正交频分多路复用无线接收器中的直流偏移预测及补偿

摘要

举例来说，基于标准IEEE 802.11a/g之一传输正交频分多路复用(OFDM)信号的各个脉冲串具有一前导，且，该前导具有十个短训练信号的一序列。直流(DC)偏移由该训练信号序列之一测量区段之信号平均数值得到，其中，该测量区段的一第一时间次区段利用一上升加权函数加权，且，该测量区段的一最后时间次区段利用一下降加权函数加权。一非加权的中央时间次区段可以设置于该两者间。该测量区段的信号以此方式累积，且，该累积结果除以所述时间次区段的权值加总结果。利用该累积程序，相较于实际信号的噪声贡献，平均程序可以具有较佳的滤波器特性。

权利要求

1.一种正交频分多路复用接收信号的直流偏移预测方法，实施于一无线接收器的接收路径，该预测方法包括下列步骤：以脉冲串形式传输信号，且，各个脉冲串具有一相同训练信号序列，以形成一周期性信号；

经由该训练信号序列的一测量区段的信号平均数值，且，通过执行一累积程序和一除法程序，以得到直流偏移；以及利用一上升加权函数加权该训练信号序列的该测量区段于时间中的一第一次区段，且，利用一下降加权函数加权该测量区段于时间中的一最后次区段。

2.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

该测量区段具有一中央次区段，该中央次区段设置于时间中的该第一次区段及该最后次区段之间，且，该中央次区段不需要加权。

3.如权利要求第1或2项所述的方法，其特征在于：

(A)该接收信号被数字化；

(B)该测量区段的所述数字化信号数值，于对应时间，乘以该上升加权函数及该下降加权函数的数字数值，或乘以一非加权函数的数字数值；以及(C)将步骤(B)形成的乘积加总，并将所述乘积的该加总结果除以所述次区段的权值加总结果，其中，各个次区段的权值正比于被使用于所述次区段的一加权函数或该非加权函数的曲线下方面积，该加权函数为该上升加权函数或该下降加权函数。

4.如权利要求第3项所述的方法，其特征在于：

该非加权函数的数字数值利用一数字标准化数值得到，且，该数字标准化数值始终维持常数；

该上升加权函数的数字数值经由一等于或接近零的数值上升至一对应或接近该数字标准化数值的数值；以及该下降加权函数的数字数值经由一对应或接近该数字标准化数值的数值下降至一等于或接近零的数值。

5.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

于时间中的该第一次区段的加权函数随时间单调或非单调地上升；及/或于时间中的该最后次区段的加权函数随时间单调或非单调地下降。

6.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

于时间中的该第一次区段的加权函数随时间线性或非线性地上升；及/或于时间中的该最后次区段的加权函数随时间线性或非线性地下降。

7.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

该脉冲串结构被定义于标准IEEE 802.11a/g；以及利用一前导区段，该前导区段具有十个短训练信号序列，且，该前导区段设置于脉冲串开始时间。

8.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

正交解调实施于该无线接收器的接收路径，藉以形成一同相信号成分及一正交信号成分；以及该正交解调方法实施于该同相路径及该正交路径。

9.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

所述次区段的长度对应于至少一区段的长度，其中，一区段的长度对应于一训练信号序列的长度，或，对应于该训练信号序列的周期。

10.如权利要求第2项所述的方法，其特征在于：

该第一次区段具有一区段的长度，该中央次区段不存在或具有至少一区段的长度，且，该最后次区段具有一区段的长度。

11.如权利要求第1项所述的方法，其特征在于：

在一第一次区段中，一平均程序利用该上升加权函数实施且该结果表示为a1，以及该平均程序利用一非加权函数实施且该结果表示为a2；

在一第二次区段中，该平均程序利用该非加权函数实施且该结果表示为a1，以及该平均程序利用该下降加权函数实施且该结果表示为a2；

在任何其它次区段中，该平均程序利用该非加权函数实施且该结果表示为a1，以及该平均程序利用该下降加权函数实施且该结果表示为a2；以及在该第二次区段以后，以及在各个其它次区段以后，一累积结果经由下列方式计算：将先前步骤中所计算的累积结果减去a2的旧内容、加上a2的新内容、再加上a1的旧内容。

12.一种正交频分多路复用接收信号的直流偏移补偿方法，实施于一无线接收器的接收路径，该补偿方法包括下列步骤：基于权利要求第1至11项的任何一项所述的方法，预测一直流偏移；以及由该接收信号减去该预测直流偏移。

13.如权利要求第12项所述的方法，其特征在于：

该预测直流偏移由一训练信号序列的该接收信号减去，该训练信号序列为频道预测的目的而被提供，且，该频道预测以此方式利用该训练信号序列的校正信号实施。

14.一种用以实施权利要求第1至11项的任何一项所述的方法的装置，该装置包括：用以检测的装置(1)，其用以检测该训练信号序列，及，用以发射一对应信号；以及用以预测的装置(2)，在该用以检测的装置(1)接收用于该训练信号序列的检测的一检测信号以后，该用以预测的装置(2)通过执行一累积程序和一除法程序来预测该直流偏移。

15.如权利要求第14项所述的装置，其中，

该用以预测的装置(2)包括：

用以累积的装置(21)，其用以累积该训练信号序列的信号数字化数值及该上升加权函数和该下降加权函数的数字数值，或一非加权函数的数字数值的乘积；以及用以相除的装置(22)，其用以相除该累积结果及所述次区段的权值加总结果，其中，各个次区段的权值正比于被使用于所述次区段的一加权函数或该非加权函数的曲线下方面积，该加权函数为该上升加权函数或该下降加权函数。

16.一种用以实施权利要求第12项所述的方法的装置，该装置包括：用以补偿该直流偏移的装置(3)，其中，该用以补偿该直流偏移的装置(3)经由安排而被供应该预测直流偏移及该接收信号，且，该直流偏移可以由该接收信号减去。

17.一种无线接收器，该无线接收器具有权利要求第14至16项的任何一项所述的装置。

说明书

正交频分多路复用无线接收器中的直流偏移预测及补偿

技术领域

[0001] 本发明系有关于一种多载波接收信号之直流(DC)偏移预测方法，特别是，一种无线接收器接收路径之正交频分多路复用(OFDM)接收信号之直流(DC)偏移预测方法，以及，一种基于该预测直流(DC)偏移之补偿方法。另外，本发明亦有关于一种装置，藉以在一接收装置中，实施一种多载波接收信号之直流(DC)偏移预测方法。

背景技术

[0002] 一种正交频分多路复用(OFDM)传输方法之重要应用领域系包括：高速率且无联机之数据传输网络，诸如：无线局域网(WLAN)，特别是，IEEE 802.11a/g及ETSI TS 101761.1所定义之传输方法(宽频无线接入网络，BRAN)。这种正交频分多路复用(OFDM)传输方法系一种多载波传输方法，其中，数据串流系分割为复数个平行(正交)次载波，且，每个平行(正交)次载波系分别调制于一对应低数据速率。在一传输频宽之频率刻度内，K个(次)载频系彼此等距离排列。这些频率系设置于一中频fc之两侧，且，对称于该中频fc之两侧。在时域中，这种设置系容许迭代全部K个(次)载频以得到一正交频分多路复用(OFDM)符号。数据系利用脉冲串帧形式传输，其中，每个帧系具有标准定义之一结构。

[0003] 第1图系表示一区段数据脉冲串，其系根据无线局域网(WLAN)标准IEEE802.11a/g而经由发射器端传输，且，其系经由左手端开始及沿着时间轴向右手端继续，且，其系终结于右手端之第二数据符号。这种数据脉冲串系具有一所谓物理层收敛协议(PLCP)前导，如IEEE 802.11a/g所定义。这种标准系将这种正交频分多路复用(OFDM)传输方法描述成一种多载波传输方法。负载数据系由第一正交频分多路复用(OFDM)符号开始，其系表示为”数据1”。每个正交频分多路复用(OFDM)符号系具有3.2μs之长度，且，每个正交频分多路复用(OFDM)符号之前面系具有一保护间隔(GI)，其中，这个保护间隔(GI)大约对应于传输频率脉冲响应之最大预期时间(在这个例子中，0.8μs)。

[0004] 这种物理层收敛协议(PLCP)前导系具有四个正交频分多路复用(OFDM)符号之长度(总共持续16μs)，且，分割成两个区段(分别具有相同时间)。这种物理层收敛协议(PLCP)前导之第一区段(具有8μs之长度)会再分割成十个短符号(在下文中，亦可以称为短训练信号序列或区段)，藉以用于接收器之信号检测、自动位准匹配、多样性选择、粗颜决定、及时间同步。这种物理层收敛协议(PLCP)前导之第二区段系具有一GI2保护间隔(具有这个保护间隔(GI)之两倍长度)及两个正交频分多路复用(OFDM)符号T1及T2(在下文中，亦可以称为长训练信号序列或区段)。这些数据符号系用于接收器之频道预测。

[0005] 正交频分多路复用(OFDM)无线信号之接收及调制系可以利用已知接收观念达成，其中，已知接收观念系基于超外差接收及数字正交混合之原理。然而，特别是为了有关于降低功率消耗及避免芯片外部滤波器以压抑镜像频率之理由，正交频分多路复用(OFDM)无线信号之接收及调制系需要利用更先进接收观念，且，这种先进接收观念系利用直接混合接收器方法。在直接混合接收器方法之例子中，经由一天线接收且放大之无线信号系分割成一同相(I)路径及一正交(Q)路径，且，分别与两路径之一区段震荡器之输出频率混合，其中，供应至混合器之震荡器频率系利用一相位平移器彼此平移九十度。藉此，回复包含信息之基带信号之正交解调程序系可以利用这种接收观念之模拟电路技术达成。

[0006] 然而，基于各种理由，这种直接混合接收器结构系容易加入一直流(DC)偏移于接收信号。这种直流(DC)偏移之负面影响系可以见于第2图。这种正交频分多路复用(OFDM)信号系可以视为N个调制载频之一迭代。这些载波之频率间隔系常数，且，这种正交频分多路复用(OFDM)信号系可以利用傅立叶转换产生。在无线局域网(WLAN)应用中，指数0之载波系不要利用，藉此，一直流(DC)偏移系可以容许。为了容许这种正交频分多路复用(OFDM)信号之译码，在接收器中，每个载波系分别利用一滤波器滤波，其中，每个滤波器之滤波器函数系一SINC函数(f(x)＝sin(x)/x)，且，这种SINC函数之中心系位于载频。这种滤波器之零点系对应于相邻载频之位置，藉此，任何载波均不会与其它载波发生干扰。事实上，这种情形系仅仅发生于发射器及接收器间，或，接收器信号载频及接收器选择载频间不存在载频偏移之时候。这种情形系可以见于第2A图，其中，直流(DC)偏移系设置于频率零点之载波。藉此，在这种特殊例子中，这种滤波器系正好于直流(DC)偏移具有一零点，藉以排除这种正交频分多路复用(OFDM)信号之负面影响。

[0007] 第2B图系表示现实发生之情况，其中，一载频偏移系始终存在。这种直流(DC)偏移系再度设置于频率零点，但，这种滤波器却不再于直流(DC)偏移具有一零点。藉此，这种直流(DC)偏移之部分能量系可能于载频产生额外噪声。相较于远离直流(DC)之载波，这种噪声系对靠近直流(DC)之载波具有较大负面影响，因为滤波器之带通能力较高。 [0008] 在这种正交频分多路复用(OFDM)信号之译码中，这种直流(DC)偏移系具有下列两项缺点，包括：

[0009] 利用长训练符号T1及T2达成之频道预测程序系受到这种噪声之严重负面影响。

[0010] 具有额外噪声之正交频分多路复用(OFDM)数据符号系受到均衡。

[0011] 根据已知技术，一种直流(DC)偏移之预测方法，及，一种利用预测直流(DC)偏移之校正或补偿方法系基于下列事实，亦即：无线局域网(WLAN)信号系平均等于零点，因此，一周期性信号于整数循环之累积系应该产生正比于这种直流(DC)偏移之结果。在已知技术中，这种预测方法系利用这种物理层收敛协议(PLCP)前导开头之十个选择短训练符号达成。在下文中，这些选择短训练符号亦可以称为短训练信号序列，因为一数字化数值序列系可以利用模拟/数字转换，经由各个训练符号形成。

[0012] 第3图系分别表示短训练信号序列之时域信号及频域信号。五十二个载波之十二个载波系调制于这个训练信号序列(第3B图)。得到之信号系具有0.8μs之周期性(20MHz之十六个取样)。在发射器中，这个0.8μs之序列系重复十次，藉以产生第1图所示之短训练信号序列。由于没有利用直流(DC)载波，得到之0.8μs序列系具有平均数值之零点。第3A图系表示同相(I)信号成分及正交(Q)信号成分之信号波形。若这些信号成分之某一信号成分系平均于0.8μs倍数之一时间间隔，则这个平均程序之结果系应该等于零点，无论这个累积程序之启始相角为何。若一直流(DC)偏移系迭代于这个平均程序之结果，则这个平均程序之结果系应该等于这个直流(DC)偏移。

[0013] 第4图系表示三个短序列之平均情况(20MHz之3×16＝48个取样)。这种平均程序，在对应于第4图所示滤波器曲线之频域中，系具有一频率相依之带通能力。藉此，利用这种平均程序滤波之频率强度系绘示于这个图式之纵坐标。另外，这个图式系额外表示十二个载波，其系调制于这个短训练信号序列，且，刚好设置于滤波器函数之频率响应零点(只要载频偏移并不存在)，藉此，在这种非现实情形中，这些载波系不致影响这个直流(DC)偏移之预测。

[0014] 第5图系表示现实发生之情况，其中，一载频偏移系始终存在。最大容许频率平移系±250KHz，且，第5图系表示一载频偏移系-250KHz之情形。在这个例子中，短训练信号序列之导引载波系不再设置于滤波器函数之零点，且，系可能对这种平均程序形成一噪声贡献。在这个例子中，这种平均程序系实施于一2.4μs之间隔。

[0015] 如第5图所示，每个衰减载波之能量系可以加总，进而预测这种累积程序期间之噪声功率，其中，这种噪声功率系信号强度大小之-25dB。另外，热噪声亦应该加总至这种噪声贡献，其中，热噪声之噪声功率系输入噪声功率大小之-10×log10(3×16)＝-16.8dB。

[0016] 这种情况系可以容许进一步改善，若这种短训练信号序列之不止三个短序列可以累积。然而，提供于这种预测程序之序列数目亦需要限制，因为这种短训练信号序列仅具有十个短序列。根据接收路径之架构，第一序列之部分系可能遗失(基于脉冲串检测、增益调整、瞬变状态等原因)，藉此，不可利用、正确序列之数目系可能进一步限制。然而，短序列总数最好系可以限制于二至五个之间。

[0017] 直流(DC)偏移预测之另一种策略系于长训练信号序列期间(其中，长训练信号序列系包括两个正交频分多路复用(OFDM)符号T1及T2)，或，沿着具有负载数据之正交频分多路复用(OFDM)数据符号实施这种预测程序，藉以储存这个长训练信号序列，及，在可以提供直流(DC)偏移预测时校正这个长训练信号序列之直流(DC)偏移，及，不利用这个长训练信号序列于频道预测程序，除非这种直流(DC)偏移校正程序已经完成。在这种例子中，128个取样之直流(DC)偏移预测亦有其可能。藉此，这种直流(DC)偏移预测程序之一噪声贡献(其中，这种噪声贡献系来自热噪声)大约等于输入噪声功率之-10(log10(128)＝-21dB。在这种例子中，问题系存在于信号本身。五十二个载波系全部调制于物理层收敛协议(PLCP)前导之这个部分，及，调制于全部后续正交频分多路复用(OFDM)符号。

[0018] 第6图系表示载频偏移等于-240KHz之情况，其中，这种平均程序系实施于一区段6.4μs之长训练信号序列。利用信号自身产生之一噪声粗略预测系信号功率之大约-20dB，也就是说，相较于较短训练信号序列之例子，噪声贡献系恶化-5dB。为了取得基于相同位准之噪声数值大小，相较于基于短训练信号序列之直流(DC)偏移预测程序，这种累积程序必须实施于至少四个正交频分多路复用(OFDM)符号。因此，在频道预测程序以前，一可靠之直流(DC)偏移预测将不可能得到。

发明内容

[0019] 有鉴于此，本发明之主要目的系提供一种多载波接收信号之直流(DC)偏移预测方法，特别是，一种无线接收器接收路径之正交频分多路复用(OFDM)接收信号之直流(DC)偏移预测方法，藉以改善这种直流(DC)偏移预测程序之可靠度。特别是，本发明之主要目的系提供一种直流(DC)偏移预测程序之噪声影响降低方法。

[0020] 本发明上述及其它目的利用下列特征达成：一种多载波接收信号的直流偏移预测方法，实施于一无线接收器的接收路径，该预测方法包括下列步骤：以脉冲串形式传输信号，且各个脉冲串具有一相同训练信号序列，以形成一周期性信号；经由该训练信号序列的一测量区段的信号平均数值以得到直流偏移；以及利用一上升加权函数加权该训练信号序列的该测量区段的一第一时间次区段，且利用一下降加权函数加权该测量区段的一最后时间次区段。另外，本发明亦提供一种基于本发明预测方法之补偿方法。另外，本发明亦提供一种装置，藉以实施本发明之预测方法，及，实施本发明之补偿方法。

[0021] 根据本发明之方法系基于下列事实，亦即：多载波信号系以脉冲串形式传输信号，且，各个脉冲串系具有一训练信号序列。各个训练信号系彼此相同，藉以形成一周期性信号。这些训练信号系可以用于其它目的，举例来说，例如：同步化、增益位准调整、及诸如此类。举例来说，基于标准IEEE 802.11a/g定义之脉冲串结构，形成于脉冲串开头之十个短训练信号序列系可以利用。直流(DC)偏移系由该训练信号序列之一测量区段之信号平均数值得到。

[0022] 根据本发明之一主要特征系包括：于该测量区段之开头及结尾提供次区段，其间，该训练信号序列欲加总形成平均数值之信号系利用一特定方式加权。在这种例子中，在该测量区段之开头，目标系利用一上升加权函数加权该测量区段之一第一时间次区段，且，在该测量区段之结尾，目标系利用一下降加权函数加权该测量区段之一最后时间次区段。事实上，已知技术之矩形测量窗口系利用具有一上升区段及一下降区段之测量窗口取代，其中，该等加权函数系可能是线性或非线性。如先前所述，基于本发明之测量窗口，这种平均程序之噪声影响系可以显著降低。

[0023] 另外，该第一时间次区段及该最后时间次区段之间最好系具有一不需要加权之中央时间次区段。这种程序最好系实施，藉此，该中央时间次区段之信号或数字化信号数值系可以乘以一常数标准化数值，且，该等加权时间次区段之信号或数字化信号数值系可以乘以加权因子，其中，该等加权因子系小于该标准化数值，且，该等加权因子之时间波形系利用该等加权函数支配。

[0024] 在这种例子中，该上升加权函数及该下降加权函数并不需要单调地上升或单调地下降。事实上，该上升加权函数系可以经由一相对较低之加权数值开始，且，结束于一相对较高之加权数值(虽然两者间亦可能具有下降区段)。利用相同方法，该下降加权函数系可以经由一相对较高之加权数值开始，且，结束于一相对较低之加权数值(虽然两者间亦可能具有上升区段)。然而，无疑地，最简易加权函数之实施方式系具有一线性上升区段及一线性下降区段，也就是说，一斜面上升区段及一斜面下降区段，其中，该上升加权函数系经由零点开始、并结束于该标准化数值，且其中，该下降加权函数系经由该标准化数值开始、并结束于零点。

[0025] 在一较佳实施例中，首先，该接收信号系数字化，且，该累积程序系基于该测量区段之该等数字化信号数值，其系于对应时间分别乘以该加权函数(也就是说，先前所述之加权因子)之数字数值及该非加权函数之该数字标准化数值。随后，由此形成之乘积系加总，且，该等乘积之加总结果系可以形成。藉此，实际累积程序系可以首先完成。接着，该累积结果亦必须除以该等时间次区段之权值加总结果，其中，各个时间次区段之权值系正比于该等时间次区段之加权函数或非加权函数之曲线下方面积。举例来说，在最简易之例子中，若该加权函数系一线性上升或一线性下降斜面，则该权值系等于0.5(若该权值系基于该非加权函数之数字数值1以标准化)。

[0026] 该等非加权函数之数字数值系可以利用一数字标准化数值提供，且，该数字标准化数值系始终维持常数。随后，该上升加权函数之数字数值系应该经由一等于或接近零之数值上升至一对应或接近该数字标准化数值之数值，且，该下降加权函数之数字数值系应该经由一对应或接近该数字标准化数值之数值下降至一等于或接近零之数值。

[0027] 如先前所述，具有一线性区段、斜面上升或斜面下降区段之简易加权函数系可以利用。然而，非线性加权函数亦可以利用。

[0028] 利用相同方法，具有一非单调上升或非单调下降之加权函数亦可以利用。

[0029] 根据本发明方法之一种重要应用系正交频分多路复用(OFDM)传输方法，特别是，标准IEEE 802.11a/g定义之一种传输方法，其中，一脉冲串结构系定义，且，这种方法系利用该脉冲串开头之具有十个短训练信号序列之一前导区段。该等训练信号序列之一区段系可以做为本发明方法之一测量区段。藉此，直流(DC)偏移系可以于该累积程序及评估程序以后得知，且，可以用于后续长训练信号序列之直流(DC)补偿，藉以容许频道预测之改良。

[0030] 该等时间次区段之长度系可以对应于至少一区段之长度，其中，一区段之长度系对应于一训练信号序列之长度，也就是说，对应于该训练信号序列之周期。因此，在实施本发明方法之正常情况中，该第一时间次区段系具有一区段之长度，该中央时间次区段具有至少一区段之长度，且，该最后次区段系具有一区段之长度。

[0031] 根据本发明之方法系可以改良，藉以提供一种补偿方法。首先，基于先前所述之方法预测一直流(DC)偏移。随后，由该接收信号减去该预测直流(DC)偏移。较佳者，该补偿程序系可以用于该训练信号序列之脉冲串，藉以用于该预测程序。如先前所述，事实上，该补偿程序亦可以用于该长训练信号序列之接收信号，藉此，利用该长训练信号序列之频道预测程序系可以更可靠地实施。

[0032] 另外，本发明亦提供一种实施本发明方法之装置，该装置系包括：装置，用以检测该训练信号序列(用于该预测程序)，及，用以发射一对应信号；以及装置，用以在该检测装置接收一检测信号以后，预测该直流(DC)偏移。

[0033] 较佳者，该接收信号之数字化装置系排列于该预测装置之接收路径上行电路。随后，该预测装置系包括：装置，用以累积该训练信号序列之信号数字化数值(训练信号序列)及该加权函数或该非加权函数之数字数值之乘积。另外，该预测装置系包括：装置，用以相除该累积结果及该等时间次区段之权值加总结果。

[0034] 另外，一种改良装置系包括：装置，用以补偿该直流(DC)偏移，其中，该装置系排列以供应该预测直流(DC)偏移及该接收信号，且，该直流(DC)偏移系可以由该接收信号减去。

附图说明

[0035] 根据本发明方法及装置系利用较佳实施例之文字，配合所附图式详细说明如下，其中：

[0036] 第1图系表示一种基于标准IEEE 802.11a/g之脉冲串结构；

[0037] 第2图系表示没有载频偏移(A)及具有载频偏移(B)之直流(DC)偏移影响；

[0038] 第3图系表示时域(A)(具有同相(I)信号成分及正交(Q)信号成分)及频域(B)之一种短训练信号序列；

[0039] 第4图系表示已知平均程序于2.4μs间隔之一种频率相关滤波器函数(不存在任何载频偏移)；

[0040] 第5图系表示已知平均程序于2.4μs间隔之一种频率相关滤波器函数(存在-250KHz之载频偏移)；

[0041] 第6图系表示已知平均程序于长训练信号序列之2.4μs间隔之一种频率相关滤波器函数(存在-250KHz之载频偏移)；

[0042] 第7图系表示实施本发明方法(A)之电路方块图，该电路系具有直流(DC)偏移预测器(B)；

[0043] 第8图系表示本发明平均程序于2.4μs间隔之一种频率相关滤波器函数(粗线)；

[0044] 第9图系表示本发明方法(9.1)、具有短训练信号序列之已知方法(9.2)、具有长训练信号序列之已知方法(9.3)中，未滤波噪声功率(利用平均程序传输)/信号功率及输入信号噪声比之关系；

[0045] 第10图系表示标准训练信号序列之部分，该标准训练信号序列系具有第7图检测单元之开始信号及停止信号；

[0046] 第11图系表示基于第12图算法以实施本发明方法之电路方块图；以及[0047] 第12图系表示一种实施本发明方法之算法。

具体实施方式

[0048] 如第7A图所示之电路方块图，一正交频分多路复用(OFDM)接收信号系送进一正交频分多路复用(OFDM)无线接收器之接收路径以进行正交调制，藉以产生一同相(I)信号成分及一正交(Q)信号成分。两信号成分系同时供应至一无线局域网(WLAN)检测单元1，且，该无线局域网(WLAN)之目的系基于无线局域网(WLAN)或欧洲电信标准协会(ETSI)标准，利用短训练信号序列检测以检测一无线局域网(WLAN)信号之存在。每当检测到前导之短训练信号序列开头，该无线局域网(WLAN)检测单元1系利用一开始信号，藉以将事实发送至一直流(DC)偏移预测器2。同样地，每当检测到前导之短训练信号序列结尾，该无线局域网(WLAN)检测单元1系利用一停止信号，藉以将事实发送至该直流(DC)偏移预测器2。

[0049] 该直流(DC)偏移预测器2系实施该开始信号及该停止信号间之直流(DC)偏移预测。每当检测到前导之短训练信号序列结尾，该直流(DC)偏移预测器2系发出该同相(I)信号成分之预测结果DC_I及该正交(Q)信号成分之预测结果DC_Q至一直流(DC)偏移校正单元3。另外，该直流(DC)偏移校正单元3亦同时供应正交调制之未校正同相(I)信号成分及正交(Q)信号成分。该直流(DC)偏移校正单元3系校正该同相(Q)信号成分及该正交(Q)信号成分，且，补偿该同相(Q)信号成分及该正交(Q)信号成分之直流(DC)偏移，亦即：由该同相(Q)信号成分及该正交(Q)信号成分减去该直流(DC)偏移预测器2之预测结果DC_I及预测结果DC_Q。利用该减去程序，该直流(DC)偏移校正单元3系可以得到校正或补偿之同相(I’)信号成分及正交(Q’)信号成分。

[0050] 如第7B图所示，在该同相(I)信号成分及该正交(Q)信号成分之路径中，该直流(DC)偏移预测器2系分别具有一累积器21及一除法器22。根据本发明直流(DC)偏移预测方法之累积程序系实施于该累积器21。在该除法器22中，该累积程序之加总结果系除以各个时间次区段之权值加总结果。

[0051] 在各个例子中，该同相(I)信号成分及该正交(Q)信号成分系利用一模拟数字转换器(图中未示)数字化，且，数字化取样数值系供应至该累积器21。如已知技术，该累积程序系不再加总一测量区段之取样数值。事实上，该等取样数值首先系加权，然后再加总。为了达到目的，该累积器21亦供应一加权函数之权值。在这种例子中，下列三种加权函数系可以定义：

[0052] (1)上升加权函数

[0053] (2)无需加权函数

[0054] (3)下降加权函数

[0055] 加权函数之线性、斜面波形系可以用于上升加权函数及下降加权函数。然而，加权函数之波形亦可能是非线性的，举例来说，具有一上升余弦函数之波形。

[0056] 在第8图中，细线系表示已知平均程序于相同2.4μs测量间隔之频率相关滤波器函数，如第4图及第5图所示(20MHz之48个取样)。另外，粗线系表示本发明平均程序之频率相关滤波器函数。在这种例子中，该平均程序系实施于三个区段，其中，各个区段系对应于一训练信号序列，且，各个区段系具有一0.8μs之长度。在第一区段中，信号系利用一线性上升加权函数加权。在第二区段中，信号系不需要加权。在第三区段中，信号系利用一线性下降加权函数加权。如图中所示，一±250KHz之载频偏移之滤波器带通函数，除中央波瓣以外，仅会具有三个大于-40dB之波瓣。相对于此，已知平均程序(粗线)之所有波瓣均会大于-40dB。这表示：信号自身产生之噪声预测系大约等于信号功率大小之-35dB，藉此，本发明平均程序，相较于已知平均程序，系可以具有+10dB之改良。

[0057] 同样地，第8图亦表示：本发明方法之频率响应，在0.5MHz以下，并不如已知方法之频率响应。这表示：基于热噪声之原因，预测噪声系轻微上升。在一2.4μs测量间隔(48个取样数值)之例子中，噪声变动差异之大小系等于1dB。这表示：-15.8dB之噪声功率(本发明方法)及-16.8dB之噪声功率(已知方法)。这种恶化系可以忽略，若高速率传输模式系特别想要良好之直流(DC)偏移预测，其中，噪声功率系显著小于信号功率(-20dB或更低)。

[0058] 第9图系表示各种实施方式中，预测噪声功率/信号功率及输入信号噪声比(SNR)之关系(基于一250KHz载频偏移之假设)。曲线9.1系表示利用本发明方法之关系，曲线9.2系表示利用短训练信号序列之已知方法之关系，且，曲线9.3系表示利用长训练信号序列之已知方法之关系。曲线9.1及曲线9.2之测量窗口系2.4μs，且，曲线9.3之测量窗口系6.4μs，也就是说，整个长训练信号序列。如图中所示，本发明方法系可以较已知方法具有更理想之结果，即使在输入信号噪声比大于2.8dB之情况下。相对于长训练信号序列，没有任何加权类型可以显著改良该平均程序，即使是在具有大量取样数值(128个取样数值，相较于本发明方法之48个取样数值)之情况下。

[0059] 直流(DC)偏移预测之结果系可以改良，若该平均程序之区段数目可以愈多，或，若该平均程序之短训练信号序列数目可以愈多。有鉴于此，直流(DC)偏移预测之短训练信号序列数目系应该尽可能增加。

[0060] 下文所述之实施方式系基于该无线局域网(WLAN)检测单元1(如第7图所示)之开始信号发出时间未明确定义之假设，且，如第10图所示(举例来说)，可以发生于该训练信号序列之任何给定时间t5。第10图系表示一种典型情况，其中，脉冲串检测系可以实施一可变时间长度(根据传输条件)，且，信号系不会储存于一内存。

[0061] 同样地，第1图所示之无线局域网(WLAN)检测单元1系于该短训练信号序列结尾发出一停止信号。

[0062] 第一种实施方式系包括：储存该开始信号及该停止信号间之所有取样数值，及，在该停止信号以后，对应该等取样数值集合及最佳加权函数以后处理该等取样数值。

[0063] 相对地，下文系说明另一种实施方式，藉以避免这种复杂之储存程序，且，不需要定义一固定数值之取样数值于该平均程序。基于第11图所示之动态累积程序，这种预测程序系不需要任何后处理程序。第12图系表示实施这种算法之伪程序代码。

[0064] 由该开始信号开始，数字化输入信号系累积于0.8μs之第一区段。在各个例子中，该累积程序系分别实施于该同相(I)信号成分及该正交(Q)信号成分。在第一区段中，该累积程序亦可以利用两种不同之加权函数实施，其中，利用上升加权函数计算之一累积结果系表示为一变量a1，且，利用非加权函数计算之一累积结果系表示为一变量a2。在第一区段结尾，第一近似累积结果系可以得到，且，系可以等于变量a2。相同程序系重复于0.8μs之第二区段。此时，利用非加权函数计算之一累积结果系表示为一变量a1，且，利用下降加权函数计算之一累积结果系表示为一变量a2。在第二区段结尾，一更新、更精确之累积结果系可以得到，其系等于旧预测累积结果减去旧变量a2内容、再加上新变量a2内容及旧变量a1内容。这种程序系可以重复于各个0.8μs之后续区段，其中，利用非加权函数计算之累积结果系始终表示为a1，且，利用下降加权函数计算之累积结果系始终表示为a2。

[0065] 该累积程序系可以持续至该停止信号(或，持续至最大区段数目)，其通常会位于一0.8μs区段之累积中央。随后，最后直流(DC)偏移预测数值系可以表示为最常决定之累积结果除以利用权值之加总结果。若该等加权函数系利用适当方式选择，则该等权值系可以表示为整数，藉此，最终除法系可以利用简易及效率方式(一次或二次之除法因子)实施。

[0066] 利用第11图所示之实施方式，该等加权函数系可以利用下列数字数值：

[0067] 上升加权函数：01 03 05 07 09 11 13 15 17

[0068] 9 21 23 25 27 29 31

[0069] 权值加总结果：256

[0070] 非加权函收：32 32 32…32(16×32)

[0071] 权值加总结果：512(以区段为单位)

[0072] 下降加权函数：31 29 27 25 23 21 19 17 15

[0073] 13 11 09 07 05 03 01(上升加权函数之方向序列)

[0074] 权值加总结果：256

[0075] 在第11图所示之例子中，该累积结果，在该停止信号以后，系可以除以(256+256+512+512+512)＝4×512。

[0076] 另外，上升加权函数及下降加权函数亦可以选择其它数字数值序列，且，其它数字数值序列亦可能得到更佳结果。该等其它数字数值序列，如先前所述，系可以对应于该等加权函收之一非线性曲线。另外，该等其它数字数值序列亦不见得需要单调地上升或下降。举例来说，该上升加权函数系可以利用下列数字数值序列。

[0077] 上升加权函数：04.85 00.90 08.07 05.65 10.66 10.80

[0078] 13.15 15.71 16.13 19.84 20.00 22.94

[0079] 24.76 25.24 29.93 27.35

[0080] 权值加总结果：256