自激式开关电源电路

摘要

将导通控制电路(12、23)的时间常数设定成在反馈绕组(2b)电压的极性反转的状态下使振荡用场效应晶体管(3)的栅电压超过阈值电压VTH，在一次绕组(2a)的电压成为电源电压以下后，使振荡用场效应晶体管(3)导通，使蓄积于一次绕组(2a)间的杂散电容或振荡用场效应晶体管(3)的寄生电容的电荷缓慢地放电。从而，使在振荡用场效应晶体管(3)导通时发生的放电电流减少，结果，开关时的能量损耗少，且不发生噪声。

权利要求

1.一种自激式开关电源电路，其特征在于：

其中设有

变压器(2)，备有一次绕组(2a)、二次输出绕组(2c)和反馈绕组(2b)；

振荡用场效应晶体管(3)，经由一次电流检测电阻(51)与一次绕组(2a)串联连接到直流电源(1)，当栅电压达到阈值电压VTH时导通；

起动用电阻(21)，在直流电源(1)的高压侧端子(1a)和振荡用场效应晶体管(3)的栅极之间连接；

导通控制电路，由在其一端连接于直流电源(1)的低压侧端子(1b)的反馈绕组(2b)的另一端和振荡用场效应晶体管(3)的栅极之间串联连接的反馈电容(12)与反馈电阻(23)构成；以及截止控制晶体管(5)，其集电极和发射极连接于振荡用场效应晶体管(3)的栅极和直流电源(1)的低压侧端子(1b)之间，基极经由电阻(52)及一次电流检测电阻(51)连接到低压侧端子(1b)，在振荡用场效应晶体管(3)导通后经过预定时间后使栅极和低压侧端子(1b)之间导通，并使振荡用场效应晶体管(3)截止；

在振荡用场效应晶体管(3)截止后，通过由反馈绕组(2b)上发生的回扫电压充电的反馈电容(12)的充电电压，将栅电压提升到阈值电压VTH，对振荡用场效应晶体管(3)再次进行导通控制的自激式开关电源电路中，经由在振荡用场效应晶体管(3)截止期间集电极和发射极之间导通的、连接在振荡用场效应晶体管(3)的栅极侧的、在集电极或发射极和基极之间作为等效二极管起作用的截止控制晶体管(5)，用反馈绕组(2b)上发生的回扫电压对反馈电容(12)充电，将导通控制电路的时间常数设定为，蓄积在变压器(2)中的能量从二次输出绕组(2c)释放并至少在反馈绕组(2b)的电压极性反转的状态下，栅电压超过阈值电压VTH。

2.如权利要求1所述的自激式开关电源电路，其特征在于：

将导通控制电路的时间常数设定为，蓄积在变压器(2)中的能量从二次输出绕组(2c)释放，且反馈绕组(2b)的电压达到最初的极大值时，栅电压超过阈值电压VTH。

说明书

自激式开关电源电路

技术领域

[0001] 本发明涉及自激式开关电源电路，具体涉及在停止变压器的一次绕组的励磁电流时，从二次输出绕组释放蓄积在变压器中的能量的回扫型自激式开关电源电路。

背景技术

[0002] 作为稳定电源，开关电源电路用于电池充电器或AC适配器等中。开关元件的驱动方式(开关方式)大致分为自激振荡方式和他激振荡方式两种，自激振荡方式通过以变压器等的电感部件的反馈绕组中产生的电压作为驱动信号正反馈给开关元件的控制端子来进行振荡动作。

[0003] 作为这样的自激式开关电源电路，已知如图4所示的电路(例如，参照日本专利文献特开2002-51546号公报)。

[0004] 以下，用图4至图6就该传统的自激式开关电源电路100进行说明。图中，1表示电压可能会变动的不稳定的直流电源，1a表示其高压侧端子，1b表示其低压侧端子。另外，2a表示变压器2的一次绕组，2b表示在变压器2的一次侧设置的反馈绕组，2c表示变压器
2的二次输出绕组，3表示振荡用场效应晶体管(以下，用FET表示)。21表示在电路起动时用以向该FET3的栅极供给正向偏压(换言之，在阈值电压VTH以上的栅电压)的起动用电阻，与起动用电阻21串联连接的电阻25具有小于起动用电阻21的电阻值，从而，将直流电源1的电压分压并输出低直流电压时，使电路不起动。

[0005] 6表示防止对栅极的过大输入的齐纳二极管；12表示与反馈电阻23共同构成导通控制电路的、在反馈绕组2b和FET3的栅极之间串联连接的反馈电容；24表示用以阻止对栅极的过大输入的电阻；5表示将集电极连接于栅极、将发射极连接于低压侧端子1b的截止控制晶体管元件。另外，22表示与截止控制用电容11共同构成振荡稳定电路的控制用电阻；与截止控制用电容11之间的连接点与截止控制晶体管元件5的基极相连。

[0006] 在二次输出绕组2c侧所示的4和13分别表示构成整流平滑电路的整流用二极管与平滑电容，用以整流平滑二次输出绕组2c的输出，并输出到高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间。

[0007] 如此构成的自激式开关电源电路100中，一开始对电源1的高压侧端子1a和低压侧端子1b上施加直流电压时，经由起动用电阻21反馈电容12被充电(图中电容的下电极为+，上电极为-)，反馈电容12的充电电压慢慢地上升。

[0008] 当反馈电容12的充电电压达到阈值电压VTH时，对FET3的栅极施加正向偏压，FET3导通(漏极-源极之间导通)。

[0009] 参照图5、图6，说明FET3导通之后的自激振荡动作。

[0010] 图5和图6表示：在图4所示的传统的自激式开关电源电路100中，以200V的直流电源1为电源电压施加，设起动用电阻21和电阻25的电阻值分别为1.5MΩ和100kΩ、反馈电容12的容量和反馈电阻23的电阻值分别为0.01μF、100Ω，并在自激振荡的状态下的图4的(1)至(6)所示的各部分的工作波形。

[0011] 若FET3导通，且在串联连接的一次绕组2a上开始流过来自直流电源1的励磁电流，则在变压器2的各绕组上产生感应电动势(参照图6的t12到t10之间的用(5)表示的反馈绕组2b的电压波形)，并在变压器2上蓄积励磁能量。这时，在反馈绕组2b中作为驱动信号发生的电压经由控制用电阻22将截止控制用电容11充电，截止控制晶体管5的基电压上升(图5(a)的t12到t10)。

[0012] 另外，从t12到t10中表示的FET3的导通期间中，在反馈绕组2b上发生的感应电压(图6的(5))与反馈电容12的充电电压(图6的(6))重叠，将FET3的栅电压(图6的(2))维持在其阈值电压VTH以上的电压。这时，由齐纳二极管6阻止对栅极的过大输入。

[0013] 若截止控制用电容11被充电，且该充电电压(截止控制晶体管5的基电压)达到预定偏压以上(图5(a)的t10)，则在该截止控制晶体管5上流过基电流，集电极-发射极之间成为导通状态。结果，FET3的栅极实际上通过截止控制晶体管5与低压侧端子1b成为短路状态(图5(b)、图6的(2))，FET3截止。

[0014] 这样若FET3截止且流过变压器的电流实质被遮断，则在各绕组上产生回扫电压(感应反电动势)(图5(d)的t10到t11)。这时，在二次输出绕组2c上发生的回扫电压通过由整流用二极管4和电容13形成的平滑整流电路被整流平滑，并作为向连接于输出线20a、20b之间的负载供给的功率输出。

[0015] 另一方面，在反馈绕组2b上发生的回扫电压和在二次绕组2c中由连接于输出侧的负载发生的回扫电压成比例，基于该反馈绕组2b上发生的回扫电压(图6的t10到t11之间的(5))，反馈电容12被充电(图6的t10到t11之间的(6)，图4中下电极为+，上电极为-)。

[0016] 这时，齐纳二极管6对FET3的栅极施加逆向偏压，且作为从低压端子1b侧使反馈电容12充电的充电电流的路径起作用。

[0017] 若由于感应反电动势而在二次输出绕组2c中蓄积的电能的释放结束(图5(d)、图6的t11时)，则对栅极作为逆向偏压作用的反馈绕组2b的回扫电压下降(图6的t11到t12之间的(5))，因此，由于一直保持在反馈电容12的充电电压(图6的(6))，FET3的栅电压超过阈值电压VTH(图5(b)与图6的(2)的t12)，FET3再导通，这样重复一连串的振荡动作。

[0018] 在该传统的自激式开关电源电路100中，确定由反馈电容12和反馈电阻23构成的导通控制电路的时间常数，使反馈电容12用反馈绕组2b中发生的回扫电压(图6的t10到t11之间的(5))迅速充电。

[0019] 就是说，在变压器中蓄积的能量从二次输出绕组2c释放的t11时之前，使反馈电容12大致达到充电电压(回扫电压)地确定导通控制电路的时间常数，从而，在变压器的能量被释放且回扫电压下降时，FET3迅速转移到下一导通动作。

[0020] 如图5(d)所示，通过导通动作FET3的漏极(一次绕组2a侧)电压从t12的电源电压200V左右变到0V，从直流电源1开始流出励磁电流。

[0021] 另一方面，在一次绕组2a或FET3中，存在绕组间的杂散电容或漏极-源极间的寄生电容，由于这些电容通过以截止期间中的一次绕组2a的一侧为高压侧的回扫电压充电，因此，若在FET3的漏极(一次绕组2a侧)电压不充分下降即200V前后的状态下导通，则会急剧放电。

[0022] 结果，发生如图5(c)的A所示大小的放电电流，FET3等的开关元件的损耗增大，同时成为产生噪声的原因。

发明内容

[0023] 鉴于上述的问题，本发明目的在于提供这样的自激式开关电源电路：在振荡用场效应晶体管导通时减少发生的放电电流，结果，开关时的能量损耗少，且不发生噪声。

[0024] 本发明的自激式开关电源电路中设有：备有一次绕组、二次输出绕组和反馈绕组的变压器；与一次绕组串联连接到直流电源，并在栅电压达到阈值电压VTH时导通的振荡用场效应晶体管；在直流电源的高压侧端子和振荡用场效应晶体管的栅极之间连接的起动用电阻；由在反馈绕组和振荡用场效应晶体管的栅极之间串联连接的反馈电容和反馈电阻构成的导通控制电路；以及在振荡用场效应晶体管的栅极和直流电源的低压侧端子之间连接，并在振荡用场效应晶体管进行导通动作之后，经过预定时间后使栅极和低压侧端子之间导通，并使振荡用场效应晶体管截止的截止控制晶体管。在振荡用场效应晶体管截止后，通过由反馈绕组上发生的回扫电压充电的反馈电容的充电电压，将栅电压提升到阈值电压VTH，对振荡用场效应晶体管再次进行导通控制。在这样的自激式开关电源电路中，将导通控制电路的时间常数设定为，蓄积在变压器中的能量从二次输出绕组释放，并至少在反馈绕组的电压极性反转的状态下，栅电压超过阈值电压VTH。

[0025] 若在变压器中蓄积的能量被释放，则由振荡用场效应晶体管的寄生电容、一次绕组间的杂散电容及一次绕组的电感开始以电源电压为中心的自由振荡，与一次绕组电压成比例的反馈绕组的电压极性也反转。

[0026] 在反馈绕组的电压极性反转的状态下，成比例的一次绕组的电压也成为电源电压以下，在一次绕组间的杂散电容或振荡用场效应晶体管的寄生电容中蓄积的电荷开始缓慢地放电。并且，由于一次绕组电压成为电源电压以下，使振荡用场效应晶体管的漏极-源极之间的电压也下降。

[0027] 因此，在该定时，通过使栅电压超过阈值电压VTH，并使振荡用场效应晶体管导通，使导通时发生的放电电流减少，振荡用场效应晶体管中的能量损耗少，且难以发生噪声。

[0028] 本发明另一方面的自激式开关电源电路这样设定导通控制电路的时间常数：蓄积在变压器中的能量从二次输出绕组释放，且反馈绕组的电压达到最初的极大值时，栅电压超过阈值电压VTH。

[0029] 若蓄积在变压器中的能量被释放，则由振荡用场效应晶体管的寄生电容、一次绕组间的杂散电容及一次绕组的电感开始以电源电压为中心的自由振荡，与一次绕组电压成比例的反馈绕组的电压极性也反转。

[0030] 自由振荡随着能量损耗慢慢地衰减，因此，在反馈绕组的电压达到最初的极大值的状态下，以电源电压为中心振荡的一次绕组的电压成为最小电压。

[0031] 因此，在该定时，通过使栅电压超过阈值电压VTH，并使振荡用场效应晶体管导通，能够减少导通效果最佳时发生的放电电流。

附图说明

[0032] 图1是与本发明的一实施例相关的自激式开关电源电路10的电路图。

[0033] 图2是进行自激振荡动作的自激式开关电源电路10的各部分的波形图，其中，(a)表示截止控制晶体管5的基电压波形(1)；(b)表示FET3的栅电压波形(2)；(c)表示FET3的漏电流波形(3)；(d)表示FET3的漏电压波形(4)。

[0034] 图3是放大表示进行自激振荡动作的自激式开关电源电路10的FET3的栅电压波形(2)、反馈电容12的第一反馈绕组2b侧端子的电压波形(5)与反馈电容12的充电电压波形(6)的波形图。

[0035] 图4是传统的自激式开关电源电路100的电路图。

[0036] 图5是进行自激振荡动作的传统的自激式开关电源电路100的各部分的波形图，其中，(a)表示截止控制晶体管5的基电压波形(1)；(b)表示FET3的栅电压波形(2)；(c)表示FET3的漏电流波形(3)；(d)表示FET3的漏电压波形(4)。

[0037] 图6是放大表示进行自激振荡动作的传统的自激式开关电源电路100的FET3的栅电压波形(2)、反馈电容12的第一反馈绕组2b侧端子的电压波形(5)与反馈电容12的充电电压波形(6)的波形图。

[0038] (符号说明)

[0039] 1 直流电源；1a 高压侧端子；1b 低压侧端子；2 变压器；2a 一次绕组；2b 反馈绕组(第一反馈绕组)；2c 二次输出绕组；3 振荡用场效应晶体管；5 截止控制晶体管；10自激式开关电源电路；12 反馈电容；21 起动用电阻；23 反馈电阻。

具体实施方式

[0040] 以下，参照附图就本发明的一实施例进行详细说明。图1是表示本发明的一实施例的自激式开关电源电路10的结构的电路图。本实施例的自激式开关电源电路10与图4所示的传统的自激式开关电源电路100，在主要的电路与电路元件上共用，在相同结构上用相同符号表示，省略其说明。

[0041] 如图1所示，变压器2在一次侧设有一次绕组2a、与一次绕组2a同向卷的第一反馈绕组2b以及相对于一次绕组2a逆向卷的第二反馈绕组2d，在二次侧设有二次输出绕组2c。

[0042] 一次绕组2a与振荡用场效应型晶体管(以下，称为FET)3串联，连接到直流电源1，通过FET3的导通截止动作来控制流过一次绕组2a的电流的导通与断开。

[0043] FET3在本例中用MOSFET，其漏极与一次绕组2a连接，源极经由一次电流检测电阻51与直流电源1的低压侧端子1b连接。

[0044] 另外，栅极经由阻止对栅极的过大输入的电阻24与对于直流电源1串联连接的起动用电阻21和电阻25的连接点J1连接。起动用电阻21和电阻25的各电阻值与图4所示的电路相同，为1.5MΩ和100kΩ，从而，在200V左右不稳定的直流电源1的电源电压明显下降时，FET3的栅电压不会达到阈值电压VTH，不作振荡。

[0045] 在起动用电阻21和电阻25的连接点J1与第一反馈绕组2b之间，串联连接构成导通控制电路的反馈电容12与反馈电阻23，第一反馈绕组2b的另一侧与直流电源1的低压侧端子1b连接。

[0046] 本例中设反馈电容12的容量和反馈电阻23的电阻值为1000pF、4.7kΩ，时间常数是图4所示的传统的自激式开关电源电路100的4.7倍长。

[0047] 在起动用电阻21和电阻25的连接点J1与低压侧端子1b之间，布置降低FET3的栅电压并进行截止控制的截止控制晶体管5。本例中，作为截止控制晶体管5用其集电极与连接点J1相连、发射极与低压侧端子1b相连的NPN型晶体管。

[0048] 第二反馈绕组2d的一侧经由串联连接的整流二极管54和驱动用电容55与直流电源1的低压侧端子1b相连，另一侧与直流电源1的低压侧端子1b直接相连，从而形成闭环。

[0049] 整流二极管54以驱动用电容55的充电方向为正方向布置，通过这种结构，用第二反馈绕组2d中发生的回扫电压来将驱动用电容55充电。

[0050] 整流二极管54和驱动用电容55的连接点J2经由光耦合受光元件39和截止控制用电容53连接于低压侧端子1b，光耦合受光元件39和截止控制用电容53的串联连接点J3连接到截止控制晶体管5的基极。

[0051] 串联连接点J3即截止控制晶体管5的基极经由电阻52，也与FET3和一次电流检测电阻51的连接点J4相连，若由一次电流检测电阻51引起的电压降达到一定值以上，则基电压上升，截止控制晶体管5进行导通动作。

[0052] 光耦合受光元件39与变压器2的二次侧的光耦合发光元件35进行光耦合动作，在接受来自光耦合发光元件35的光时，从连接点J2到J3流过与该受光量成比例的电流。

[0053] 变压器的二次输出绕组2c上串联连接整流用二极管4，且并联连接平滑电容13，构成输出侧的整流平滑化电路。

[0054] 在该自激式开关电源电路10中设有：监视输出线20a、20b间的电压，并使输出线20a、20b间的输出电压稳定的电路。

[0055] 就是说，在整流平滑电路的高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间，串联连接了分压电阻30、31，其中间抽头32与误差放大器33的反相输入端子相连，对反相输入端子输入成为输出电压的分压的输出检测电压。另外，在误差放大器33的非反相输入端子和低压侧输出线20b之间，连接了基准电源34，对非反相输入端子输入用以与输出检测电压比较的基准电压。

[0056] 误差放大器33的输出侧与光耦合发光元件35连接，该光耦合发光元件35经由电阻36连接到高压侧输出线20a，且根据误差放大器33的输出值点灭，该光耦合发光元件35如上述那样与一次侧的光耦合受光元件39光耦合。

[0057] 在中间抽头32和误差放大器33的非反相输入端子间与误差放大器33的输出之间连接了交流负反馈元件37、38。

[0058] 以下，用图1至图3说明这样构成的自激式开关电源电路10的动作。图2和图3与图5和图6相对应，分别表示自激振荡动作中的各部分的波形，图2(a)表示串联连接点J3的电压即截止控制晶体管5的基电压波形(1)；图2(b)表示FET3的栅电压波形(2)；图2(c)表示FET3的漏电流即流过一次绕组2a的一次绕组电流波形(3)；图2(d)表示FET3的漏电压波形(4)。

[0059] 在图3的(2)、(5)、(6)中表示的电压波形，分别是FET3的栅电压波形(2)、反馈电容12的第一反馈绕组2b侧端子的电压波形(5)以及以第一反馈绕组2b侧端子的电压为基准的反馈电容12的充电电压波形(6)。

[0060] 一开始，在直流电源1的高压侧端子1a和低压侧端子1b之间发生200V左右的直流电压时，通过由起动用电阻21和电阻25分压成1/16的电源电压，经由起动用电阻21和反馈电阻23使反馈电容12充电(图中下电极为+，上电极为-)。

[0061] 被充电的反馈电容12的充电电压慢慢上升，若达到FET3的阈值电压VTH，则对FET3的栅极施加正向偏压，从而FET3导通，且漏极-源极间导通。

[0062] 若FET3导通，并在串联连接的一次绕组2a上开始流过来自直流电源1的励磁电流，则在变压器2的各绕组上产生感应电动势，在变压器2上能量被蓄积。在反馈绕组2b中发生的感应电压(图3的t2到t0间的(5))与反馈电容12的充电电压(图3的(6))重叠，FET3的栅电压(图2(b)、图3的(2))维持在该阈值电压VTH以上的电压(导通电压)。

[0063] 这时，基于流过一次绕组2a的电流，在一次电流检测电阻51的FET3侧即连接点J4上发生的电压，经由电阻52将截止控制用电容53充电。流过一次绕组2a的电流，随着导通后的时间大致直线上升，从而截止控制用电容53的充电电压也上升。

[0064] 若达到截止控制晶体管5的偏压，则集电极-发射极间成为导通状态，通过截止控制晶体管5，FET3的栅极实质上成为短路状态(这里为低压侧端子1b的电位，例如0V)，FET3截止。

[0065] 若FET3截止，且流过变压器2的电流实质上被遮断，则在各绕组上产生回扫电压(感应反电动势)(图2(d)的t0到t1)。这时，在二次输出绕组2c中发生的回扫电压通过由整流用二极管4和电容13形成的平滑整流电路来整流平滑，作为向连接于输出线20a、20b间的负载供给的电压而输出。

[0066] 另一方面，在第一反馈绕组2b中发生的回扫电压和因与输出侧连接的负载而在二次绕组2c中发生的回扫电压成比例，通过该第一反馈绕组2b中发生的回扫电压(图3的t0到t1间的(5))，反馈电容12被充电(图3的t0到t1间的(6)，图1中下电极为+，上电极为-)，引导下一FET3的导通。

[0067] 在对二次绕组2c中发生的回扫电压进行整流平滑的高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压未达到用基准电源34的基准电源确定的设定电压的状态(以下，称为过渡状态)下，如后述那样光耦合受光元件39不工作，因此，截止控制晶体管5的基电压成为偏压以下。但是，截止控制晶体管5的基极和集电极间作为等效二极管起作用，反馈电容12以一次电流检测电阻51到电阻52，再经截止控制晶体管5的基极到集电极，以及反馈电阻23作为充电电流的路径，从第一反馈绕组2b被充电。

[0068] 如图2(d)所示，若由感应反电动势在二次输出绕组2c中蓄积的电能释放在t1时结束，则在一次绕组2a的FET3侧的电压波形(4)如与同图的实线相连的虚线所示，通过FET3的寄生电容、一次绕组2a间的杂散电容及一次绕组2a的电感，开始以电源电压200V为中心的自由振荡，随着电压降其极性反转。

[0069] 如图3的(5)所示，对一次绕组电压的自由振荡成比例地振荡的第一反馈绕组2b的反馈电容12侧的电压，也同样在对栅极起逆向偏压作用的回扫电压消失的t1之后，增加并极性反转，对FET3的栅极作为正向偏压起作用。并且，施加一直被充电的反馈电容12的充电电压(图3的(6))，FET3的栅电压超过阈值电压VTH，FET3再次导通，从而重复一连串的自激振荡动作。

[0070] 在一个振荡周期内变压器2中蓄积的能量，大致与FET3的导通时间，即自导通后截止控制晶体管5的基电压达到偏压之前的时间的平方成比例，在二次侧的输出电压未达到设定电压的过渡状态下，光耦合器35、39不工作，因此，不参与基电压的上升，以由一次电流检测电阻51的电阻值确定的最大导通时间工作。结果，输出电压在达到设定电压为止每重复一次振荡就上升，若超过设定电压，则移到由使输出稳定的电路控制的以下的通常振荡动作。

[0071] 若高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压超过设定电压，则对误差放大器33的反相输入端子输入的中间抽头32的分压也上升，与基准电源34的基准电压之间的电位差反相放大，成为超过光耦合发光元件35的发光阈值的电位。

[0072] 结果，通过光耦合发光元件35发光，且光耦合受光元件39受光，从连接点J2到连接点J3(截止控制晶体管5的基极)流过与受光量成比例的电流。

[0073] 在FET3进行导通动作的期间，第二反馈绕组2d中发生的感应电动势对整流二极管54逆向作用，因此，不会传达到截止控制晶体管5的基极，但由于因之前的FET3的截止动作期间中在第二反馈绕组2d中发生的回扫电压使驱动用电容55充电，从驱动用电容55向连接点J3流过放电电流，将截止控制用电容53充电，同时因流过一次绕组电流而在一次电流检测电阻51上发生的电压经由电阻52施加于截止控制晶体管5的基极上，加快基电压的上升。

[0074] 从而，截止控制晶体管5迅速导通、FET3截止，因此，导通时间缩短，且输出电压下降。另一方面，若输出电压下降到设定电压以下，则光耦合发光元件35不发光，因此，来自光耦合受光元件39的电流被遮断，截止控制用电容53只通过一次电流检测电阻51的电压降充电。结果，截止控制晶体管5的导通被延迟，FET3的占空因数的导通时间(on duty)增加，且输出电压上升，经过以上过程进行输出电压的恒压控制。

[0075] 如图2(a)所示，在该通常振荡动作中，截止控制晶体管5在FET3截止的t0时刻，基电压达到0.6V的偏压，且集电极和发射极导通，均大致成为接地电位，但是在FET3的截止动作期间二次侧的输出电压超过设定电压的期间内，基电压也保持在偏压以上的电压。

[0076] 就是说，即使在FET3的截止动作期间中，光耦合发光元件35也会由在输出线20a、20b之间连接的负载消耗变压器2中蓄积的能量，在输出电压小于设定电压之前实际一直点亮。因此，通过光耦合受光元件39的导通，在第二反馈绕组2d中发生的回扫电压将截止控制用电容53充电，该充电电压将基电压提升到偏压以上。

[0077] 即使在FET3的截止动作期间中，截止控制晶体管5的基电压达到偏压的期间，集电极和发射极间导通，因此，通过在第一反馈绕组2b中发生的回扫电压，以从截止控制晶体管5的发射极到集电极、反馈电阻23为充电电流的路径，将反馈电容12充电(图1中下电极为+，上电极为-)。

[0078] 在本实施例的自激式开关电源电路10中，该通常振荡动作中，构成导通控制电路的反馈电容12和反馈电阻23的时间常数，如上述那样是传统的自激式开关电源电路100的4.7倍长，因此，通过在第一反馈绕组2b上发生的回扫电压(图3的t0到t1间的(5))，反馈电容12缓慢地被充电(图3的t0到t1间的(6))。

[0079] 即，确定反馈电容12和反馈电阻23的时间常数，使得变压器中蓄积的能量在t1时刻从二次输出绕组2c释放后，在第一反馈绕组2b的反馈电容12侧的电压(图3的(5))开始自由振荡并极性反转而达到最初的极大值的t2时刻，施加了反馈电容12的充电电压(图3的(6))的FET3的栅电压(图3的(2))超过阈值电压VTH。再有，图3中，FET3的栅电压不成为第一反馈绕组2b一侧的电压和反馈电容12的充电电压的相加值，是因为反馈电阻23的电压降。

[0080] 第一反馈绕组2b和一次绕组2a以与其匝数比成比例的振幅自由振荡，且该振幅逐渐衰减，因此，在第一反馈绕组2b的+侧达到最初的极大值的t2时刻，一次绕组2a的FET3侧(FET3的漏极)的电压成为最小值。即，在FET3的栅电压(图2(b))超过阈值电压VTH而导通的t2时刻，FET3的漏电压(图2(d))为120V前后的最小电压，在导通时，从120V前后成为0V，在一次绕组2a中开始流过励磁电流。

[0081] 因此，由于回扫电压而在一次绕组2a或FET3的绕组间的杂散电容或漏极-源极间的寄生电容上蓄积的电荷，在因自由振荡而一次绕组2a的极性反转的时刻开始释放，并在其后，在一次绕组的低压侧电压下降到最低的t2时刻FET3导通，从而与直流电源1的低压侧端子1b短路，因此，成为缓慢的放电电流。

[0082] 结果，如图2(c)的B所示，在刚导通后的一次绕组电流中只表现出少量的放电电流，FET3等的开关元件上的损耗小，不会成为噪声。

[0083] 还有，在上述的过渡状态下，根据由相加一次电流检测电阻51、电阻52及反馈电阻23的电阻值和反馈电容12的容量值确定的时间常数，反馈电容12被充电，因此，比图3所示的反馈电容12的充电电压波形(6)更迟地被充电，在第一反馈绕组2b的+侧达到最初的极大值的t2时刻，未必充电到使栅电压达到阈值电压VTH的充电电压，并且，即使在通常振荡动作上，根据与二次侧连接的负载的大小，回扫电压也不同，t2时刻的充电电压变化，因此为了可靠地导通，可以将导通控制电路的时间常数设定成如下：在第一反馈绕组2b的极性反转后达到最初的极大值之前，使栅电压超过阈值电压VTH。

[0084] 依据本实施例，在导通时不发生大的放电电流，并且，用以导通的对反馈电容12的充电能够不用如传统的电路中设置的齐纳二极管6的充电用路径，而经由截止控制晶体管5进行。

[0085] 发明效果

[0086] 如上说明，依据本发明，在振荡用场效应晶体管导通时，减少发生的放电电流，并减少开关时的能量损耗，且不发生噪声。

[0087] 而且，本发明的另一方面是在以电源电压为中心自由振荡的一次绕组电压成为最小的定时，使振荡用场效应晶体管导通，因此，能够最有效地减少在导通时发生的放电电流。