可统计提高数字控制信号分辨率的放大器控制系统转让专利
申请号 : CN200410028405.2
文献号 : CN1531195B
文献日 : 2010-05-05
发明人 : 彼得·布莱克伯勒·肯宁顿 , 乔纳森·保罗·罗杰斯 , 约翰·毕晓普 , 安东尼·詹姆斯·史密森
申请人 : 安德鲁公司
摘要 :
一种控制放大器的方法，包括：采样步骤，使用采样器来获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本；推导步骤，从所述样本中得到第一参数值和第二参数相关值；平均步骤，在第二参数的多个范围内对第一参数取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值；生成步骤，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号；抑制步骤，使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响；以及控制步骤，用于对所述放大器施加控制信号以指导所述放大器的操作。本发明也涉及执行本方法的设备。
权利要求 :
1.一种控制放大器的方法，该方法包括：
采样步骤，使用采样器来获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本；
推导步骤，从所述样本中得到第一参数值和第二参数的相关值；
平均步骤，在第二参数的多个范围内对第一参数取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值；
生成步骤，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号；
抑制步骤，使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响；以及控制步骤，对所述放大器施加控制信号以指导所述放大器的操作。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述参考信号具有一个已知的信号特征，并且该抑制步骤包括根据所述已知的信号特征校正采样器。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号。
4.如权利要求1所述的方法，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号，并且该抑制步骤包括，当输入信号具有由输入信号样本所指示的状态时，将一个输入信号样本与相应的输出信号样本比较以评定该控制信号是否正确。
5.如权利要求1所述的方法，其中所述平均值是校正因子，用于施加到控制信号上。
6.如权利要求1所述的方法，其中所述平均值是控制信号的数值。
7.如权利要求1所述的方法，其中所述平均值是多个采样信号中的一个采样信号的正交格式分量，并被指定用于产生控制信号。
8.如权利要求1所述的方法，其中所述参考信号和所述输出信号二者至少之一在经过所述采样步骤之前经历预处理。
9.如权利要求1所述的方法，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号，该采样器在与所述放大器关联的电路内分别从第一点和第二点对所述输入和输出信号采样，并且所述采样步骤被定时以利用所述电路中在所述点之间的传播延迟，以便对所述输入和输出信号的基本上相同的部分采样。
10.一个放大器的控制器，该控制器包括一个采样器，用于获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本，和一个处理装置，用于从所述样本中获得第一参数值和第二参数的相关值，在第二参数的多个范围内对第一参数数值取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，并使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响。
11.如权利要求10所述的控制器，其中所述参考信号具有一个已知的信号特征，并且所述装置根据所述已知的信号特征校正采样器。
12.如权利要求10所述的控制器，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号。
13.如权利要求10所述的控制器，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号，并且，当输入信号具有由输出信号样本指示的状态时，所述装置将输入信号样本与相应的输出信号样本比较以评定控制信号是否正确.
14.如权利要求10所述的控制器，其中所述平均值是施加于控制信号的校正因子。
15.如权利要求10所述的控制器，其中所述平均值是控制信号的值。
16.如权利要求10所述的控制器，其中所述平均值是多个采样信号中的一个采样信号的正交格式分量，并被指定用于产生控制信号。
17.如权利要求10所述的控制器，进一步包括一个调节装置，用于在所述采样器之前对所述参考信号和所述输出信号二者中至少一个进行预处理。
18.如权利要求10所述的控制器，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号，该采样器在与所述放大器关联的电路内分别从第一点和第二点对所述输入和输出信号采样，并且通过利用在所述点之间的所述电路中的传播延迟，所述装置调整所述第一和第二信号的采样，以便对所述输入和输出信号的基本上相同的部分采样。
19.如权利要求10所述的控制器，其中所述处理装置包括信号处理器和场编程门阵列中的至少一个。
20.一个系统，包括放大器；采样器，用于获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本；和一个处理装置，用于从所述样本中得到第一参数值和相关联的第二参数的相关值，在第二参数的多个范围内对第一参数取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，以及使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响。
21.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述参考信号具有已知的信号特征，并且所述装置根据所述已知的信号特征校正采样器。
22.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号。
23.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为所述输出信号，并且，当输入信号具有输出信号样本所指示的状态时，所述装置将一个输入信号样本与相应的输出信号样本比较以评定该控制信号是否正确。
24.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述平均值是施加于控制信号的校正因子。
25.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述平均值是控制信号的数值。
26.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述平均值是多个采样信号中的一个采样信号的正交格式分量，并被指定用于产生控制信号。
27.根据权利要求20所述的一个系统，进一步包括一个调节装置，用于在所述采样器之前对所述参考信号和所述输出信号二者中至少一个进行预处理。
28.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述参考信号是一个输入信号，该放大器放大该输入信号以成为所述输出信号，该采样器在与所述放大器关联的电路内分别从第一点和第二点对所述输入和输出信号采样，并且通过利用在所述点之间的所述电路中的传播延迟，所述装置调整所述第一和第二信号的采样，以便对该输入和输出信号的基本上相同的部分采样。
29.根据权利要求20所述的一个系统，其中所述处理装置包括信号处理器和场编程门阵列中的至少一个。
说明书 :
技术领域
本发明涉及用于控制放大器件的操作的方法和设备。
背景技术
一个无线电发射器典型地包括一个射频功率放大器(RFPA)，用于提高要发射的射频(RF)信号的功率。该RFPA会在或大或小的程度上对其放大的RF信号造成失真效应。通常这种失真效应要被控制以保证该发射器满足关于RF干涉的主要的标准。这种失真效应一般表现为一或两个特征，即AM-AM失真和AM-PM失真。
在RFPA的增益作为输入信号的振幅的函数而改变的情况下就产生了AM-AM失真。通常，该增益会随着输入信号的增加而下降。这被称为压缩增益特征。
AM-PM失真指的是这样一种情况，其中RFPA的输出信号的相位作为输入信号的振幅的函数而变化。也就是说，输入信号的振幅调制(AM)导致了输出信号中的相位调制(PM)。
通常的做法是采用一种控制RFPA产生的失真的控制机制。用于控制RFPA的两种主要技术是预矫正技术和前馈技术。
在预矫正技术中，对输入到RFPA的信号进行受控失真，该受控失真是经过计算的以被RFPA的失真效应抵消，因此RFPA的输出信号基本上是不失真的。
在前馈技术中，通常将一个来自RFPA的输入信号的“前馈”信号并入RFPA的输出信号中，以校正出现于该输出信号中的失真。
已经提出了各种用于预矫正和前馈系统的控制机制以提高去除失真的精度。然而，失真控制机制效果的提高通常导致成本的提高。
本发明的一个目的是提供一种用于放大器件，如RFPA的，以成本有效的方式进行的减小失真的机制。
在RFPA的增益作为输入信号的振幅的函数而改变的情况下就产生了AM-AM失真。通常，该增益会随着输入信号的增加而下降。这被称为压缩增益特征。
AM-PM失真指的是这样一种情况，其中RFPA的输出信号的相位作为输入信号的振幅的函数而变化。也就是说，输入信号的振幅调制(AM)导致了输出信号中的相位调制(PM)。
通常的做法是采用一种控制RFPA产生的失真的控制机制。用于控制RFPA的两种主要技术是预矫正技术和前馈技术。
在预矫正技术中，对输入到RFPA的信号进行受控失真，该受控失真是经过计算的以被RFPA的失真效应抵消，因此RFPA的输出信号基本上是不失真的。
在前馈技术中，通常将一个来自RFPA的输入信号的“前馈”信号并入RFPA的输出信号中，以校正出现于该输出信号中的失真。
已经提出了各种用于预矫正和前馈系统的控制机制以提高去除失真的精度。然而，失真控制机制效果的提高通常导致成本的提高。
本发明的一个目的是提供一种用于放大器件，如RFPA的，以成本有效的方式进行的减小失真的机制。
发明内容
根据一个方面，本发明提供一个控制放大器的方法，该方法包括，一个采样步骤，用于使用采样器来获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本，一个推导步骤，用于从所述样本中得到第一和第二参数的数值，一个平均步骤，用于在第二参数的多个范围内对第一参数取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，一个生成步骤，用于从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，一个抑制步骤，用于使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响，以及一个控制步骤，用于对所述放大器施加控制信号以指导所述放大器的操作。
本发明还包括一个放大器的控制器，该控制器包括一个采样器，用于获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本，和一个处理装置，用于从所述样本中获得第一和第二参数的数值，在第二参数的多个范围内对第一参数数值取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，并使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响.
本发明还一个系统，包括一个放大器；一个采样器，用于获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本；和一个处理装置，用于从所述样本中获得第一和第二参数的数值，在第二参数的多个范围内对第一参数数值取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，并使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响。
通过对一系列数值进行处理操作以数字化地生成控制信号，使用具有一定数目的比特的数字化代码代表其中的每一个控制信号。通过提高该代码中使用的比特数可以提高该代码的分辨率，虽然这一方法不一定是有用的，因为存在一个极限，超出这一极限后分辨率的进一步提高是代表噪声而不是控制信号的有意义的信息。本发明可以减少这部分噪声，该噪声归因于出现在采样器输出中的随机的和系统的误差，从而可以提高定义该代码最大有用分辨率的比特的数目，该代码用来生成控制信号。通过涉及参考信号的抑制处理本发明解决了在采样器的输出中的系统误差，并且通过平均处理论述了在采样器的输出中的随机误差。
通过提供了增加比特数目的可能性，该比特数目定义了用于生成控制信号的代码的最大有用分辨率，当对于用来生成控制信号的代码期望一个给定的最大有用分辨率时，本发明可以提供一个机会来减小采样器输出的数字化分辨率(并且这样减小了该采样器的成本)。可以理解本发明可以产生用于影响放大器的操作的不只一个控制信号。
在一个实施例中，参考信号有一个公知的特征，而该采样器根据该公知特征被校正。在一个替换的设置中，该参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为输出信号。在后面的情况中，该参考信号被用来抑制采样器的操作中的误差对控制信号的影响的方式包括，将输入信号样本与相应的输出信号样本比较以评估该控制信号对于输入信号是否是正确的。
求平均会在生成控制信号过程中的各个点发生。在一些实施例中，该平均值是控制信号的值。在特定的实施例中，该平均值是校正因子，用于施加于控制信号的值上。在其他实施例中，该平均值是多个采样信号中的一个采样信号的正交格式分量的平均值。对多个值求平均可以是非常简单的或更复杂一些的统计过程，如寻找中值。
在特定环境中，希望在实际采样过程开始之前，对参考信号和输出信号二者至少之一进行预处理。这样的预处理操作可以包括频率的向下变频。
本发明的放大器控制配置可以用于无线电话和，例如，根据通用移动电话系统(UMTS)组织的无线电话网的基站。
本发明还包括一个放大器的控制器，该控制器包括一个采样器，用于获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本，和一个处理装置，用于从所述样本中获得第一和第二参数的数值，在第二参数的多个范围内对第一参数数值取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，并使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响.
本发明还一个系统，包括一个放大器；一个采样器，用于获得所述放大器的输出信号和参考信号的数字化样本；和一个处理装置，用于从所述样本中获得第一和第二参数的数值，在第二参数的多个范围内对第一参数数值取平均，从而在每一个范围内，通过对与其相关的第二参数数值位于该范围内的第一参数数值取平均而得到第一参数的平均值，从所述平均值中为所述放大器生成一个控制信号，并使用所述参考信号的所述样本来抑制在所述采样器的操作中的误差对所述控制信号的影响。
通过对一系列数值进行处理操作以数字化地生成控制信号，使用具有一定数目的比特的数字化代码代表其中的每一个控制信号。通过提高该代码中使用的比特数可以提高该代码的分辨率，虽然这一方法不一定是有用的，因为存在一个极限，超出这一极限后分辨率的进一步提高是代表噪声而不是控制信号的有意义的信息。本发明可以减少这部分噪声，该噪声归因于出现在采样器输出中的随机的和系统的误差，从而可以提高定义该代码最大有用分辨率的比特的数目，该代码用来生成控制信号。通过涉及参考信号的抑制处理本发明解决了在采样器的输出中的系统误差，并且通过平均处理论述了在采样器的输出中的随机误差。
通过提供了增加比特数目的可能性，该比特数目定义了用于生成控制信号的代码的最大有用分辨率，当对于用来生成控制信号的代码期望一个给定的最大有用分辨率时，本发明可以提供一个机会来减小采样器输出的数字化分辨率(并且这样减小了该采样器的成本)。可以理解本发明可以产生用于影响放大器的操作的不只一个控制信号。
在一个实施例中，参考信号有一个公知的特征，而该采样器根据该公知特征被校正。在一个替换的设置中，该参考信号是一个输入信号，放大器放大该输入信号以成为输出信号。在后面的情况中，该参考信号被用来抑制采样器的操作中的误差对控制信号的影响的方式包括，将输入信号样本与相应的输出信号样本比较以评估该控制信号对于输入信号是否是正确的。
求平均会在生成控制信号过程中的各个点发生。在一些实施例中，该平均值是控制信号的值。在特定的实施例中，该平均值是校正因子，用于施加于控制信号的值上。在其他实施例中，该平均值是多个采样信号中的一个采样信号的正交格式分量的平均值。对多个值求平均可以是非常简单的或更复杂一些的统计过程，如寻找中值。
在特定环境中，希望在实际采样过程开始之前，对参考信号和输出信号二者至少之一进行预处理。这样的预处理操作可以包括频率的向下变频。
本发明的放大器控制配置可以用于无线电话和，例如，根据通用移动电话系统(UMTS)组织的无线电话网的基站。
附图说明
现在仅通过示例的方式，结合附图介绍本发明的几个实施例，其中，
图1是在移动电话网的一个基站内RF信号处理机制的方框图；
图2是说明在图1中的基站中的数字处理装置内的数字信号处理操作的方框图；
图3是在移动电话网的基站内RF信号处理的方框图；
图4是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图5是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图6是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图7是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图8是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图9示出了在移动电话网的基站内的信号处理机制中不同的两个点得到的信号轨迹；以及
图10是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图。
优选实施例
图1示出了移动电话网的一个基站，尽管该图也可以同样合适地代表一个移动电话。在图1中，被示出的基站10中的部分仅是与对将要从该基站发射的RF信号的控制过程紧密相关的那些部分。例如，图1没有示出用于解调发射到该基站的RF信号的接收器。
如图1所示，基站10包括一个主传输路径(MTP)和一个预矫正控制配置。该MTP包括一个发射器12，两个分解器14和16，一个延迟线18，一个正交分解器19，两个乘法器20和22，一个组合器24，一个RFPA26和一个天线28。该预矫正控制机制包括一个分解器30，一个RF开关32，一个包络检波器34，一个本机振荡器(LO)36，一个乘法器38，一个低通或带通滤波器40和一个数字处理装置(DPF)42。两个数模转换器(DAC)44和46使得DPF 42可以发送信号到模拟域，并且两个模数转换器(ADCs)48和50使得DPF 42可以接收来自模拟域的信号。
该发射器12产生一个RF信号，该信号从基站10发射。RF信号利用例如被编码的、数字化的语音的信息调制。在本例中，发射器12使用码分多址技术来产生一组扩展频谱信号，每个信号传达不同的信息，这些信号加在一起形成发射器12的RF输出。
由发射器12发出的RF信号经过分解器14和延迟线18到达正交分解器19。正交分解器19、乘法器20和22以及组合器24一起构成了一个矢量调制器，用于调节从发射器12发出的RF输出信号。由发射器12发出的经过修改的RF输出信号从该矢量调制器传播到RFPA 26，该信号的功率在RFPA 26被放大。由RFPA 26产生的放大了的信号通过分解器16被传送到天线28。
RFPA 26倾向于在其输出信号中产生AM-AM和AM-PM失真。矢量调制器的目的是调节到RFPA 26的输入信号的振幅和相位以消除否则RFPA 26会在其输出信号中产生的AM-AM和AM-PM失真。矢量调制器被称为“预矫正”到RFPA 26的输入信号以抵消RFPA 26的失真效应。
为了预矫正RFPA 26的输入信号，该矢量调制器将RFPA 26的输入信号分解为同相(I)分量和正交相位(Q)分量。I和Q分量分别被放大器20和22修改。通过将I分量乘以从DPF 42的DAC 44接收到的I分量校正信号，乘法器20修改了I分量信号。通过将Q分量乘以从DPF 42的DAC 44接收到的Q分量校正信号，乘法器22修改了Q分量信号。然后修改后的I和Q分量合并以产生预矫正后的RFPA输入信号。该预矫正了的信号于是提供给RFPA 26，在RFPA 26该信号的功率被放大。
如果基站工作正确，对RFPA 26的输入信号的预矫正会消去没有预矫正时在RFPA26的输出信号中产生的失真。
如前所述，DPF 42产生I和Q信道校正信号，用于在矢量调制器预矫正RFPA输入信号。DPF 42进行两个主要过程，即预矫正产生的过程和校正过程。预矫正过程产生I和Q信道校正信号，而校正过程负责保持预矫正产生过程，使得出现在RFPA输出信号中的残余失真保持得尽可能地低。DPF 42包括一个数字信号处理器(DSP)和一个现场可编程门阵列(FPGA)，该DSP和FPGA分担涉及预矫正产生过程的任务以及在它们之间的校正过程。在该DSP和FPGA之间的这些任务的分配从一次到另一次的执行是变化的。其他的可能包括使用专用集成电路(ASIC)代替FPGA。
该DPF 42通过分解器14和16连接到MTP，该分解器14和16提供驱动该预矫正产生过程和校正过程的信号。分解器14将一个版本的发射器输出信号从MTP转移并将该信号提供给分解器30。分解器16将一个版本的RFPA输出信号从MTP转移并将该信号提供给RF开关32的一个端子。分解器30将一个版本的发射器输出信号提供给包络检波器34和RF开关32的一个端子。包络检波器34感应其接收到的发射机输出信号的包络，并提供一个指示该感应到的包络及其变化的包络信号到ADC 50以在DPF 42中使用。
RF开关32分别从分解器14和16接收到多个版本的发射器输出信号和RFPA输出信号。开关32由来自DPF 42的信号控制以给混频器38提供发射器输出信号的版本或RFPA输出信号的版本。混频器38、LO 36和带通滤波器(BPF)40共同形成下变频器，用于降低开关32的输出的频率。LO 36产生一个信号，该信号的频率由DPF 42控制。在混频器38，LO信号与开关32的输出混频。这一混频过程的效果是在混频器38的输出中产生两个版本的开关32的输出信号，一个版本的频率增加了等于LO信号的频率的量，另一个版本的频率降低了等于LO信号的频率的量。BPF40的目的是去掉频率增加了的版本，留下频率降低的或频率下变的该开关输出的版本。该频率下变的开关输出的版本此时提供给ADC 48以在DPF42使用。
所以DPF 42接收三种输入信号：通过ADC 50的指示发射器输出信号的包络的信号，和通过ADC 48的发射器12和RFPA 26的多个版本的输出信号。通过ADC 50接收的信号用于驱动预矫正产生过程，而通过ADC 48接收的信号用于驱动为了保持预矫正过程的校正过程。
沿着MTP传递的信号会经历传播延迟，该传播延迟主要是由分解器14和16、延迟线18、矢量调制器以及RFPA 26引起的。因此，可以控制开关32来将ADC 48连接到分解器14，以在沿着MTP传播的信号波形中采样一个点，然后将开关32的状态改变，以及时连接ADC 48到分解器16，从而当该信号出现在RFPA26时对波形中的同一点采样。为了说明这一点，考虑示出了两个信号波形82和84的图9。如同在连接到分解器14的开关32的一个输入端探测到的那样，波形82是提供给RFPA 26的输入信号。如同在连接到分解器16的开关32的一个输入端探测到的那样，波形84是RFPA 26相应于波形82而提供的输出。参照图9，很明显，相对于波形82到达开关32波形84到达开关32被延迟了。这一延迟是由于上述沿着MTP的传播延迟造成的。为了使开关32将波形82和84都传送到其输出端，必须在波形84到达分解器16之前进行将开关32从连接分解器14转到连接分解器16这一过程。图9显示了在进行这一转换期间的时间间隔。
在基站10的一个应用中，在RFPA输出信号中的残余失真的奈奎斯特采样设定了ADC 48的最低采样率为约150Mz，通过延迟线18和RFPA 26的传播延迟时间分别是500和15ns，并且有关将开关32从一个状态转换到另一个状态以及由此的使下变频器和ADC 48稳定(settling)的时间是大约50ns。这表示如果ADC 48连接着分解器14，那么在开关32的状态必须改变以使得ADC 48及时连接到分解器16以捕获RFPA输出信号中的一个样本之前，ADC 48可以收集发射器输出的几十个样本，该样本对应于与通过分解器14获得的第一个样本相同的、沿着MTP传播的在该信号的波形中的点。
换句话说，通过开关32的作用，ADC 48可以捕获发射器输出信号的一系列样本，然后捕获RFPA输出信号的一系列样本，在其中之一的系列中的每个样本在另外一个系列中有对应的样本，所以这两个样本是关于沿MTP传播的信号波形中的同一个点。涉及沿MTP传播的信号波形中的同一个点的一对样本，一个来自RFPA输出信号，一个来自发射器输出信号，被称为伪同时(pseudo-simultaneous)对。在这样一个对中，来自RFPA的输出的样本SA和来自发射器输出信号的样本ST的关系是SA＝G1·G2·ST，其中G1是代表预矫正器的效果的系数，G2是RFPA 26的增益。一般来说，G1和G2是发射器输出信号的振幅和相位的非线性函数。
在伪同时对中样本的时间校准的精度可以通过在DPF 42中将一个样本相对另一个样本延迟，或调整开关32的工作的定时(由DPF 42完成)而提高。
在34探测发射器输出信号的包络、在ADC 50对包络信号采样、在查询表LUT-I和LUT-Q中检索数值、在DAC 44和46将检索到的数值转换为用于I和Q信道校正信号的模拟信号以及将该模拟信号加到质量调制器中的乘法器20和22上的过程明显地需要占用一定的时间。延迟线18的一个功能是补偿信号从分解器14经过探测器34和DPF 42到达乘法器20和22所占用的时间。延迟线18保证在每个乘法器，来自正交分解器19和DPF 42的信号是时间校准的，以使它们涉及在发射器输出信号波形中的同一点。但是，在大多数情况下，DPF 42会有意地在其从分解器14和16接收到的信号之间插入一个数字延迟以提高该DPF 42中的信号的时间校准的精度。延迟线18的另一主要目的是便于ADC 48对发射器和RFPA输出信号的伪同时采样。
下面讨论DPF 42对通过ADCs 48和50接收到的信号的处理。
如上所述，由ADC 50产生的数字包络信号被用来驱动该预矫正产生过程。DPF 42的FPGA分量包含一个I信道查询表LUT-I和一个Q信道查询表LUT-Q。LUT-I和LUT-Q被数字化的包络信号寻址(address)。每个查询表LUT-I和LUT-Q是一个数字化数值的表，这些数值由寻址信号(也就是数字化的包络信号)的数值标记。每个查询表与包络信号的一定范围的值相关联，使得当寻址信号的一个样本呈送到查询表之一时，该查询表将检索并发送其持有的与呈送到该查询表的寻址信号的样本数值相关值。
这样，LUT-I和LUT-Q的每一个将接收到连续不断的包络信号的数字化样本，并且作为相应，将分别发出连续不断的形成I和Q信道校正信号的样本，这些校正信号分别通过DAC 44和46被加到矢量调制器，用于预矫正RFPA 26的输入信号。
在本例中，FPGA还用于正交解调通过ADC 48到达DPF 42的下变频信号(虽然这种解调在其他实施例中由DPF 42的DSP承担)。这一正交解调过程将ADC 48发出的每个信号转换成一个包含I和Q样本的正交偶极，以在DPF 42中被DSP使用。
现在结合附图2的帮助介绍DSP对正交偶极进行的处理。
DSP保持有4个先进先出(FIFO)的缓冲器51、52、54和56。来自FPGA的发射器输出信号的正交偶极DT发送到缓冲器51和52。缓冲器51和52分别存储其接收到的每个正交偶极的I和Q部分。来自FPGA的RFPA输出信号的正交偶极DA发送到缓冲器54和56。缓冲器54和56分别存储其接收到的每个正交偶极的I和Q部分。
DPF 42操纵开关32以便正交偶极在多个循环中加载到缓冲器51-56。在每个循环的开始，开关32被设置以使ADC 48可以对发射器输出信号采样。然后FPGA从ADC 48产生的样本中产生一系列的偶极DT。N预定数量的最早的偶极DT被放弃，因为它们涉及在开关32的稳定之后的系统的稳定期取得的样本，所以这些偶极是不可靠的。这一系列的偶极DT的其余部分由缓冲器51和52获得。这时该开关被设置以使ADC 48对RFPA输出信号采样。然后FPGA开始产生一系列的偶极DA。再一次地，由于该系统的稳定期，最前面的N个DA被放弃，并且这一系列的偶极DA的其余部分由缓冲器54和56获得。对开关的从ADC 48连接到分解器14的状态到ADC 48连接到分解器16的状态的调整是被定时的，使得在循环中由缓冲器54和56获得的第一个偶极DA与在该循环中由缓冲器51和52更早获得的第一个偶极DT是伪同时的。当缓冲器54和56获得的偶极与缓冲器51和52在该循环中更早获得的偶极数量相等时，循环结束。
这一循环的每一次重复都填充缓冲器51-56。现在结合图2介绍DSP处理该缓冲器中的内容的方式。
可以理解，缓冲器51-56保存的数值序列是排好的，使得如果检查缓冲器51中的数值序列中的一个给定位置和保存在缓冲器52-56中的序列中的同样的位置，那么在缓冲器51和52中指定的数值形成了一个偶极DT，而在缓冲器54和56中指定的数值形成了一个偶极DA，偶极DA与由在缓冲器51和52指定的数值指定的偶极是伪同时的。
DSP从缓冲器51的头部检索一个同相数据IT、从缓冲器52的头部检索一个正交相位数据QT，从缓冲器54的头部中检索一个同相数据IA、从缓冲器56的头部检索一个正交相位数据。数值IT和QT构成发射器输出信号的一个偶极，并且数值IA和QA构成RFPA的输出信号的伪同时偶极。从而DSP从缓冲器中恢复了一对伪同时偶极。
使用该检索的伪同时偶极，DSP计算包络参数PT和两个校正参数IC和QC的值。该IC值是一个应用于LUT-I中的值上的校正因子，该LUT-I中的值由对应于计算得到的PT值的寻址信号的值标记。同样，QC值是一个应用于LUT-Q中的值上的校正因子，该LUT-Q中的值对应于计算得到的PT值。使用方程：
IC＝(IT×IA)+QT×QA)
QC＝(QT×IA)-(IT×QA)
PT＝(IT×IT)+(QT×QT)
从检索的偶极对计算得到IC、QC和PT值。计算得到的IC和QC值被施加到查询表的内容上(以一种下面要介绍的方式)，并且该DSP继续恢复当前位于FIFO缓冲器的头部中的数值以得到下一对伪同时偶极。该DSP为下一对偶极计算IC、QC和PT的值，并将IC和QC值施加到如PT值指定的适当的查询表条目上。以这种方式，DSP处理由FIFO保持的每一个偶极对。为了完成该校正过程的重复迭代，该缓冲器被重新填充几次并且其内容被如上所述地处理以产生更多的IC、QC和PT值。
现在介绍将IC和QC值施加到查询表的过程。在处理缓冲器的内容期间，DSP将典型地产生很多对IC和QC值并这些对数值中的一部分将涉及查询表的寻址信号的相同的范围。也就是说，通过施加几个IC和QC值，查询表的一些值将被修改。IC和QC值以一种方式施加到该查询表上，这种方式平均掉施加到同样查询表条目上的几个IC和QC值的影响。通过为每一个查询表条目产生一个对施加到该查询表的条目的校正参数值的移动平均数(running average)DSP达到了这一结果。典型地，该移动平均数由包含很多比特的多个代码表示，其比特数比由ADC 48产生的样本更大(这其中的原因会很快解释)。一旦所有的IC和QC值被处理过，该移动平均数被加到其相应的查询表条目以完成该校正过程的重复迭代。
抑制出现于RFPA输出信号中的失真的精度取决于多种因素，包括有ADC 48产生的采样的数字化分辨率。ADC 48的数字化分辨率是该转换器用来代表其所产生的每个样本的比特数。一般地说，ADC 48的数字化分辨率的增长会导致所能达到的失真抑制精度的提高。出现在该系统中的随机误差，例如由ADC量化所引起的，会引致所到达的失真抑制的精度低于所要求的值，因为ADC 48产生的样本包含小于实际要求的数目的比特。通过在查询表校正过程中使用包含更高数目的比特的移动平均数，由ADC48产生的样本中使用的实际和需要的比特数的差别可以被消除。这等价于在所能达到的失真抑制精度的给定的程度上，放松了对ADC 48的规范，因而导致了该系统整体成本的降低。
将会注意到RFPA和发射器的用于校正查询表数值的输出信号的样本都是通过开关32和ADC 48之间的路径58得到的。这样，在该路径中任何产生误差的机制将会影响RFPA的输出信号的样本和发射器输出信号的样本，所以由路径58产生的系统误差，即在本质上可以再现的误差，被大大地消除。例如，如果由路径58引起的系统误差导致伪同时偶极对具有值DT’和DA’而不是DT和DA，那么DSP将决定两个校正参数和包络参数具有值IC’和QC’和PT’而不是IC和QC和PT。然而，现在数值IC’和QC’被施加于由PT’指定的查询表而不是由PT指定的查询表，结果由路径58引进的系统误差被中和。
现在介绍本发明的另外的实施例。
在上述结合附图1和2介绍的实施例中，对每个查询表数值的每个参数IC和QC导出一个移动平均值，使得该平均过程提高ADC 48的有效分辨率。但是，该平均过程不必直接施加于IC和QC值。例如，在前述的结合附图1和2介绍的实施例中，对所有查询表条目的IC和QC值导出一个移动平均数以消除系统误差并提高ADC 48的有效分辨率。在另一实施例中，如同将要介绍的，该平均被施加于伪同时对而不是IC和QC值。
在DSP开始使用保存于FIFO缓冲器中的伪同时偶极对之前，该修改的实施例与结合图1和2介绍的实施例以相同的方式运行。在该修改的实施例中，DSP保持有一系列的存储单元，其中每一个涉及参数PT的不同的范围。这些范围的每一个对应于相应的寻址信号的一个范围，该寻址信号对应于查询表中的条目。换句话说，每个存储单元对应于一对查询表条目，即在每个LUT-I和LUT-Q中的一对。DSP为每个其检索的伪同时偶极对计算一个PT值，并将该偶极对分配给其范围包含计算得到的PT值的收集器(bin)。通过这种方法，DSP可以将所有FIFO缓冲器中的偶极对分配给该PT收集器。通过计算每个收集器的平均的IA、平均的QA、平均的IT和平均的QT值，DSP保持了每个收集器的内容的移动平均数。于是这些平均值被用于计算每个收集器的IC和QC值，并且这些校正值被施加于其相应的查询表条目.因此，与前面结合附图1和2介绍的实施例相比，在该校正过程中的不同点执行旨在避免随机误差的平均.
图3示出了另一个实施例，其中发射到开关32的多个版本的发射器和RFPA输出信号的延迟现在被部分地在一个中间频率(IF)而不是在MTP使用的RF载波频率实现。
如图3所示，图1中的延迟线18已经被一个延迟元件18a代替，并被一个附加延迟18b补充。由分解器16从MTP转移的RFPA的输出信号的版本与来自本机振荡器36a的信号在混合器38a混合。然后混合器38a的输出经过延迟元件18b并被提供到开关32。通过分解器30可以得到的该发射器输出信号的版本也在混合器58与本机振荡器36a的输出信号混合。包含发射器输出信号的上变频和下变频版本的混合器58的输出施加到开关32。开关32的输出由BPF 40a滤波，然后施加到ADC 48上。
混合器38a和58具有相同的设计，并且都使用相同的本机振荡器。所以，图3显示的设计很大程度上保留了一个优点，即到达ADC 48发射器和RFPA的输出信号的样本经受了基本上相同的误差源。
开关32的输出将包含发射器输出信号或RFPA输出信号的上变频和下变频版本。BPF 40a阻塞该信号的上变频版本。经过BPF 40a的该信号的下变频版本是在IF上。由于BPF 40a的作用，ADC 48只检测由混合器38a提供的该信号的下变频版本，因而，延迟元件18b只须要被设计以对经过下变频到IF的RFPA输出的版本进行操作，因为由混合器38a提供的RFPA输出信号的上变频版本被BPF 40a去掉了。这使得对延迟元件18b的设计有更多灵活性，因为只有其处理IF信号的能力是有用的。在大多数其他方面，图3的系统与图1的系统是一样的。
在图1中，延迟线18对沿MTP传播的RF信号进行操作。在图4的另一实施例中，延迟线18已被运行在IF上的延迟元件18c取代。
发射器12的RF输出在混合器60与来自LO 36b的一个信号混合。从而混合器60的输出包含发射器输出信号的已经被上变频的版本和发射器输出信号的已经被下变频到IF的版本，延迟元件18c就是被设计用于该下变频版本。在矢量调制器的输出端另一个混合器62包括在MTP中。混合器62将矢量调制器的输出与LO 36b的输出混合。混合器62的输出包含发射器输出信号的由混合器60下变频并由混合器62上变频的一个版本。BPF 64只允许这个版本的发射器输出信号提供到RFPA 26。
由于BPF 64去掉了除了由混合器60下变频到IF的版本以外的所有其他版本的发射器输出信号，仅仅延迟元件18c的在IF上处理信号的能力是有用的，这导致了在设计和使用延迟元件18c的更大的灵活性。在图4中，矢量调制器位于MTP中的混合器60和62之间。然而，可以将矢量调制器置于混合器62以外。在大多数其他方面，图4所示的系统与图1所示的系统是相同的。
图5示出了另一个可选择的实施例，其中图1中的延迟线18被两个延迟元件18d和18e代替。延迟元件18d和18e分别位于MTP中分解器14的输入端和输出端。一个额外的分解器66包括在位于MTP中发射器12和延迟元件18d之间的位置。分解器66将发射器输出信号的一个版本从MTP转移并提供到开关32。这样，图5中的系统省去了图1中的分解器30。
在图5中多个延迟元件便于将一个SAW元件用于延迟18d.因为延迟元件18d位于将发射器输出信号包络信息提供给DPF 42的分解器14之前，用于将延迟18d用做一个SAW器件的群延迟波纹规范(ripplespecification)和振幅和相位波纹规范被显著地放宽了。延迟元件18e可以被用做同轴延迟线。通过在DPF 42中使用校正滤波器技术，群延迟波纹对用以调整查询表数值的校正过程的影响可以表述出来。在大多数其他方面，图5中的系统与图1中的系统相同。
图6示出了另一个可选择的实施例，其中图1中的延迟元件18被延迟元件18f代替，而且被另一个延迟元件18g补充。延迟元件18g对被分解器16向开关32转移的RFPA输出信号的版本进行操作。使用一个SAW器件延迟元件18g可以被实施，尽管该延迟元件18g必须有相对较高的性能，因为由延迟元件18g引入的任何误差(如系统误差和/或由于该延迟元件的非线性响应的误差)将会展现在由开关32感应的RFPA输出信号的版本中，而不会展现在由开关32感应的发射器输出信号的版本中。也就是说，从延迟元件18g出现的误差不会被一个比较步骤消除，该比较步骤包括于在DPF 42中由DSP执行的校正查询表数值的过程。在大多数其他方面，图6的系统与图1的系统是相同的。
图7示出了另一实施例。图7中的实施例与图1的实施例的主要不同在于，图1中的发射器12的一些特定功能已与DPF 42a一体化了。图7中的系统还包括一个信息源66，用于产生包含了将要从基站发射的信息的基带信号。该基带信号提供给DPF 42a，在DPF 42a该基带信号的包络可以被探测到。基带信号的包络值用于索引查询表LUT-I和LUT-Q以产生I和Q信道校正信号，用于施加到MTP中的矢量调制器。DPF 42a还包括一个DAC 68，用于将基带信号转换为模拟信号，该模拟信号施加到示意性地表示为混合器70和LO 72的频率上变频器上。上变频器的输出是在所需要的频率上的RF信号，并且施加到分解器14的输入端。上变频器的RF输出信号等效于图1中的发射器12的输出信号。在大多数其他方面，图7所示的系统与结合图1所介绍的系统是相同的。
图8示出了图7所示结构的一种变化。在图7中，由信息源66产生的基带信号被上变频，并提供到矢量调制器。在图8中，矢量调制器被提供一个由信道综合器74产生的载波信号，该信道综合器输出一个其频率位于所需要的RF传输信道的中心的载波信号。
在图8的系统中，调制传递到信道综合器的输出端的基带信号和预矫正RFPA 26的输入的过程被结合起来。DPF 42a中的查询表被该基带信号的包络寻址以产生控制信号，用于施加到矢量调制器的乘法器20和22上。计算存储在查询表的数值，从而在矢量调制器从带有适当程度的预矫正的基带信号引入信息。
由于来自基带信号和预矫正的信息是同时引入到RFPA 26的输入信号，不可能从通到RFPA 26的路径上提供一个可于与RFPA 26的输出信号进行比较的信号以揭示RFPA 26的输出信号中的残余失真。在前面的实施例中，对由开关32从分解器14和16获得的信号进行的比较，使得可以在很大程度上忽略在从开关32到DPF 42a的路径80出现的误差。但是，在图8的系统中，在没有一个来自通向RFPA 26的路径的信号的情况下，不可能进行这样的比较，因为该信号要用于该比较过程。
为了解决这个问题，开关32从参考信号源76接收一个参考信号，而不是从通向RFPA 26的路径接收信号。DPF 42a可以指导开关32将来自参考信号源76的信号发送到DPF 42a。使DPF 42a得到由参考信号源76产生的信号的特征的情况，因此可以测量在连接开关32和DPF 42a的路径上进行的下变频、滤波和模数转换过程中出现的误差。DPF 42a用这些误差测量来校对通过开关32得到的RFPA输出信号的样本.然后校对过的样本可以与来自信息源66的基带信号比较，并且任何出现的差异都可归因于RFPA输出信号中的残余失真.在大多数其他方面，图8所示的系统与结合图1所介绍的系统是相同的.
图10示出了图1中的结构的一种变化，其中由震荡器36和混合器38表示的下变频器被去掉了。ADC 48对从开关32接收的信号进行欠采样以取代省略的下变频器而达到对这些信号的下变频。ADC 48的更低的采样率还允许对相对频率较低的不需要下变频的MTP信号在到达ADC 48之前进行直接采样。在大多数其他方面，图10所示的系统与结合图1所介绍的系统是相同的。
图1是在移动电话网的一个基站内RF信号处理机制的方框图；
图2是说明在图1中的基站中的数字处理装置内的数字信号处理操作的方框图；
图3是在移动电话网的基站内RF信号处理的方框图；
图4是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图5是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图6是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图7是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图8是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图；
图9示出了在移动电话网的基站内的信号处理机制中不同的两个点得到的信号轨迹；以及
图10是在移动电话网的基站内RF信号处理机制的方框图。
优选实施例
图1示出了移动电话网的一个基站，尽管该图也可以同样合适地代表一个移动电话。在图1中，被示出的基站10中的部分仅是与对将要从该基站发射的RF信号的控制过程紧密相关的那些部分。例如，图1没有示出用于解调发射到该基站的RF信号的接收器。
如图1所示，基站10包括一个主传输路径(MTP)和一个预矫正控制配置。该MTP包括一个发射器12，两个分解器14和16，一个延迟线18，一个正交分解器19，两个乘法器20和22，一个组合器24，一个RFPA26和一个天线28。该预矫正控制机制包括一个分解器30，一个RF开关32，一个包络检波器34，一个本机振荡器(LO)36，一个乘法器38，一个低通或带通滤波器40和一个数字处理装置(DPF)42。两个数模转换器(DAC)44和46使得DPF 42可以发送信号到模拟域，并且两个模数转换器(ADCs)48和50使得DPF 42可以接收来自模拟域的信号。
该发射器12产生一个RF信号，该信号从基站10发射。RF信号利用例如被编码的、数字化的语音的信息调制。在本例中，发射器12使用码分多址技术来产生一组扩展频谱信号，每个信号传达不同的信息，这些信号加在一起形成发射器12的RF输出。
由发射器12发出的RF信号经过分解器14和延迟线18到达正交分解器19。正交分解器19、乘法器20和22以及组合器24一起构成了一个矢量调制器，用于调节从发射器12发出的RF输出信号。由发射器12发出的经过修改的RF输出信号从该矢量调制器传播到RFPA 26，该信号的功率在RFPA 26被放大。由RFPA 26产生的放大了的信号通过分解器16被传送到天线28。
RFPA 26倾向于在其输出信号中产生AM-AM和AM-PM失真。矢量调制器的目的是调节到RFPA 26的输入信号的振幅和相位以消除否则RFPA 26会在其输出信号中产生的AM-AM和AM-PM失真。矢量调制器被称为“预矫正”到RFPA 26的输入信号以抵消RFPA 26的失真效应。
为了预矫正RFPA 26的输入信号，该矢量调制器将RFPA 26的输入信号分解为同相(I)分量和正交相位(Q)分量。I和Q分量分别被放大器20和22修改。通过将I分量乘以从DPF 42的DAC 44接收到的I分量校正信号，乘法器20修改了I分量信号。通过将Q分量乘以从DPF 42的DAC 44接收到的Q分量校正信号，乘法器22修改了Q分量信号。然后修改后的I和Q分量合并以产生预矫正后的RFPA输入信号。该预矫正了的信号于是提供给RFPA 26，在RFPA 26该信号的功率被放大。
如果基站工作正确，对RFPA 26的输入信号的预矫正会消去没有预矫正时在RFPA26的输出信号中产生的失真。
如前所述，DPF 42产生I和Q信道校正信号，用于在矢量调制器预矫正RFPA输入信号。DPF 42进行两个主要过程，即预矫正产生的过程和校正过程。预矫正过程产生I和Q信道校正信号，而校正过程负责保持预矫正产生过程，使得出现在RFPA输出信号中的残余失真保持得尽可能地低。DPF 42包括一个数字信号处理器(DSP)和一个现场可编程门阵列(FPGA)，该DSP和FPGA分担涉及预矫正产生过程的任务以及在它们之间的校正过程。在该DSP和FPGA之间的这些任务的分配从一次到另一次的执行是变化的。其他的可能包括使用专用集成电路(ASIC)代替FPGA。
该DPF 42通过分解器14和16连接到MTP，该分解器14和16提供驱动该预矫正产生过程和校正过程的信号。分解器14将一个版本的发射器输出信号从MTP转移并将该信号提供给分解器30。分解器16将一个版本的RFPA输出信号从MTP转移并将该信号提供给RF开关32的一个端子。分解器30将一个版本的发射器输出信号提供给包络检波器34和RF开关32的一个端子。包络检波器34感应其接收到的发射机输出信号的包络，并提供一个指示该感应到的包络及其变化的包络信号到ADC 50以在DPF 42中使用。
RF开关32分别从分解器14和16接收到多个版本的发射器输出信号和RFPA输出信号。开关32由来自DPF 42的信号控制以给混频器38提供发射器输出信号的版本或RFPA输出信号的版本。混频器38、LO 36和带通滤波器(BPF)40共同形成下变频器，用于降低开关32的输出的频率。LO 36产生一个信号，该信号的频率由DPF 42控制。在混频器38，LO信号与开关32的输出混频。这一混频过程的效果是在混频器38的输出中产生两个版本的开关32的输出信号，一个版本的频率增加了等于LO信号的频率的量，另一个版本的频率降低了等于LO信号的频率的量。BPF40的目的是去掉频率增加了的版本，留下频率降低的或频率下变的该开关输出的版本。该频率下变的开关输出的版本此时提供给ADC 48以在DPF42使用。
所以DPF 42接收三种输入信号：通过ADC 50的指示发射器输出信号的包络的信号，和通过ADC 48的发射器12和RFPA 26的多个版本的输出信号。通过ADC 50接收的信号用于驱动预矫正产生过程，而通过ADC 48接收的信号用于驱动为了保持预矫正过程的校正过程。
沿着MTP传递的信号会经历传播延迟，该传播延迟主要是由分解器14和16、延迟线18、矢量调制器以及RFPA 26引起的。因此，可以控制开关32来将ADC 48连接到分解器14，以在沿着MTP传播的信号波形中采样一个点，然后将开关32的状态改变，以及时连接ADC 48到分解器16，从而当该信号出现在RFPA26时对波形中的同一点采样。为了说明这一点，考虑示出了两个信号波形82和84的图9。如同在连接到分解器14的开关32的一个输入端探测到的那样，波形82是提供给RFPA 26的输入信号。如同在连接到分解器16的开关32的一个输入端探测到的那样，波形84是RFPA 26相应于波形82而提供的输出。参照图9，很明显，相对于波形82到达开关32波形84到达开关32被延迟了。这一延迟是由于上述沿着MTP的传播延迟造成的。为了使开关32将波形82和84都传送到其输出端，必须在波形84到达分解器16之前进行将开关32从连接分解器14转到连接分解器16这一过程。图9显示了在进行这一转换期间的时间间隔。
在基站10的一个应用中，在RFPA输出信号中的残余失真的奈奎斯特采样设定了ADC 48的最低采样率为约150Mz，通过延迟线18和RFPA 26的传播延迟时间分别是500和15ns，并且有关将开关32从一个状态转换到另一个状态以及由此的使下变频器和ADC 48稳定(settling)的时间是大约50ns。这表示如果ADC 48连接着分解器14，那么在开关32的状态必须改变以使得ADC 48及时连接到分解器16以捕获RFPA输出信号中的一个样本之前，ADC 48可以收集发射器输出的几十个样本，该样本对应于与通过分解器14获得的第一个样本相同的、沿着MTP传播的在该信号的波形中的点。
换句话说，通过开关32的作用，ADC 48可以捕获发射器输出信号的一系列样本，然后捕获RFPA输出信号的一系列样本，在其中之一的系列中的每个样本在另外一个系列中有对应的样本，所以这两个样本是关于沿MTP传播的信号波形中的同一个点。涉及沿MTP传播的信号波形中的同一个点的一对样本，一个来自RFPA输出信号，一个来自发射器输出信号，被称为伪同时(pseudo-simultaneous)对。在这样一个对中，来自RFPA的输出的样本SA和来自发射器输出信号的样本ST的关系是SA＝G1·G2·ST，其中G1是代表预矫正器的效果的系数，G2是RFPA 26的增益。一般来说，G1和G2是发射器输出信号的振幅和相位的非线性函数。
在伪同时对中样本的时间校准的精度可以通过在DPF 42中将一个样本相对另一个样本延迟，或调整开关32的工作的定时(由DPF 42完成)而提高。
在34探测发射器输出信号的包络、在ADC 50对包络信号采样、在查询表LUT-I和LUT-Q中检索数值、在DAC 44和46将检索到的数值转换为用于I和Q信道校正信号的模拟信号以及将该模拟信号加到质量调制器中的乘法器20和22上的过程明显地需要占用一定的时间。延迟线18的一个功能是补偿信号从分解器14经过探测器34和DPF 42到达乘法器20和22所占用的时间。延迟线18保证在每个乘法器，来自正交分解器19和DPF 42的信号是时间校准的，以使它们涉及在发射器输出信号波形中的同一点。但是，在大多数情况下，DPF 42会有意地在其从分解器14和16接收到的信号之间插入一个数字延迟以提高该DPF 42中的信号的时间校准的精度。延迟线18的另一主要目的是便于ADC 48对发射器和RFPA输出信号的伪同时采样。
下面讨论DPF 42对通过ADCs 48和50接收到的信号的处理。
如上所述，由ADC 50产生的数字包络信号被用来驱动该预矫正产生过程。DPF 42的FPGA分量包含一个I信道查询表LUT-I和一个Q信道查询表LUT-Q。LUT-I和LUT-Q被数字化的包络信号寻址(address)。每个查询表LUT-I和LUT-Q是一个数字化数值的表，这些数值由寻址信号(也就是数字化的包络信号)的数值标记。每个查询表与包络信号的一定范围的值相关联，使得当寻址信号的一个样本呈送到查询表之一时，该查询表将检索并发送其持有的与呈送到该查询表的寻址信号的样本数值相关值。
这样，LUT-I和LUT-Q的每一个将接收到连续不断的包络信号的数字化样本，并且作为相应，将分别发出连续不断的形成I和Q信道校正信号的样本，这些校正信号分别通过DAC 44和46被加到矢量调制器，用于预矫正RFPA 26的输入信号。
在本例中，FPGA还用于正交解调通过ADC 48到达DPF 42的下变频信号(虽然这种解调在其他实施例中由DPF 42的DSP承担)。这一正交解调过程将ADC 48发出的每个信号转换成一个包含I和Q样本的正交偶极，以在DPF 42中被DSP使用。
现在结合附图2的帮助介绍DSP对正交偶极进行的处理。
DSP保持有4个先进先出(FIFO)的缓冲器51、52、54和56。来自FPGA的发射器输出信号的正交偶极DT发送到缓冲器51和52。缓冲器51和52分别存储其接收到的每个正交偶极的I和Q部分。来自FPGA的RFPA输出信号的正交偶极DA发送到缓冲器54和56。缓冲器54和56分别存储其接收到的每个正交偶极的I和Q部分。
DPF 42操纵开关32以便正交偶极在多个循环中加载到缓冲器51-56。在每个循环的开始，开关32被设置以使ADC 48可以对发射器输出信号采样。然后FPGA从ADC 48产生的样本中产生一系列的偶极DT。N预定数量的最早的偶极DT被放弃，因为它们涉及在开关32的稳定之后的系统的稳定期取得的样本，所以这些偶极是不可靠的。这一系列的偶极DT的其余部分由缓冲器51和52获得。这时该开关被设置以使ADC 48对RFPA输出信号采样。然后FPGA开始产生一系列的偶极DA。再一次地，由于该系统的稳定期，最前面的N个DA被放弃，并且这一系列的偶极DA的其余部分由缓冲器54和56获得。对开关的从ADC 48连接到分解器14的状态到ADC 48连接到分解器16的状态的调整是被定时的，使得在循环中由缓冲器54和56获得的第一个偶极DA与在该循环中由缓冲器51和52更早获得的第一个偶极DT是伪同时的。当缓冲器54和56获得的偶极与缓冲器51和52在该循环中更早获得的偶极数量相等时，循环结束。
这一循环的每一次重复都填充缓冲器51-56。现在结合图2介绍DSP处理该缓冲器中的内容的方式。
可以理解，缓冲器51-56保存的数值序列是排好的，使得如果检查缓冲器51中的数值序列中的一个给定位置和保存在缓冲器52-56中的序列中的同样的位置，那么在缓冲器51和52中指定的数值形成了一个偶极DT，而在缓冲器54和56中指定的数值形成了一个偶极DA，偶极DA与由在缓冲器51和52指定的数值指定的偶极是伪同时的。
DSP从缓冲器51的头部检索一个同相数据IT、从缓冲器52的头部检索一个正交相位数据QT，从缓冲器54的头部中检索一个同相数据IA、从缓冲器56的头部检索一个正交相位数据。数值IT和QT构成发射器输出信号的一个偶极，并且数值IA和QA构成RFPA的输出信号的伪同时偶极。从而DSP从缓冲器中恢复了一对伪同时偶极。
使用该检索的伪同时偶极，DSP计算包络参数PT和两个校正参数IC和QC的值。该IC值是一个应用于LUT-I中的值上的校正因子，该LUT-I中的值由对应于计算得到的PT值的寻址信号的值标记。同样，QC值是一个应用于LUT-Q中的值上的校正因子，该LUT-Q中的值对应于计算得到的PT值。使用方程：
IC＝(IT×IA)+QT×QA)
QC＝(QT×IA)-(IT×QA)
PT＝(IT×IT)+(QT×QT)
从检索的偶极对计算得到IC、QC和PT值。计算得到的IC和QC值被施加到查询表的内容上(以一种下面要介绍的方式)，并且该DSP继续恢复当前位于FIFO缓冲器的头部中的数值以得到下一对伪同时偶极。该DSP为下一对偶极计算IC、QC和PT的值，并将IC和QC值施加到如PT值指定的适当的查询表条目上。以这种方式，DSP处理由FIFO保持的每一个偶极对。为了完成该校正过程的重复迭代，该缓冲器被重新填充几次并且其内容被如上所述地处理以产生更多的IC、QC和PT值。
现在介绍将IC和QC值施加到查询表的过程。在处理缓冲器的内容期间，DSP将典型地产生很多对IC和QC值并这些对数值中的一部分将涉及查询表的寻址信号的相同的范围。也就是说，通过施加几个IC和QC值，查询表的一些值将被修改。IC和QC值以一种方式施加到该查询表上，这种方式平均掉施加到同样查询表条目上的几个IC和QC值的影响。通过为每一个查询表条目产生一个对施加到该查询表的条目的校正参数值的移动平均数(running average)DSP达到了这一结果。典型地，该移动平均数由包含很多比特的多个代码表示，其比特数比由ADC 48产生的样本更大(这其中的原因会很快解释)。一旦所有的IC和QC值被处理过，该移动平均数被加到其相应的查询表条目以完成该校正过程的重复迭代。
抑制出现于RFPA输出信号中的失真的精度取决于多种因素，包括有ADC 48产生的采样的数字化分辨率。ADC 48的数字化分辨率是该转换器用来代表其所产生的每个样本的比特数。一般地说，ADC 48的数字化分辨率的增长会导致所能达到的失真抑制精度的提高。出现在该系统中的随机误差，例如由ADC量化所引起的，会引致所到达的失真抑制的精度低于所要求的值，因为ADC 48产生的样本包含小于实际要求的数目的比特。通过在查询表校正过程中使用包含更高数目的比特的移动平均数，由ADC48产生的样本中使用的实际和需要的比特数的差别可以被消除。这等价于在所能达到的失真抑制精度的给定的程度上，放松了对ADC 48的规范，因而导致了该系统整体成本的降低。
将会注意到RFPA和发射器的用于校正查询表数值的输出信号的样本都是通过开关32和ADC 48之间的路径58得到的。这样，在该路径中任何产生误差的机制将会影响RFPA的输出信号的样本和发射器输出信号的样本，所以由路径58产生的系统误差，即在本质上可以再现的误差，被大大地消除。例如，如果由路径58引起的系统误差导致伪同时偶极对具有值DT’和DA’而不是DT和DA，那么DSP将决定两个校正参数和包络参数具有值IC’和QC’和PT’而不是IC和QC和PT。然而，现在数值IC’和QC’被施加于由PT’指定的查询表而不是由PT指定的查询表，结果由路径58引进的系统误差被中和。
现在介绍本发明的另外的实施例。
在上述结合附图1和2介绍的实施例中，对每个查询表数值的每个参数IC和QC导出一个移动平均值，使得该平均过程提高ADC 48的有效分辨率。但是，该平均过程不必直接施加于IC和QC值。例如，在前述的结合附图1和2介绍的实施例中，对所有查询表条目的IC和QC值导出一个移动平均数以消除系统误差并提高ADC 48的有效分辨率。在另一实施例中，如同将要介绍的，该平均被施加于伪同时对而不是IC和QC值。
在DSP开始使用保存于FIFO缓冲器中的伪同时偶极对之前，该修改的实施例与结合图1和2介绍的实施例以相同的方式运行。在该修改的实施例中，DSP保持有一系列的存储单元，其中每一个涉及参数PT的不同的范围。这些范围的每一个对应于相应的寻址信号的一个范围，该寻址信号对应于查询表中的条目。换句话说，每个存储单元对应于一对查询表条目，即在每个LUT-I和LUT-Q中的一对。DSP为每个其检索的伪同时偶极对计算一个PT值，并将该偶极对分配给其范围包含计算得到的PT值的收集器(bin)。通过这种方法，DSP可以将所有FIFO缓冲器中的偶极对分配给该PT收集器。通过计算每个收集器的平均的IA、平均的QA、平均的IT和平均的QT值，DSP保持了每个收集器的内容的移动平均数。于是这些平均值被用于计算每个收集器的IC和QC值，并且这些校正值被施加于其相应的查询表条目.因此，与前面结合附图1和2介绍的实施例相比，在该校正过程中的不同点执行旨在避免随机误差的平均.
图3示出了另一个实施例，其中发射到开关32的多个版本的发射器和RFPA输出信号的延迟现在被部分地在一个中间频率(IF)而不是在MTP使用的RF载波频率实现。
如图3所示，图1中的延迟线18已经被一个延迟元件18a代替，并被一个附加延迟18b补充。由分解器16从MTP转移的RFPA的输出信号的版本与来自本机振荡器36a的信号在混合器38a混合。然后混合器38a的输出经过延迟元件18b并被提供到开关32。通过分解器30可以得到的该发射器输出信号的版本也在混合器58与本机振荡器36a的输出信号混合。包含发射器输出信号的上变频和下变频版本的混合器58的输出施加到开关32。开关32的输出由BPF 40a滤波，然后施加到ADC 48上。
混合器38a和58具有相同的设计，并且都使用相同的本机振荡器。所以，图3显示的设计很大程度上保留了一个优点，即到达ADC 48发射器和RFPA的输出信号的样本经受了基本上相同的误差源。
开关32的输出将包含发射器输出信号或RFPA输出信号的上变频和下变频版本。BPF 40a阻塞该信号的上变频版本。经过BPF 40a的该信号的下变频版本是在IF上。由于BPF 40a的作用，ADC 48只检测由混合器38a提供的该信号的下变频版本，因而，延迟元件18b只须要被设计以对经过下变频到IF的RFPA输出的版本进行操作，因为由混合器38a提供的RFPA输出信号的上变频版本被BPF 40a去掉了。这使得对延迟元件18b的设计有更多灵活性，因为只有其处理IF信号的能力是有用的。在大多数其他方面，图3的系统与图1的系统是一样的。
在图1中，延迟线18对沿MTP传播的RF信号进行操作。在图4的另一实施例中，延迟线18已被运行在IF上的延迟元件18c取代。
发射器12的RF输出在混合器60与来自LO 36b的一个信号混合。从而混合器60的输出包含发射器输出信号的已经被上变频的版本和发射器输出信号的已经被下变频到IF的版本，延迟元件18c就是被设计用于该下变频版本。在矢量调制器的输出端另一个混合器62包括在MTP中。混合器62将矢量调制器的输出与LO 36b的输出混合。混合器62的输出包含发射器输出信号的由混合器60下变频并由混合器62上变频的一个版本。BPF 64只允许这个版本的发射器输出信号提供到RFPA 26。
由于BPF 64去掉了除了由混合器60下变频到IF的版本以外的所有其他版本的发射器输出信号，仅仅延迟元件18c的在IF上处理信号的能力是有用的，这导致了在设计和使用延迟元件18c的更大的灵活性。在图4中，矢量调制器位于MTP中的混合器60和62之间。然而，可以将矢量调制器置于混合器62以外。在大多数其他方面，图4所示的系统与图1所示的系统是相同的。
图5示出了另一个可选择的实施例，其中图1中的延迟线18被两个延迟元件18d和18e代替。延迟元件18d和18e分别位于MTP中分解器14的输入端和输出端。一个额外的分解器66包括在位于MTP中发射器12和延迟元件18d之间的位置。分解器66将发射器输出信号的一个版本从MTP转移并提供到开关32。这样，图5中的系统省去了图1中的分解器30。
在图5中多个延迟元件便于将一个SAW元件用于延迟18d.因为延迟元件18d位于将发射器输出信号包络信息提供给DPF 42的分解器14之前，用于将延迟18d用做一个SAW器件的群延迟波纹规范(ripplespecification)和振幅和相位波纹规范被显著地放宽了。延迟元件18e可以被用做同轴延迟线。通过在DPF 42中使用校正滤波器技术，群延迟波纹对用以调整查询表数值的校正过程的影响可以表述出来。在大多数其他方面，图5中的系统与图1中的系统相同。
图6示出了另一个可选择的实施例，其中图1中的延迟元件18被延迟元件18f代替，而且被另一个延迟元件18g补充。延迟元件18g对被分解器16向开关32转移的RFPA输出信号的版本进行操作。使用一个SAW器件延迟元件18g可以被实施，尽管该延迟元件18g必须有相对较高的性能，因为由延迟元件18g引入的任何误差(如系统误差和/或由于该延迟元件的非线性响应的误差)将会展现在由开关32感应的RFPA输出信号的版本中，而不会展现在由开关32感应的发射器输出信号的版本中。也就是说，从延迟元件18g出现的误差不会被一个比较步骤消除，该比较步骤包括于在DPF 42中由DSP执行的校正查询表数值的过程。在大多数其他方面，图6的系统与图1的系统是相同的。
图7示出了另一实施例。图7中的实施例与图1的实施例的主要不同在于，图1中的发射器12的一些特定功能已与DPF 42a一体化了。图7中的系统还包括一个信息源66，用于产生包含了将要从基站发射的信息的基带信号。该基带信号提供给DPF 42a，在DPF 42a该基带信号的包络可以被探测到。基带信号的包络值用于索引查询表LUT-I和LUT-Q以产生I和Q信道校正信号，用于施加到MTP中的矢量调制器。DPF 42a还包括一个DAC 68，用于将基带信号转换为模拟信号，该模拟信号施加到示意性地表示为混合器70和LO 72的频率上变频器上。上变频器的输出是在所需要的频率上的RF信号，并且施加到分解器14的输入端。上变频器的RF输出信号等效于图1中的发射器12的输出信号。在大多数其他方面，图7所示的系统与结合图1所介绍的系统是相同的。
图8示出了图7所示结构的一种变化。在图7中，由信息源66产生的基带信号被上变频，并提供到矢量调制器。在图8中，矢量调制器被提供一个由信道综合器74产生的载波信号，该信道综合器输出一个其频率位于所需要的RF传输信道的中心的载波信号。
在图8的系统中，调制传递到信道综合器的输出端的基带信号和预矫正RFPA 26的输入的过程被结合起来。DPF 42a中的查询表被该基带信号的包络寻址以产生控制信号，用于施加到矢量调制器的乘法器20和22上。计算存储在查询表的数值，从而在矢量调制器从带有适当程度的预矫正的基带信号引入信息。
由于来自基带信号和预矫正的信息是同时引入到RFPA 26的输入信号，不可能从通到RFPA 26的路径上提供一个可于与RFPA 26的输出信号进行比较的信号以揭示RFPA 26的输出信号中的残余失真。在前面的实施例中，对由开关32从分解器14和16获得的信号进行的比较，使得可以在很大程度上忽略在从开关32到DPF 42a的路径80出现的误差。但是，在图8的系统中，在没有一个来自通向RFPA 26的路径的信号的情况下，不可能进行这样的比较，因为该信号要用于该比较过程。
为了解决这个问题，开关32从参考信号源76接收一个参考信号，而不是从通向RFPA 26的路径接收信号。DPF 42a可以指导开关32将来自参考信号源76的信号发送到DPF 42a。使DPF 42a得到由参考信号源76产生的信号的特征的情况，因此可以测量在连接开关32和DPF 42a的路径上进行的下变频、滤波和模数转换过程中出现的误差。DPF 42a用这些误差测量来校对通过开关32得到的RFPA输出信号的样本.然后校对过的样本可以与来自信息源66的基带信号比较，并且任何出现的差异都可归因于RFPA输出信号中的残余失真.在大多数其他方面，图8所示的系统与结合图1所介绍的系统是相同的.
图10示出了图1中的结构的一种变化，其中由震荡器36和混合器38表示的下变频器被去掉了。ADC 48对从开关32接收的信号进行欠采样以取代省略的下变频器而达到对这些信号的下变频。ADC 48的更低的采样率还允许对相对频率较低的不需要下变频的MTP信号在到达ADC 48之前进行直接采样。在大多数其他方面，图10所示的系统与结合图1所介绍的系统是相同的。