一输出电压在0附近波动，所以ugh为正弦半波斩波以后占空比50%的方波，其幅值按照正弦规律变化，峰值为 ；ucd始终为占空比50%的方波。如图11所示，为图10中1位置
波形放大后的局部视图；如图12所示，为图10中2位置波形放大后的局部视图。可见在输出正半周期，uef和uab之间存在相位差φ，ugh电压在0附近波动；在输出负半周期，ugh和ucd之间存在相位差φ，uef电压在0附近波动。
[0065] 如图13所示，分别为半桥电路一输出波形umn和半桥电路二输出波形upq以及部分波形局部放大图。umn和upq均为半周期正弦半波电压，umn为正半周期为正弦半波，负半周期为0，upq为正半周期为0，负半周期为正弦半波。二者峰值均为 ，与设计输出电压220V有效值相符合。从局部放大图可以看到，半桥电路一输出电压umn在小范围内脉动，umn滞后uref一个到两个采样周期，无差拍的跟踪特性是一拍时间跟踪上参考信号，与理论较为符合。
[0066] 如图14所示，波形为输出电压波形，半桥电路一和半桥电路二为反向串联方式，对半桥输出的半波正弦电压进行展开，则输出电压uo=umn‑upq，依图13可知，两个半波正弦电压作差即得到完整正弦电压。
[0067] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰,这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
