OFDM接收装置、半导体集成电路及OFDM接收方法

摘要

本发明的OFDM接收装置具有将来自接收单元51的接收信号进行傅里叶变换后供给变换信号SFFT的变换电路52、从变换信号SFFT检测出导频信号SP并对导频信号SP进行时间插补的第1插补电路53、对时间插补后的导频信号SP进行运算处理并根据运算处理的结果检测出干扰的干扰检测电路8a、对检测出所述干扰的导频信号SP在频率方向进行干扰插补并对干扰插补后的导频信号SP进行频率插补的第2插补电路54、以及根据变换信号SFFT及频率插补后的导频信号SF进行解调处理的解调电路6。

权利要求

1.一种OFDM接收装置，其特征在于，包括将来自接收单元的接收信号进行傅里叶变换后生成变换信号的变换电路、从所述变换信号检测出导频信号并对所述导频信号进行时间插补的第1插补电路、对所述时间插补后的所述导频信号进行运算处理并将所述运算处理的结果与阈值比较而检测出干扰的干扰检测电路、对检测出所述干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补并对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补的第2插补电路、以及根据所述变换信号及所述频率插补后的所述导频信号进行解调处理的解调电路。

2.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述变换电路包括

根据所述接收信号生成基带信号的正交检波电路、以及根据所述基带信号生成所述变换信号的傅里叶变换电路。

3.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述第1插补电路包括

从所述变换信号检测出所述导频信号的导频信号检测电路、以及对所述导频信号进行时间插补的时间插补电路。

4.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述第2插补电路包括

对检测出所述干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补的干扰插补电路、以及对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补的频率插补电路。

5.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，对频率方向相邻的第k个导频信号及第(k+1)个导频信号的各复数分量进行差分处理的差分运算电路、以及将所述差分处理的结果与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

6.如权利要求5所述的OFDM接收装置，其特征在于，还包括根据所述差分处理的结果对所述阈值的值进行控制的平均化电路。

7.如权利要求6所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述平均化电路包括

对所述差分处理的结果进行平方和运算以求出所述导频信号的振幅的平方和电路、对所述振幅进行积分运算以计算所述振幅的平均值的积分电路、以及将所述平均值进行校正的校正电路。

8.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，对频率方向相邻的第k个导频信号及第(k+1)个导频信号的各振幅进行差分处理的差分运算电路、以及将所述差分与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

9.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，进行平方和运算以求出所述导频信号的振幅的平方和电路、以及将所述振幅与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

10.如权利要求9所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述阈值比较电路在所述振幅大于所述阈值的上限及所述振幅小于所述阈值的下限时，判断为干扰。

11.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，还包括将所述干扰的检测次数进行计数并根据所述计数结果使所述干扰插补停止的干扰计数电路。

12.如权利要求11所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，对频率方向相邻的第k个导频信号及第(k+1)个导频信号的各复数分量进行差分处理的差分运算电路、以及将所述差分处理的结果与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

13.如权利要求11所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，对频率方向相邻的第k个导频信号及第(k+1)个导频信号的各振幅进行差分处理的差分运算电路、以及将所述差分与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

14.如权利要求11所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，进行平方和运算以求出所述导频信号的振幅的平方和电路、以及将所述振幅与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

15.如权利要求1所述的OFDM接收装置，其特征在于，还包括将所述干扰的检测次数进行计数并根据所述计数结果使所述阈值改变的干扰计数电路。

16.如权利要求15所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，对频率方向相邻的第k个导频信号及第(k+1)个导频信号的各复数分量进行差分处理的差分运算电路、以及将所述差分处理的结果与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

17.如权利要求15所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，对频率方向相邻的第k个导频信号及第(k+1)个导频信号的各振幅进行差分处理的差分运算电路、以及将所述差分与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

18.如权利要求15所述的OFDM接收装置，其特征在于，所述干扰检测电路包括

作为所述运算处理，进行平方和运算以求出所述导频信号的振幅的平方和电路、以及将所述振幅与所述阈值进行比较的阈值比较电路。

19.一种半导体集成电路，其特征在于，包括集成在半导体芯片上的将来自接收单元的接收信号进行傅里叶变换后生成变换信号的变换电路、集成在所述半导体芯片上的从所述变换信号检测出导频信号并对所述导频信号进行时间插补的第1插补电路、集成在所述半导体芯片上的对所述时间插补后的所述导频信号进行运算处理并将所述运算处理的结果与阈值比较而检测出干扰的干扰检测电路、集成在所述半导体芯片上的对所述检测出干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补并对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补的第2插补电路、以及集成在所述半导体芯片上的根据所述变换信号及所述频率插补后的所述导频信号进行解调处理的解调电路。

20.一种OFDM信号接收方法，其特征在于，包括将接收信号进行傅里叶变换后生成变换信号，从所述变换信号检测出导频信号并对所述导频信号进行时间插补，对所述时间插补的所述导频信号进行运算处理，将所述运算处理的结果与阈值比较而检测出干扰，对所述检测出干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补并对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补，根据所述变换信号及所述频率插补后的所述导频信号进行解调处理。

说明书

技术领域

本发明涉及数字传输方式，特别涉及能够检测传输路径中的干扰的OFDM接收装置、半导体集成电路及OFDM接收方法。

背景技术

作为声音及图像信号的数字传输方式的正交频分多路复用(OFDM)方式正成为主流方式。在OFDM方式中，数据被分配给互相正交的多个载波。在发送侧，对发送信号进行逆高速傅里叶变换(IFFT)。与此相反，在接收侧利用高速傅里叶变换(FFT)，进行接收信号的解调。各载波可以采用通过同步检波的正交调幅(QAM)传输、或延迟检波等任意的调制方式。在同步检波时，对发送信号周期性地插入导频信号。在接收侧，根据接收信号中的导频信号求出误差，进行振幅均衡及相位均衡。在延迟检波的情况下，不将载波再生，在符号之间进行差动编码，将接收信号解调。
但是，在传输路径中，存在因多路径引起的衰落、因模拟电视广播的载波而引起的同一信道干扰、以及传输路径中的寄生等干扰。在同步检波的情况下，若导频信号受到干扰，则不能正确解调接收信号，作为检测导频信号干扰用的第1背景技术，有例如对接收信号中的导频信号按每个使用载波进行时间方向的积分的方法。另外，作为第2背景技术，提出了根据导频信号的时间方向的变动来检测干扰的方法。
地面波数字电视广播的使用载波数与移动通信设备及无线局域网(LAN)等的使用载波数相比，是非常之多。在第1背景技术中，干扰检测所必需的电路的电路规模与使用载波数的增加成正比增大。在第2背景技术中，仅根据导频信号的时间变动来检测干扰，而不能检测频率方向的变动。若不能检测频率方向的变动，则难以进行高精度的干扰检测。

发明内容

本发明的OFDM接收装置，包括
将来自接收单元的接收信号进行傅里叶变换后生成变换信号的变换电路、
从所述变换信号检测出导频信号并对所述导频信号进行时间插补的第1插补电路、
对所述时间插补后的所述导频信号进行运算处理并将所述运算处理的结果与阈值比较而检测出干扰的干扰检测电路、
对检测出所述干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补并对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补的第2插补电路、
以及根据所述变换信号及所述频率插补后的所述导频信号进行解调处理的解调电路。
本发明的半导体集成电路，包括
集成在半导体芯片上的将来自接收单元的接收信号进行傅里叶变换后生成变换信号的变换电路、
集成在所述半导体芯片上的从所述变换信号检测出导频信号并对所述导频信号进行时间插补的第1插补电路、
集成在所述半导体芯片上的对所述时间插补后的所述导频信号进行运算处理并将所述运算处理的结果与阈值比较而检测出干扰的干扰检测电路、
集成在所述半导体芯片上的对所述检测出干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补并对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补的第2插补电路、
以及集成在所述半导体芯片上的根据所述变换信号及所述频率插补后的所述导频信号进行解调处理的解调电路。
本发明的OFDM信号接收方法，包括
将接收信号进行傅里叶变换后生成变换信号，
从所述变换信号检测出导频信号并对所述导频信号进行时间插补，
对所述时间插补的所述导频信号进行运算处理，
将所述运算处理的结果与阈值比较而检测出干扰，
对所述检测出干扰的所述导频信号在频率方向进行干扰插补并对所述干扰插补后的所述导频信号进行频率插补，
根据所述变换信号及所述频率插补后的所述导频信号进行解调处理。

附图说明

图1所示为本发明第1实施例有关的OFDM接收装置的构成方框图
图2所示为接收信号中插入的导频信号的情况的示意图。
图3为说明本发明第1实施例有关的OFDM接收装置的干扰检测原理的说明图。
图4为说明本发明第1实施例有关的OFDM接收装置的干扰插补原理的说明图。
图5所示为本发明第1实施例有关的OFDM接收方法的流程图。
图6为将本发明第1实施例有关的OFDM接收装置集成在同一个半导体基板上的构成示意图。
图7所示为本发明第1实施例的变形例有关的OFDM接收装置的构成方框图。
图8所示为本发明第2实施例有关的OFDM接收装置的构成方框图。
图9为将本发明第2实施例有关的OFDM接收装置集成在同一个半导体基板上的构成示意图。
图10所示为本发明第2实施例有关的OFDM接收方法的流程图。
图11所示为本发明第3实施例有关的OFDM接收装置的构成方框图。
图12为将本发明第3实施例有关的OFDM接收装置集成在同一个半导体基板上的构成示意图。
图13所示为本发明第3实施例有关的OFDM接收方法的流程图。
图14为说明本发明第3实施例有关的OFDM装置在导频信号差异小时的干扰检测原理的说明图。
图15为说明本发明第3实施例有关的OFDM装置在导频信号差异大时的干扰检测原理的说明图。
图16所示为本发明第3实施例的变形例有关的OFDM接收装置的构成方框图。

具体实施方式

参照附图描述本发明的各实施例。所有附图中元件相同或相似部分标注相同或相似的标号，并省略或简化对其的说明。下面的说明中，提出具体的细节如具体信号值来提供对本发明的全面理解。然而，对本专业的技术人员而言显然不需要这种具体细节来实践本发明。另外，以框图形式示出一些熟知的电路以免在不需要的细节方面来妨碍本发明。在以下的描述中，用语“连接”和“被连接”定义一种状态，在这种状态下不论第1个和第2个元件是否物理连接而认为这些元件相互电连接。
(第1实施例)
本发明第1实施例有关的OFDM接收装置如图1所示，具有将来自接收单元51的接收信号ST进行傅里叶变换后生成变换信号SFFT的变换电路52、从变换信号SFFT检测出导频信号SP并对导频信号SP进行时间插补的第1插补电路53、对时间插补后的导频信号SP进行运算处理并根据运算处理的结果检测出干扰的干扰检测电路8a、对检测出干扰的导频信号SP在频率方向进行干扰插补并对干扰插补后的导频信号SP进行频率插补的第2插补电路54、以及根据变换信号SFFT及频率插补后的导频信号SF进行解调处理的解调电路6。
再有，接收单元51具有天线1、与天线1连接的调谐器2、以及与调谐器2连接的模拟/数字(A/D)变换器3。调谐器2例如具有与天线1连接的高频滤波器电路、一端输入与高频滤波器电路连接的混频器电路、与混频器电路的另一端输入连接的本机振荡器、以及与混频器电路的输出连接的自动增益控制(AGC)电路。
另外，变换电路52具有与调谐器2连接的正交检波电路4、以及与正交检波电路4连接的傅里叶变换电路5。正交检波电路4根据接收信号ST，生成基带信号SB，供给傅里叶变换电路5。基带信号SB具有接收信号ST在时间方向的各载波的相位信息及振幅信息。傅里叶变换电路5将基带信号SB进行高速傅里叶变换，生成变换信号SFFT。通过高速傅里叶变换，基带信号SB从时域变换为频域。变换信号SFFT具有接收信号ST在频率方向的各载波的相位信息及振幅信息。
再有，第1插补电路53具有与傅里叶变换电路5连接的导频信号检测电路11、以及与导频信号检测电路11连接的时间插补电路7。导频信号检测电路11检测出变换信号SFFT中所含的导频信号SP。导频信号SP例如如图2所示，每隔变换信号SFFT的4个符号插入。时间插补电路7对导频信号SP在时间方向根据前后的导频信号SP进行插补。在时间方向插补后的导频信号SP传送给干扰检测电路8a及第2插补电路54。
干扰检测电路8a具有与时间插补电路7连接的差分运算电路81a、以及与差分运算电路81a连接的阈值比较电路82a。差分运算电路81a对频率方向相邻的2个导频信号、即图3所示的第k个导频信号SPk及第(k+1)个导频信号SP(k+1)进行差分处理。阈值比较电路82a将差分处理的结果与阈值Ath进行比较，生成干扰检测信号SD。或者，差分运算电路81a对频率方向相邻的3个导频信号、即图4所示的第k个导频信号SPk及第(k+1)个导频信号SP(k+1)及第(k+2)导频信号SP(k+2)进行差分处理。在这种情况下，具有将差分值保持在阈值比较电路82a的内部的寄存器。
另外，第2插补电路54具有与时间插补电路7及阈值比较电路82a连接的干扰插补电路9、以及与干扰插补电路9连接的频率插补电路10。干扰插补电路9利用干扰检测信号SD对时间插补后的导频信号SP进行干扰插补。导频信号SP例如如图2所示，在变换信号SFFT的频率方向中周期地插入。频率插补电路10根据频率方向相邻的2个导频信号SP，对导频信号SP进行插补。频率插补电路10进行频率插补，并将频率插补信号SF供给解调电路6。解调电路6根据变换信号SFFT及频率插补信号SF，利用同步检波进行解调。其结果，推算各数据载波的传递函数，进行数据的振幅及相位均衡。解调电路6解调后的解调信号，通过输出端71，传给外部电路。
下面用图1～图5，说明本发明第1实施例有关的OFDM接收方法。
(A)首先，图1所示的天线1接收的接收信号ST利用调谐器2进行选台。A/D变换器3将所选台的接收信号ST变换为数字信号。在图5的步骤S101中，变换为数字信号的接收信号ST利用正交检波电路4，进行准同步正交检波。其结果从接收信号ST抽取存在正交相位关系的正弦分量及余弦分量。傅里叶变换电路5利用高速傅里叶变换，将基带信号SB从时域变换为频域。再在步骤S102中，导频信号检测电路11如图2所示，利用导频信号SP的周期性，从变换信号SFFT检测出导频信号SP。另外，在步骤S103中，时间插补电路7对导频信号SP在时间轴方向进行插补。
(B)接着，在步骤S104中，差分运算电路81a如图3所示，计算频率方向相邻的第k个导频信号SPk的复数分量与第(k+1)个导频信号SP(k+1)的复数分量之差分Dk1。或者，如图4所示，也可以利用频率方向相邻的3个导频信号、即第k个导频信号SPk及第(k+1)个导频信号SP(k+1)及第(k+2)个导频信号SP(k+2)。这时，如图4所示，第k个导频信号SPk与第(k+1)个导频信号SP(k+1)之第1差分Dk1、以及第2导频信号SP(k+1)与第3导频信号SP(k+2)之第2差分Dk2。若设在频率方向上前面导频信号SPk的复数分量为Ak，在频率方向上后面导频信号SP(k+1)的复数分量为A(k+1)，则如图3所示，第1差分Dk1成为
Dk1＝Ak-A(k+1)    ......(1)
另外，也可以如图4所示，用振幅的差分来代替复数分量差分。
(C)接着，在步骤S105中，阈值比较电路82a在差分Dk1超过阈值Ath时，将干扰检测信号SD供给干扰插补电路9。或者，阈值比较电路82a保持第1差分Dk1及第2差分Dk2。在这种情况下，若第1差分Dk1及第2差分Dk2都超过阈值Ath，则将表示第2导频信号SP(k+1)受到干扰的意思的干扰检测信号SD供给干扰插补电路9。再在步骤S106中，干扰插补电路9根据干扰检测信号SD，在第1导频信号SPk与第3导频信号SP(k+2)的平均位置，将插补导频信号RSP插入。
(D)接着，在步骤S107中，频率插补电路10对干扰插补后的导频信号SP再进行频率插补。进行了频率插补的导频信号SP供给解调电路6。另外，在步骤S108中，解调电路6利用变换信号SFFT及频率插补后的导频信号SF，通过同步检波进行解调处理。
这样，根据第1实施例有关的OFDM接收装置，干扰插补电路9能够仅对干扰检测电路8a检测出干扰的导频信号SP进行干扰插补。再由于干扰检测电路9检测频率方向的变动而检测出干扰，因此能够检测出与时间方向变动因素无关的干扰。由于不需要时间方向的复杂运算处理，因此即使接收信号ST的载波数增大，也没有必要使电路规模增大。由于频率插补电路10对干扰插补后的导频信号SP在频率方向进行插补，因此能够高精度修正导频信号SP的干扰。另外，时间插补、干扰插补及频率插补在解调前进行。因此，频率插补后的导频信号SF能够以非常低的误码率进行解调。因而，解调电路6能够稳定进行解调。
另外，图1所示的OFDM接收装置例如如图6所示，能够单片集成在同一半导体芯片93a上，形成半导体集成电路92。在图6所示的例子中，半导体集成电路92在半导体芯片93a上具有焊盘94及95。焊盘95是将来自图1所示的接收单元51的接收信号ST输入至正交检波电路4用的内部端子。焊盘94是将解调电路6供给的解调信号向外部输出用的内部端子。
(第1实施例的变形例)
作为本发明第1实施例的变形例，也可以如图7所示，干扰检测电路8b具有进行平方和运算并求出导频信号SP的振幅的平方和电路83、以及将导频信号SP的振幅与阈值Ath进行比较的阈值比较电路82b而构成。阈值Ath中设定上限及下限。阈值比较电路82b在导频信号SP的振幅大于阈值Ath的上限时或导频信号SP的振幅小于阈值Ath的下限时，判断为干扰。在调谐器2中通常具有将接收信号ST的增益(振幅)保持一定的AGC电路。由于接收信号ST的振幅为一定，因此导频信号SP的振幅也保持一定。所以，利用平方和电路83求出导频信号SP的振幅，再通过阈值比较电路82b将振幅的值与阈值Ath进行比较，就能够检测出干扰。
(第2实施例)
本发明第2实施例有关的OFDM接收装置，如图8所示，具有求出来自差分运算电路81c的差分结果的平均值并对阈值比较电路82c的阈值Ath进行控制的平均化电路30，这一点与图1所示的OFDM接收装置不同。平均化电路30具有与差分运算电路81c连接的平方和电路31、与平方和电路连接的积分电路32、在积分电路32与阈值比较电路82c之间连接的校正电路33。关于其它的构成，则与图1所示的OFDM接收装置的构成相同。图8所示的OFDM接收装置，能够例如如图9所示，单片集成在同一半导体基板93b上，构成为半导体集成电路96。
下面用图3、图4、图8及图10，说明本发明第2实施例有关的OFDM接收方法。但是，与第1实施例有关的OFDM接收方法重复的说明则省略。
(A)在图10的步骤S201中，图8所示的差分运算电路81c如图3所示，利用式(1)计算频率方向相邻的2个导频信号、即第1导频信号SPk的复数分量与第2导频信号SP(k+1)的复数分量之差分Dk。再在步骤S202中，平方和电路31对差分运算电路81c算出的差分Dk进行平方和运算，求差分Dk的振幅值。积分电路32对于差分Dk的振幅值，以符号为单位将全部载波进行积分。或者，积分电路32对于差分Dk，就一部分载波进行积分。利用积分处理，求出差分Dk的平均值。
(C)接着，在步骤S203中，校正电路33对差分Dk的平均值进行偏移相加及常数倍等处理，计算阈值比较电路82c的阈值Ath。即，若设β及N为2及2以上的整数，设偏移为α，则阈值Ath成为
Ath＝α+β/N·∑Dk    ……(2)
阈值比较电路82c将差分Dk与阈值Ath进行比较，检测干扰。
(D)接着，在步骤S106中，干扰插补电路9根据阈值比较电路82c供给的干扰检测信号SD，如图4所示，将插补导频信号RSP插补。频率插补电路10进行频率插补。解调电路6利用变换信号SFFT及频率插补后的导频信号SF，通过同步检波将接收信号进行解调。
这样，根据第2实施例，通过平均化电路30计算差分Dk的平均值，能够提供可应对因多路径、调谐器频率特性及噪声等而引起的阈值Ath变动的OFDM接收装置。
(第3实施例)
本发明第3实施例有关的OFDM接收装置，如图11所示，具有将干扰检测信号SD进行计数并根据计数结果使阈值比较电路82d的阈值Ath改变的干扰计数电路61a，这一点与图1所示的OFDM接收装置不同。干扰计数电路61a最好具有生成计数时间用的定时器。干扰计数电路61a在干扰检测信号SD的计数次数超过规定的次数时，将干扰检测信号SG供给阈值比较电路82d。或者，干扰计数电路61a在干扰检测信号SD的计数次数在规定时间内超过规定次数时，将干扰检测信号SG供给阈值比较电路82d。关于其它的构成，则与图1所示的OFDM接收装置的构成相同。图11所示的OFDM接收装置，能够例如如图12所示，单片集成在同一半导体基板93c上，构成为半导体集成电路97。
下面用图3、图4、图11及图13，说明本发明第3实施例有关的OFDM接收方法。但是，与第1实施例有关的OFDM接收方法重复的说明则省略。
(A)在图13的步骤S104中，图11所示的差分运算电路81d如图4所示，计算频率方向相邻的第k个导频信号SPk的振幅与第(k+1)个导频信号SP(k+1)的振幅之第1差分Dk1。即，利用下式求出第1差分Dk1。
|Dk1|＝|Ak|-|A(k+1)|    ……(3)
差分运算电路81d也可以如式(1)所示，计算第k个导频信号SPk的复数分量与第(k+1)个导频信号SP(k+1)的复数分量之第1差分Dk1。
(B)接着，在步骤S105中，阈值比较电路82d在导频信号SP的振幅大于阈值Ath的上限时或小于阈值Ath的下限时，判断为干扰。于是，在图14中，判断为第4导频信号SP4是受到干扰的导频信号SP。在图15中，判断为第5导频信号SP5是受到干扰的导频信号SP。在导频信号SP中检测出干扰时，阈值比较电路82d将干扰检测信号SD供给干扰插补电路9及干扰计数电路61a。
(C)接着，在步骤S301中，干扰计数电路61a将干扰检测信号SD进行一定次数的计数，并将异常检测信号SG供给阈值比较电路82d。阈值比较电路82d根据异常检测信号SG，调节阈值Ath的值。如图4所示，在导频信号SP1～SP8的差异较小时，阈值比较电路82d使阈值Ath的上限与下限之间的宽度减少。与此相反，如图15的所示，在导频信号SP1～SP8的差异较大时，与导频信号SP1～SP8的差异较小时相比，设定更大范围的阈值Ath。
(D)接着，在步骤S106中，干扰插补电路9根据干扰检测信号SD，进行干扰插补。再在步骤S105及步骤S106中，通过频率插补电路10及解调电路6，从输出端71供给解调信号。
这样，根据第3实施例，能够将阈值比较电路82d中设定的阈值Ath调节为理想的值。因而，能够防止对不是受干扰的导频信号SP也进行插补的误动作。
(第3实施例的变形例)
作为本发明第3实施例的变形例有关的OFDM接收装置，也可以如图16所示，具有将干扰检测信号SD进行计数并根据计数结果使第2插补电路54的干扰插补停止的干扰计数电路61b而构成。在干扰影响非常大、阈值比较电路82e的阈值Ath不能决定的情况下，使干扰插补电路9的动作停止，通过这样能够防止误动作的发生。
(其它实施例)
在接受本发明揭示的原理之后，对于本专业内的技术人员而言，作出各种修改而不偏离本发明的范围是可能的。
在上述第1实施例中说明的情况是，图1所示的干扰插补电路9如图4所示，根据干扰检测信号SD，在第k个导频信号SPk与第(k+2)个导频信号SP(k+2)的平均位置，将插补导频信号RSP插入。但是，也可以在平均位置不将插补导频信号RSP插入，而利用导频信号SP在时间方向的周期性，将插补导频信号RSP插入。通过在第k个导频信号SPk经过一定时间后，将插补信号RSP插入，能够在时序上不倒退，高速进行干扰插补。
在第2实施例中说明的情况是，如图8所示，计算差分Dk的平均值，并调节阈值Ath。另外，在第3实施例中说明的情况是，如图11所示，将干扰检测信号进行计数，并调节阈值Ath。作为本发明的其它实施例，也可以将图11所示的干扰计数电路与图8所示的阈值比较电路82c连接而构成。
再有，在第1～第3实施例中，说明的是不将接收单元51集成在半导体基板上的一个例子。但是，当然调谐器2的一部分及A/D变换器3也能够集成在同一半导体基板上。作为调谐器2的一部分，例如相当于调谐器内部的混频器电路、本机振荡器及AGC电路。再有，第1～第3实施例有关的OFDM接收装置当然不限于地面波数字广播，能够在移动通信设备等广泛的范围中利用。
相关申请的交叉参考
本申请是以在先的2002年1月31日提交的日本专利申请NO2002-02473的优先权为基准并要求享受该优先权的利益，这篇在先申请的全部内容作为参考包含在本申请中。