道检测中的环境噪声,提高了检测速率与成功本发明涉及一种管道光电无损检测系统包 率。括：信号采集单元和上位机分析单元；信号采集单元包括：供电电路、信号差分采集电路、高通滤波电路、高精度数模转换电路和误差纠正电路；供电电路用于提供稳定电源；信号差分采集电路将输入信号进行放大和差分，得到两路差分信号；两路差分信号经过高通滤波电路去除低频干扰后，得到去除干扰后的两路差分信号；去除干扰后的两路差分信号经过误差纠正电路后，进行零位误差纠正，得到纠正信号；纠正信号经过高精度数模转换电路进行转换后，得到最终数字信(56)对比文件曹建树;罗振兴;姬保平.应用微分算法处理特种管道测厚激光超声信号.光学精密工程.2017,(第05期),1197-1205.
所述信号采集单元包括：供电电路、信号差分采集电路、高通滤波电路、高精度模数转换电路和误差纠正电路；
所述供电电路与所述信号差分采集电路、高通滤波电路、模数转换电路和误差纠正电路电性连接，用于提供稳定电源；
所述信号差分采集电路将输入信号进行放大和差分，得到两路差分信号；
两路差分信号经过高通滤波电路去除低频干扰后，得到去除干扰后的两路差分信号；
去除干扰后的两路差分信号经过误差纠正电路后，进行零位误差纠正，得到纠正信号；
纠正信号经过高精度模数转换电路进行转换后，得到最终数字信号；
所述数字信号通过上位机分析单元进行分析，得到检测结果；
数字信号经过上位机分析单元前，还通过最小二乘法进行曲线拟合，完成数据补偿；
数字信号通过上位机分析单元进行分析的具体过程如下：
表示各模态分量的中心频率；x(t)为最终数字信号；
S2、求解所述约束变分模型，转化为非约束问题，如下式：
S3、采用ADMM交替方向乘子法，解决所述非约束问题，得到各模态的傅里叶变换；
S4、根据各模态傅里叶变换，与正常情况下管道的各模态傅里叶变换进行比较，从而判断管道位置与损坏情况；
所述信号差分采集电路包括：电压衰减电路和信号调理电路；输入信号经过电压衰减电路放大至2倍，之后经过电压抬升处理，将信号转变为正向的，能够被采集的差分信号；将差分信号输入至信号调理电路，扩大信号采集的动态范围，得到两路差分信号；
所述电压衰减电路包括：电阻R1‑R6、第一运算放大器和第二运算放大器；输入信号Vin与电阻R1的一端电性连接；电阻R1的另一端与电阻R2的一端、第一运算放大器的反相输入端电性连接；电阻R2的另一端与第一运算放大器的输出端、电阻R3的一端电性连接；电阻R3的另一端与电阻R5的一端、电阻R6的一端、第二运算放大器的反相输入端电性连接；电阻R5的另一端接电源；电阻R6的另一端与第二运算放大器的输出端电性连接；第一运算放大器的同相输入端接地；第二运算放大器的同相输入端与电阻R4的一端电性连接；电阻R4的另一端接地；
所述信号调理电路包括：电阻R7‑R12、第三运算放大器、第四运算放大器；
电阻R7的一端与第二运算放大器的输出端电性连接；电阻R7的另一端与电阻R9的一端、第三运算放大器的反相输入端电性连接；电阻R9的另一端与第三运算放大器的输出端电性连接，同时作为第一路差分信号；第三运算放大器的同相输入端与电阻R8的一端电性连接；电阻R8的另一端接地；
电阻R10的一端与第二运算放大器的输出端电性连接；电阻R10的另一端与电阻R11的一端、第四运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R11的另一端接电源；第四运算放大器的反相输入端与电阻R13的一端、电阻R12的一端电性连接；电阻R13的另一端接地；电阻R12的另一端与第四运算放大器的输出端电性连接，同时作为第二路差分信号。
2.如权利要求1所述的一种管道光电无损检测系统，其特征在于：所述高通滤波电路对应两路差分信号，也包括两路滤波电路；其中两路滤波电路的结构及连接方式相同；
其中第一路滤波电路的结构包括：电容C1‑C4、第五运算放大器、第六运算放大器和电阻R14‑R17；
电容C1的一端接第一路差分信号；电容C1的另一端与电容C2的一端、电阻R15的的另一端与第五运算放大器的反相输入端、第五运算放大器的输出端、电容C3的一端电性连接；电容C2的另一端与电阻R14的一端、第五运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R14的另一端接地；电容C3的另一端与电阻R16的一端、电容C4的一端电性连接；电阻R16的另一端与第六运算放大器的反相输入端、第六运算放大器的输出端电性连接，同时作为去除低频干扰后的第一路差分信号；电容C4的另一端与电阻R17的一端、第六运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R17的另一端接地；
第二路滤波电路的结构包括：电容C5‑C8、第七运算放大器、第八运算放大器和电阻R18‑R21；
电容C8的一端接第二路差分信号；电容C8的另一端与电容C7的一端、电阻R20的的另一端与第七运算放大器的反相输入端、第七运算放大器的输出端、电容C6的一端电性连接；电容C7的另一端与电阻R21的一端、第七运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R21的另一端接地；电容C6的另一端与电阻R19的一端、电容C5的一端电性连接；电阻R19的另一端与第八运算放大器的反相输入端、第八运算放大器的输出端电性连接，同时作为去除低频干扰后的第二路差分信号；电容C5的另一端与电阻R18的一端、第八运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R18的另一端接地；
对应的，电阻R19的另一端作为去除低频干扰后的第二路差分信号。
3.如权利要求2所述的一种管道光电无损检测系统，其特征在于：所述误差纠正电路对应两路差分信号，也包括第一误差纠正电路和第二误差纠正电路；
其中第一误差纠正电路和第二误差纠正电路的结构和连接方式相同；
第一误差纠正电路包括：电容C16‑C17、第一模数转换芯片、第九运算放大器、第十运算放大器和电阻R38‑R41；
电容C16与电容C17并联，其中一端接地，另一端与第一模数转换芯片的5脚电性连接；
第一模数转换芯片的第13脚与第九运算放大器的反相输入端电性连接；第九运算放大器的同相输入端与第一模数转换芯片的2脚电性连接；第九运算放大器的输出端与电阻R39的一端、模数转换器的1脚电性连接；电阻R39的另一端与电阻R38的一端、第十运算放大器的同相输入端电性连接；第十运算放大器的反相输入端与电阻R40的一端、电阻R41的一端电性连接；电阻R40的另一端接地、电阻R41的另一端与第十运算放大器的输出端电性连接；
电阻R38的另一端与第一滤波电路电性连接；电阻R41的另一端作为第一纠正信号与高精度模数转换电路电性连接；
第二误差纠正电路包括：电容C18‑C19、第二模数转换芯片、第十一运算放大器、第十二运算放大器和电阻R42‑R45；
电容C18与电容C19并联，其中一端接地，另一端与第二模数转换芯片的5脚电性连接；
第二模数转换芯片的第13脚与第十一运算放大器的反相输入端电性连接；第十一运算放大器的同相输入端与第二模数转换芯片的2脚电性连接；第十一运算放大器的输出端与电阻R43的一端、模数转换器的1脚电性连接；电阻R43的另一端与电阻R42的一端、第十二运算放大器的同相输入端电性连接；第十二运算放大器的反相输入端与电阻R44的一端、电阻R45的一端电性连接；电阻R44的另一端接地、电阻R45的另一端与第十二运算放大器的输出端电性连接；
对应的，电阻R44的另一端与第二滤波电路电性连接；电阻R42的另一端作为第二纠正信号与高精度模数转换电路电性连接。
4.如权利要求1所述的一种管道光电无损检测系统，其特征在于：
所述高精度模数转换电路包括一个12位模数转换器；第一纠正信号与第二纠正信号输入至12位模数转换器后，得到最终输出信号。
一种管道光电无损检测系统
技术领域
[0001] 本发明涉及缺陷检测领域，尤其涉及一种管道光电无损检测系统。
背景技术
[0002] 超声波位移振动信号是管道受激光照射后产生的信号，首先该信号衰减时间很快，采集设备响应速度的不及时会导致损伤特征信号表现的不是很明显；其次管道的埋设环境复杂多样，振动信号受周围环境干扰严重，很容易淹没在环境噪声中。因此如何降低环境噪声和快速从检测到的光电信号中分辨出管道损伤信号是现有管道损伤检测的关键和难点。
发明内容
[0003] 为了降低环境噪声且快速准确检测管道损伤信号，本发明提出了一种管道光电无损检测系统，该系统一方面通过设计电路与最小二乘法结合，降低环境噪声；另一方面，针对管道损伤特征信号进行了一定处理，能够提高检测准确率。
[0004] 本发明所述的一种管道光电无损检测系统，包括：信号采集单元和上位机分析单元；
[0005] 所述信号采集单元包括：供电电路、信号差分采集电路、高通滤波电路、高精度数模转换电路和误差纠正电路；
[0006] 所述供电电路与所述信号差分采集电路、高通滤波电路、数模转换电路和误差纠正电路电性连接，用于提供稳定电源；
[0007] 所述信号差分采集电路将输入信号进行放大和差分，得到两路差分信号；
[0008] 两路差分信号经过高通滤波电路去除低频干扰后，得到去除干扰后的两路差分信号；
[0009] 去除干扰后的两路差分信号经过误差纠正电路后，进行零位误差纠正，得到纠正信号；
[0010] 纠正信号经过高精度数模转换电路进行转换后，得到最终数字信号；
[0011] 所述数字信号通过上位机分析单元进行分析，得到检测结果。
[0012] 本发明提供的有益效果是：有效降低了管道检测中的环境噪声，且能够快速准确的检测出管道损伤信号，提高了检测速率与成功率。
附图说明
[0013] 图1是本发明系统的结构示意图；
[0014] 图2是信号差分采集电路原理示意图；
[0015] 图3是高通滤波电路原理示意图；
[0016] 图4是误差纠正电路原理示意图;
[0017] 图5是数据补偿的流程示意图；
[0018] 图6是高精度数模转换电路原理示意图；
[0019] 图7是AD9226数据采集配置流程图；
[0020] 图8是改进VMD方法流程示意图；
[0021] 图9是系统噪声时间曲线示意图；
[0022] 图10是信号采集结果对比示意图；
[0023] 图11是X通道单个裂缝特征信号示意图；
[0024] 图12是X通道多个裂缝特征信号示意图；
[0025] 图13是Y通道单个裂缝特征信号示意图；
[0026] 图14是Y通道多个裂缝特征信号示意图。
具体实施方式
[0027] 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地描述。
[0028] 请参考图1，图1是本发明系统结构的示意图；本发明提供的一种管道光电无损检测系统，具体包括：
[0029] 信号采集单元和上位机分析单元；
[0030] 所述信号采集单元包括：供电电路、信号差分采集电路、高通滤波电路、高精度数模转换电路和误差纠正电路；
[0031] 所述供电电路与所述信号差分采集电路、高通滤波电路、数模转换电路和误差纠正电路电性连接，用于提供稳定电源；
[0032] 所述信号差分采集电路将输入信号进行放大和差分，得到两路差分信号；
[0033] 两路差分信号经过高通滤波电路去除低频干扰后，得到去除干扰后的两路差分信号；
[0034] 去除干扰后的两路差分信号经过误差纠正电路后，进行零位误差纠正，得到纠正信号；
[0035] 纠正信号经过高精度数模转换电路进行转换后，得到最终数字信号；
[0036] 所述数字信号通过上位机分析单元进行分析，得到检测结果。
[0037] 请参考图2，图2是信号差分采集电路原理示意图；
[0038] 所述信号差分采集电路包括：电压衰减电路和信号调理电路；输入信号经过电压衰减电路放大至2倍，之后经过电压抬升处理，将信号转变为正向的，能够被采集的差分信号；将差分信号输入至信号调理电路，扩大信号采集的动态范围，得到两路差分信号。
[0039] 所述电压衰减电路包括：电阻R1‑R6、第一运算放大器和第二运算放大器；输入信号Vin与电阻R1的一端电性连接；电阻R1的另一端与电阻R2的一端、第一运算放大器的反相输入端电性连接；电阻R2的另一端与第一运算放大器的输出端、电阻R3的一端电性连接；电阻R3的另一端与电阻R5的一端、电阻R6的一端、第二运算放大器的反相输入端电性连接；电阻R5的另一端接电源；电阻R6的另一端与第二运算放大器的输出端电性连接；第一运算放大器的同相输入端接地；第二运算放大器的同相输入端与电阻R4的一端电性连接；电阻R4的另一端接地。
[0040] 所述信号调理电路包括：电阻R7‑R12、第三运算放大器、第四运算放大器；
[0041] 电阻R7的一端与第二运算放大器的输出端电性连接；电阻R7的另一端与电阻R9的一端、第三运算放大器的反相输入端电性连接；电阻R9的另一端与第三运算放大器的输出端电性连接，同时作为第一路差分信号；第三运算放大器的同相输入端与电阻R8的一端电性连接；电阻R8的另一端接地；
[0042] 电阻R10的一端与第二运算放大器的输出端电性连接；电阻R10的另一端与电阻R11的一端、第四运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R11的另一端接电源；第四运算放大器的反相输入端与电阻R13的一端、电阻R12的一端电性连接；电阻R13的另一端接地；电阻R12的另一端与第四运算放大器的输出端电性连接，同时作为第二路差分信号。
[0043] 信号差分采集电路的原理如下：首先通过衰减电路将信号放大至原来的2倍，之后进行电压抬升处理，将目标信号转变为正向的，可以被差分型模数转换器采集的幅值较小的差分信号，同时为大动态范围的信号采集，设计了反馈补偿模拟信号调理电路。
[0044] 请参考图3，图3是高通滤波电路原理示意图。
[0045] 本系统采集的信号频率非常低，很容易受到环境噪声的影响，为减少噪声、抑制高频干扰需要设计低通滤波器实现信号的处理。由于目标信号需要在通频带内的幅度特性较为平坦，通频带外幅度需要较快的衰减率，所以选用巴特沃斯型脉冲响应。Sallen‑Key滤波器是一种由单个运放和电容电阻构成的二阶高通滤波器，通过公式计算确定电容电阻的值。
[0046] 所述高通滤波电路对应两路差分信号，也包括两路滤波电路；其中两路滤波电路的结构及连接方式相同；
[0047] 其中第一路滤波电路的结构包括：电容C1‑C4、第五运算放大器、第六运算放大器和电阻R14‑R17；
[0048] 电容C1的一端接第一路差分信号；电容C1的另一端与电容C2的一端、电阻R15的的另一端与第五运算放大器的反相输入端、第五运算放大器的输出端、电容C3的一端电性连接；电容C2的另一端与电阻R14的一端、第五运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R14的另一端接地；电容C3的另一端与电阻R16的一端、电容C4的一端电性连接；电阻R16的另一端与第六运算放大器的反相输入端、第六运算放大器的输出端电性连接，同时作为去除低频干扰后的第一路差分信号；电容C4的另一端与电阻R17的一端、第六运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R17的另一端接地；
[0049] 第二路滤波电路的结构包括：电容C5‑C8、第七运算放大器、第八运算放大器和电阻R18‑R21；
[0050] 电容C8的一端接第二路差分信号；电容C8的另一端与电容C7的一端、电阻R20的的另一端与第七运算放大器的反相输入端、第七运算放大器的输出端、电容C6的一端电性连接；电容C7的另一端与电阻R21的一端、第七运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R21的另一端接地；电容C6的另一端与电阻R19的一端、电容C5的一端电性连接；电阻R19的另一端与第八运算放大器的反相输入端、第八运算放大器的输出端电性连接，同时作为去除低频干扰后的第二路差分信号；电容C5的另一端与电阻R18的一端、第八运算放大器的同相输入端电性连接；电阻R18的另一端接地；
[0051] 对应的，电阻R19的另一端作为去除低频干扰后的第二路差分信号。
[0052] 信号从电压衰减电路与信号调理电路调理后，分别通过图示的四阶高通滤波电路，去除电路中的低频干扰，经过滤波后的电路直接进入数模转换电路进行信号的数字化采集。
[0053] 合理的电容电阻取值就可以实现目标截止频率的高通滤波，去除传感器存在的1/f噪声的干扰，1/f噪声又称闪烁噪声，1/f噪声功率谱密度和频率成反比，频率越低噪声越大，在直流测量时有较大的影响，甚至可以视为漂移。理论上二阶巴特沃斯滤波器每十倍频程衰减20dB，为了达到更好的通频带外的衰减效果，因此需要通过增加阶数的方法来提高对阻带信号的抑制能力。在电路上，通过两个Sallen‑Key滤波器串联，组成四阶滤波电路，从而更好的完成滤波任务。
[0054] 请参考图4，图4是误差纠正电路原理示意图；
[0055] 所述误差纠正电路对应两路差分信号，也包括第一误差纠正电路和第二误差纠正电路；
[0056] 其中第一误差纠正电路和第二误差纠正电路的结构和连接方式相同；
[0057] 第一误差纠正电路包括：电容C16‑C17、第一模数转换芯片、第九运算放大器、第十运算放大器和电阻R38‑R41；
[0058] 电容C16与电容C17并联，其中一端接地，另一端与第一模数转换芯片的5脚电性连接；
[0059] 第一模数转换芯片的第13脚与第九运算放大器的反相输入端电性连接；第九运算放大器的同相输入端与第一模数转换芯片的2脚电性连接；第九运算放大器的输出端与电阻R39的一端、模数转换器的1脚电性连接；电阻R39的另一端与电阻R38的一端、第十运算放大器的同相输入端电性连接；第十运算放大器的反相输入端与电阻R40的一端、电阻R41的一端电性连接；电阻R40的另一端接地、电阻R41的另一端与第十运算放大器的输出端电性连接；电阻R38的另一端与第一滤波电路电性连接；电阻R41的另一端作为第一纠正信号与高精度模数转换电路电性连接；
[0060] 第二误差纠正电路包括：电容C18‑C19、第二模数转换芯片、第十一运算放大器、第十二运算放大器和电阻R42‑R45；
[0061] 电容C18与电容C19并联，其中一端接地，另一端与第二模数转换芯片的5脚电性连接；
[0062] 第二模数转换芯片的第13脚与第十一运算放大器的反相输入端电性连接；第十一运算放大器的同相输入端与第二模数转换芯片的2脚电性连接；第十一运算放大器的输出端与电阻R43的一端、模数转换器的1脚电性连接；电阻R43的另一端与电阻R42的一端、第十二运算放大器的同相输入端电性连接；第十二运算放大器的反相输入端与电阻R44的一端、电阻R45的一端电性连接；电阻R44的另一端接地、电阻R45的另一端与第十二运算放大器的输出端电性连接；
[0063] 对应的，电阻R44的另一端与第二滤波电路电性连接；电阻R42的另一端作为第二纠正信号与高精度模数转换电路电性连接。
[0064] 需要说明的是，图4中的“1|2”的标识，为焊点标识，非元器件，特此说明。
[0065] 由于硬件电路以及压电探头自身的原因，模数转换器采集到的差分数据与理论值有所差别，特别是由于差分电路的不完全对称性，导致产生的信号有些许的零位误差，为实现误差的纠正，本发明通过硬件反馈电路纠正与微处理器最小二乘法代码补偿的方式实现系统的误差纠正。
[0066] 该电路中，信号通过微处理判断是否进入误差纠正电路，信号经过模数转换电路后可以得到实际值与理论值的区别，而这个差值就可以通过数模转换器的VOUT输出，在第一个运算放大器的反向加法电路中，将差值信号和原始输出信号进行零位误差的纠正，最后再进行最终的输出。
[0067] 在经过硬件误差纠正后，通过逐次比对采集到的信号与理论值，通过最小二乘法进行曲线的拟合，来进行数据的补偿。
[0068] 请参考图5，图5是数据补偿的流程示意图；
[0069] 数据采集后，判断数据是否为0，若是，表示表示数据有偏差，否则则直接进行最小二乘拟合，否则，判断数据是否大于0，若是则进行数据自减，否则进行数据自加，直至数据为0。
[0070] 请参考图6，图6是高精度数模转换电路原理示意图。
[0071] 所述高精度模数转换电路包括一个12位模数转换器；第一纠正信号与第二纠正信号输入至12位模数转换器后，得到最终输出信号。
[0072] 本次模数转换芯片使用TI公司12位数模准换芯片AD9226，其采集速度很高为65MHz，完全可以满足采集速度的需要；模数转换器AD9226数据采集配置流程如图3‑6所示。
从高通滤波电路中得到的两路信号分别接入芯片的VINA和VINB，进行信号采集端的差分处理，主控通过GPIO来读取数据，数据位为D2‑D11，并通过CLK进行时钟控制。
[0073] 请参考图7，图7是AD9226数据采集配置流程图。
[0074] 首先需配置对应的I/O口并进行初始化，之后配置AD9226时钟控制与数据读写引脚。为简化电路通过使用其内部时钟来进行时钟控制，对ADC进行写寄存器操作，其中包括采集通道的选择、配置采样率等。等待参考电压稳定后，直接读取D2‑D11口的数据，在处理后并将数据通过串口发送到控制模块，实现模数转换的要求。
[0075] 最后，需要说明的是，完整的电源系统是一个系统稳定工作的关键，在本系统中，电源部分为了控制电源纹波和减少芯片发热的情况，整个电源部分采用DC‑DC与LDO芯片完成。其中，DC‑DC部分采用隔离电源，能够很好的实现压降，并且有隔离的作用。三种LDO芯片，为电路提高超低的电源纹波，保证整个系统工作的高精度以及稳定性。最后，为了避免模拟地和数字地之间的信号干扰，使用0Ω电阻将模拟地和数字地进行隔离。
[0076] 整个系统中，外部蓄电池提供的9‑36V电源电压分别通过U18、U21转化为±12V模拟电压信号和+5V数字电压信号，+12V模拟电压通过U19转化为+5V模拟信号负责给电路中需要+5V模拟供电的元器件供电，而‑12V模拟电压通过U13转化为‑5V模拟信号负责给电路中需要‑5V模拟供电的元器件供电；+5V数字电压信号通过ASM1117和LTC6655转化为+3.3V和+2.5V信号，负责给数字电路和主控供电，在数字电路与模拟电路中间，通过0欧电阻隔离。
[0077] 为更好的得到管道损伤信号的特征参数，从检测到的信号中分解出两个维度的信号变化。在这里，本系统使用了改进的VMD算法进行处理，VMD称作变分模态分解算法，其是处理非平稳信号的分解方法，IMF分量定义为：
[0078]
[0079] 其中，其中， 为相位函数，且 ； 是信号的瞬时包络幅值；包络幅值 和瞬时频率 的变化速度相对于相位 较缓慢。
[0080] 改进VMD算法的主要过程如下：
[0081] S1、构建约束变分模型如下式：
[0082]
[0083] 式中， 为狄利克雷函数； 表示卷积运算； 为分解模态分量的集合； 表示各模态分量的中心频率；x(t)为最终数
字信号；
[0084] S2、求解所述约束变分模型，转化为非约束问题，如下式：
[0085]式中，α为平衡系数，λ是拉格朗日乘子；
[0086] S3、采用ADMM交替方向乘子法，解决所述非约束问题，得到各模态的傅里叶变换；
[0087] S4、根据各模态傅里叶变换，与正常情况下管道的各模态傅里叶变换进行比较，从而判断管道位置与损坏情况。
[0088] 需要说明的是，ADMM算法的核心思想是使用维纳滤波器更新迭代得到最优的，过程如下所示：
[0089] ①初始化 ；
[0090] ②更新 ：
[0091] ③更新 ： ；
[0092] ④更新 ；
[0093] ⑤收敛条件为 。
[0094] 将步骤S2和S4转换到频域内进行求解，令 ，则模态分量更新为：
[0095]
[0096] 同理，转化中心频率至频域为： 。
[0097] 改进后的VMD方法能够依据自身的时间尺度进行信号的分解，自适应的得到信号的本征模式函数（IMF）。
[0098] 通过使用改进的VMD将检测到的光电信号中存在的管道损伤信号特征参数分解出来，以得到目标管道损伤位置与情况。
[0099] 请参考图8，图8是改进VMD方法流程示意图。
[0100] 整个改进VMD主要包含了两个部分，首先是通过VMD提取出目标信号的IMF图象，通过模数转换器获取三通道数据，数据处理上只针对两个维度上的数据进行改进VMD处理，将数据送入改进的VMD函数进行处理，通过判断信号得到所需分解层数k和惩罚因子a，并由此得到目标信号的IMF信号，完成第一步对于IMF信号的分解。
[0101] 第二步通过观察分析得到的IMF图象，判断管道位置与损坏情况，在得到原始信号不同频率的IMF信号后，完成对于管道损伤信号特征参数的提取，通过观察分析X方向波形峰值位置以及大小与Y方向波形梯度变化位置情况来判断管道损伤位置以及损伤情况。
[0102] 作为一种实施例，对本系统来说，系统整体的噪声大小与电压偏移是十分关键的指标，所以在实际测试前，需要对整个系统进行噪声测试，将采集到的数据经过误差补偿电路后，绘制噪声的时间序列曲线如图9所示。理想情况下，输入通道与模拟地进行短接后，如果不考虑噪声的干扰，采集到的数据应为零，但是实际设计的采集电路会因为各种原因存在一定的直流偏置，从图中可以看出，通道峰峰值噪声约为40uV，已经可以满足基本的测试要求。同时为了判断偏移，对各通道的噪声数据求取平均值，得到X通道偏置电压为‑0.637uV，Y通道为‑1.997uV，Z通道为‑1.491uV，偏移量较小。
[0103] 为了进一步验证系统的整体性能，进行野外测试，与已经上市的数据采集仪器进行对比测试。为保证仪器能采集信号的质量，通过在学校较为广阔的树林中进行测试。
[0104] 仪器野外采集数据经处理后，分别能够得到的三个通道的数据，为了保持测试的一致性，两个仪器所使用的传感器保持相同。对比结果如图10，由图中可以看出，信号的测量结果总体趋势基本一致，所以符合测试的需要。
[0105] 图10中左上两个图为X通道对标情况，右上两个图为X通道对标情况，左下两个图为X通道对标情况，右下两个图为X通道对标情况由于两台仪器的传感器在测量的过程中摆放位置存在一定的距离，因此传感器测出的具体数据存在一定的偏差，但是当仪器稳定以后，两台仪器采集到的数据变化趋势相同。经过以上实验对比，本系统满足管道损伤特征信号检测的基本要求。
[0106] 在损伤管道的特征信号的实际测试中，目标管道选择铁管，并设置不同的对比组，分别对有一道裂纹，一道焊缝，三道裂纹的目标管道进行5次测试。通过设计的数据采集设备采集目标管道的数据，将采集到的数据上传到上位机中进行改进后的VMD处理，通过特征信号来观察目标管道的损坏情况，将得到的IMF分量经过筛选后。通过观察分解后的数据，可以明显发现，第一列的图象1、2、4、5在中间位置有一个凸起的峰值信号，并且其余位置较为平坦，对应一道裂纹存在的位置，如图11；与之对比的是第二列的图象1、2、3、4、5在中间位置有三个凸起的峰值信号，并且其余位置较为平坦，对应管道是三道裂纹存在的位置，如图12。
[0107] 通过观察分解处理后的Y通道信号，第一列由上到下是5次测量的单个裂纹的管道X通道数据和没有分解的数据，第二列由上到下是测量的有三个裂纹的管道数据。通过观察分解后的数据，可以明显发现，第一列的图象1、2、4、5在中间位置有一个梯度较小的信号，并且其余位置较为平坦，对应一道裂纹，如图13；与之对比的是第二列的图象1、2、4、5在中间位置则有一个梯度较大的信号，并且其余位置较为平坦，对应三道裂纹，如图14。
[0108] 通过观察对比发现，信号突变的位置在两个维度的信号检测上是对应的，能够实现管道位置的判定；同时，存在三个裂纹的管道相较于单个裂纹的管道，X方向上存在更多峰值变化，Y方向上存在大的梯度变化情况，能够对管道的损害程度有一个很好的估计情况。整个系统工作状态良好，测试效果明显，能够很好地实现管道光电无损检测的要求。
[0109] 本发明中关键点在于：
[0110] 1、设计信号调理电路电路与最小二乘法结合的低噪声采集方法；
[0111] 2、信号转换电路“信号‑判断‑自适应”运作模式的普适性设计；
[0112] 3、剥蚀针对管道损伤特征信号的改进VMD算法处理。
[0113] 综合来看，本发明的有益效果是：有效降低了管道检测中的环境噪声，且能够快速准确的检测出管道损伤信号，提高了检测速率与成功率。
[0114] 以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
