电子镇流器、照明系统、电设备及其工作方法

摘要

以迭代电压脉冲工作的灯用的电子镇流器。本发明涉及用于电介阻塞放电的放电灯的镇流器及其工作方法。镇流器包括一个具有通过开关实现短路的第三绕组的变压器。以此，可由外部触发信号控制将电压脉冲置入灯电路。

权利要求

1.用于灯的电子镇流器，

该镇流器具有一个电感(W1-W3)以产生包括灯在内的灯电路中的迭代电压脉冲(UL)，该电感(W1-W3)具有第一绕组(W1)，该第一绕组(W1)通过可控的第一开关(T1)由电压电源(UV)将电流(IW1)加到其上，并且由第一开关(T1)从电压电源(UV)隔离开，其特征在于：电感(W1-W3)的第二绕组(W2)，该第二绕组(W2)通过一个可控的第二开关(T2)在低电阻的情况下产生短路，并且耦合到第一绕组(W1)上，以产生镇流器的工作阶段，在该工作阶段中第二绕组(W2)在低电阻的情况下通过与所述第二绕组并联的所述第二开关产生短路。

2.按照权利要求1所述的镇流器，其中由于从外部输入进镇流器的触发信号(TR)而可结束工作阶段。

3.按照权利要求2所述的镇流器，其内部时间过程完全取决于触发信号(TR)。

4.按照上述权利要求之一所述的镇流器，其中电感是一个变压器(W1-W3)。

5.按照上述权利要求4所述的镇流器，其中所述变压器(W1-W3)是一个隔离变压器。

6.按照上述权利要求1所述的镇流器，该镇流器作为反向变换器设计用来产生电压脉冲(UL)。

7.按照权利要求6所述的镇流器，该镇流器设计用来，在将第一绕组(W1)与电压电源(UV)通过断开第一开关(T1)隔离时，第二绕组(W2)通过第二开关(T2)短路，以致于通过第一绕组(W1)的电流产生的电感由第二绕组(W2)的电流接替，并且此后断开第二开关(T2)，以使电压脉冲(UL)加到灯电路上。

8.按照上述权利要求1所述的镇流器，在断开第二开关(T2)后用时间控制元件(C53)在时间上控制第一开关(T1)的闭合接通。

9.按照权利要求2所述的镇流器，用一个脉冲形成电路(D1、D2、C50、R34)形成触发信号(TR)，其中已形成的触发信号脉冲的脉冲开始导致断开第二开关，和已形成的触发信号脉冲的脉冲结束导致第二开关(T2)的闭合接通。

10.按照权利要求2所述的镇流器，该镇流器具有一个双稳电路(U2-D、U2-E、D14)，因触发信号(TR)而通过时间控制器(C53)设置该双稳电路(U2-D、U2-E、D14)，使第一开关(T1)闭合接通，并且用一个电流测量电路(R3、R68、U3-B)测量流经第一绕组(W1)的电流(IW1)，该第一绕组(W1)可变换双稳电路(U2-D、U2-E、D14)，以断开第一开关(T1)。

11.按照上述权利要求1所述的镇流器，所述的灯是电介阻塞放电的灯。

12.由一个设计用于电介阻塞放电的放电灯和一个按照上述权利要求之一所述给放电灯供电的镇流器组成的照明系统。

13.电设备，内装有一种照明系统，该照明系统由一个设计用于电介阻塞放电的放电灯和一个给放电灯供电的按照上述权利要求1-11之一所述的镇流器组成，并且在该电设备内，将用于与电设备工作相匹配的触发信号的一个触发信号线路(TR)如此地连接到镇流器上，以致于可施加触发信号(TR)来结束按照权利要求2所述的镇流器的工作阶段。

14.按照权利要求13所述的电设备，它具有一个包含放电灯的光读出装置，其中触发信号(TR)与读出装置的读时钟匹配。

15.用按照权利要求1-11之一所述的电子镇流器使灯工作的方法，其中用电感(W1-W3)在一个包括灯在内的灯电路中产生迭代电压脉冲(UL)，其中具有电感(W1-W3)的第一绕组(W1)通过控制第一开关(T1)由电压电源(UV)施加一个电流(IW1)，并且与电压电源(UV)隔离，其特征在于，通过控制第二开关(T2)借助与所述第二绕组并联的该第二开关使电感(W1-W3)的与所述第一绕组相耦合的第二绕组(W2)在低电阻的情况下短路，以产生镇流器的工作阶段。

16.使权利要求13或14所述的电子设备进行工作的方法，包括：用按照权利要求1-11之一所述的电子镇流器使灯工作的方法，其中用电感(W1-W3)在一个包括灯在内的灯电路中产生迭代电压脉冲(UL)，其中具有电感(W1-W3)的第一绕组(W1)通过控制第一开关(T1)由电压电源(UV)施加一个电流(IW1)，并且与电压电源(UV)隔离，其中通过控制第二开关(T2)借助与所述第二绕组并联的该第二开关使电感(W1-W3)的与所述第一绕组相耦合的第二绕组(W2)在低电阻的情况下短路，以产生镇流器的工作阶段，并且通过将触发信号(TR)加到镇流器上，使镇流器的工作与电设备的工作相适应。

说明书

电子镇流器、照明系统、电设备及其工作方法

技术领域

[0001] 本发明涉及用于灯的电子镇流器、具体地说特别涉及用于电介阻塞放电(所谓“无声”)的放电灯的镇流器。本发明还涉及由该镇流器组成的照明系统、电设备及其工作方法。

[0002] 背景技术

[0003] 这种放电灯本来就是已知的。他们都必须通过电子镇流器工作，该电子镇流器使用迭代高压脉冲加到放电灯上。但是，本发明却集中于其它种类灯的镇流器，这种灯可用迭代方式产生的电压脉冲工作，并且具体来说，本发明特别集中于如在电介阻塞放电时具有电容性特性的那种灯或诸如此类的灯。

[0004] 此外，本来已知在产生高压脉冲的镇流器中使用电感，并且通过不同的变流器方案、譬如所谓的正向变流器或反向变流器产生所需要的电压脉冲。在这种情况下，电感系指简单的扼流圈或也系指一个所谓的自耦变压器，该自耦变压器具有用于电源电路的和用于包括灯在内的灯电路的抽头，或者在此优选的是系指隔离变压器。电源电路通过电感产生电流，并且在这种情况下使用一个在此称之为第一开关的开关接通(通常为主电路开关)。 发明内容

[0005] 本发明所基于的技术问题是进一步研制镇流器的这种通用方案。 [0006] 为此目的，本发明提供一个产生镇流器工作阶段的电感的第二绕组，该第二绕组通过可控的第二开关在低电阻的情况下可短路，并且与第一绕组耦合，在所述的工作阶段中第二绕组以低电阻短路。

[0007] 对此，本发明用于灯的电子镇流器具有一个电感以产生包括灯在内的灯电路中的迭代电压脉冲，该电感具有第一绕组，该第一绕组通过可控的第一开关由电压电源将电流加到其上，并且由第一开关从电压电源隔离开，其中电感的第二绕组通过一个可控的第二开关在低电阻的情况下产生短路，并且耦合到第一绕组上，以产生镇流器的工作阶段，在该工作阶段中第二绕组在低电阻的情况下通过与所述第二绕组并联的所述第二开关产生短路。

[0008] 本发明还涉及由一个设计用于电介阻塞放电的放电灯和一个按照上述给放电灯供电的镇流器组成的照明系统。

[0009] 本发明还涉及一种电设备，上述的照明系统装在该设备内，并且在该设备内，将用于与电子设备工作相匹配的触发信号的一个触发信号线路如此地连接到镇流器上，以致于可施加触发信号来结束所述的镇流器的工作阶段。

[0010] 本发明还涉及用所述的电子镇流器使灯工作的方法，其中用电感在一个包括灯在内的灯电路中产生迭代电压脉冲，其中具有电感的第一绕组通过控制第一开关由电压电源施加一个电流，并且与电压电源隔离，通过控制第二开关借助与所述第二绕组并联的该第二开关使电感的与所述第一绕组相耦合的第二绕组在低电阻的情况下短路，以产生镇流器的工作阶段。

[0011] 本发明还提供一种使上述电子设备进行工作的方法、包括上述用所述的电子镇流器使灯工作的方法，并且通过将触发信号加到镇流器上，使镇流器的工作与电设备的工作相适应。

[0012] 于是，本发明以电感绕组短路的可能性为特点。实际上，这种短路自然具有某种与0不同的欧姆电阻，但与其余的阻抗相比是低电阻的，以便能起到在下面更详细地说明的作用。绕组的低电阻短路将使该绕组上的电感电压阻碍或限制到一个很小的值。由此，得到的结果是透过第二绕组的磁通主要在时间上是不变的、也即与其它时间特性曲线相比其时间变化只是很慢的。为具体说明起见，在本发明所述的镇流器中，透过第二绕组的磁通于是可能被“冻结”起来。另外，在这种情况下，第二绕组也可以是第一绕组的一部分或相反，也即通过一个或多个抽头不同于第一绕组。可是，这也可系指一个真正的第二绕组。如果这系指一个隔离变压器，则该隔离变压器具有2个绕组、即第一和另一个(第三)绕组。然后，第二绕组或者是第一或者是第三绕组的一部分，或者也可是本身独立的、被隔开的绕组。 [0013] 由此，对于镇流器的研制人员和工作来说得到一个在本发明中可用不同方式使用的新的自由度。

[0014] 如果需要的话，通过冻结透过第二绕组的磁通，进一步抑制磁芯的磁反应(在任何情况下都涉及到第二绕组的磁化电感)，这些都特别是可能的。由此，在短路期间，只有在实电感情况下具有的漏电感仍起决定性作用。本发明的这些方面在同时提交的平行申请中由同一个申请人详细说明。

[0015] 与此相反，在本申请范围内优选使用第二绕组的短路和通过该短路确定的工作阶段(下面为简单起见，该工作阶段称之为短路阶段)来在时间上控制镇流器工作。 [0016] 为此目的，优选通过从外部引入镇流器的触发信号来结束短路阶段。于是，镇流器工作可调谐到外部触发信号上，方式是通过触发信号触发使短路阶段结束(也可能是开始，可是在此也为优选方式)。当然，在这种情况下不需要真正地同时存在触发信号和短路阶段结束。更多地是可能出现不可避免的或有意的延迟。这取决于在时间控制中出现的原因。

[0017] 按狭义理解，只要还讲到镇流器中独立振荡的系统，和用触发信号使镇流器的这种振荡同步，触发信号就可能系指同步信号。但是，在此按狭义理解，却优先取决于触发，也即取决于在镇流器中通过触发信号完全在时间上控制内部时间过程。换句话说：在触发信号消失时，镇流器的工作原则上结束，这样，镇流器也就完全可从触发信号中推导出其内部时间过程。因此，不存在独立的工作时钟信号。显然，用电子状态及其测量控制内部序列不会妨碍这种情况，因为按照本发明，这种状态最终要归因于触发信号。

[0018] 用于电感或优选的变压器的在本申请的范围内优选的变流器方案是一个反向变流器的方案。在采用反向变流器时，由电源电流流经第一绕组，并且该电流通过第一开关断开。通过中断所产生的电感电压脉冲在灯电路中作为点火或工作电压脉冲被用于灯。 [0019] 在本发明的特殊方案中，镇流器在此应如此设计，以致于在将第一绕组与电源电路的电压源进行这种隔离绝缘时，也即断开第一开关时，第二开关闭合接通，并且由此第二绕组短路。在此刻，这可立即发生，或这(在采用开关的单向导通或整流线路布置时)已经在前一时刻实现。随后，在第一绕组中断的电流由于短路和与此相比灯电路的很高的阻抗而实际上已完全由第二绕组(考虑到变压比)承担，并且在那里主要是保持。如果接着第二开关断开，这在某种程度上如同按照反向变换器方案象常规断开第一开关那样具有相同的效应，并且在灯电路中产生已经描述过的电感电压脉冲。于是，短路阶段相对于在电源电路中断开第一开关而延迟了灯电路的电压脉冲。

[0020] 当然，也可在其它的变流器方案中、例如在正向变流器中，提供使用类似的“冻结状态”。在此，基本的思想在于，第二绕组的短路使电感或变压器“冻结”在一个确定的状态，这在任何情况下都涉及穿透第二绕组的磁通。

[0021] 由于灯的工作是迭代的，所以在优选的反向变流器的范围内断开第二开关时，接着闭合接通第一开关。第一开关的这种闭合接通在依赖于断开第二开关情况下用时间控制来实现，也即在一个时间控制组件譬如RC组件给定的时间常数过去之后。这自然可用状态控制来实现，譬如依赖于加在第一开关上的电压。在一个MOSFET的情况中，这依赖于漏源电压。在本发明中，可是对于开关、特别是第一开关，也都可使用IGBT。这具有成本优势，并随着技术发展，电子特性越来越好。

[0022] 本发明所述的镇流器电路(该镇流器电路在实施例中作了详述)的优选的实施方案，一方面以引入触发信号的脉冲整形电路为特点。这个脉冲整形电路使引入的触发信号的整形与下面的镇流器的电路部分的需求匹配，并且特别是传播脉冲，以致于得出结果是在脉冲开始和脉冲结束之间有一个很大的时间间隔。在优选的实施方案中，已整 形的触发信号的脉冲开始将导致断开第二开关，脉冲结束将导致闭合接通第二开关。还有原则上在脉冲开始或脉冲结束和相应的由此引起的开关反应之间自然存在着所确定的时间延迟仍有效。但是，考虑到脉冲开始，特别优选这种延迟不超过不可避免的延迟，以使尽可能瞬间触发成为可能。

[0023] 此外，优选的实施方案以可用触发信号设置的双稳态电路为特点。这种双稳态电路通过触发信号的开始优选地在时延之后进行设置，并且通过设置导致第一开关闭合接通。另一方面，当达到确定的电流值时，通过测量流经第一绕组的电流的测量电路重新设置双稳态电路。于是，断开第一开关。这样，时间延迟在联系到前述的段落的情况下可在断开第二开关和由此得到的短路阶段的结束和新的充电阶段开始之间确定时间间隔。然后，新的充电阶段的结束在依赖于第一绕组电流的情况下不是通过时间常数，而是通过状态控制进行控制。但是，由于充电开始取决于触发信号，作为固定存在的电感和电源电压的结果，这也可间接地适用于电流测量电路的动作。因此，在这里也不涉及镇流器的独立的时钟。 [0024] 通常，根据通过第一绕组达到确定的电流的情况，断开第一开关具有某种优点。馈入电感的能量即使有这个反向变流器脉冲也与流经第一绕组的这个电流的平方成正比。当由于达到确定的电流值，第一开关断开时，这个“能量单位”是常数。如果在常规的镇流器的情况下，无须采用其它措施就使一个可比较的开关达到一个稳定不变的电流值，这样，无意的、但也是不可避免的电源电压的升高或降低以相应的在以前或以后达到的这个电流值和由此在转换瞬间产生的时间上的变化都值得注意。最后，电源电压的提高随着频率的提高，和电源电压的降低随着频率的降低都值得注意，这违背时间上与外部设备匹配，并且另外由于“能量单位”的频率提高会导致功率的提高。相反，在正常的转换瞬间通过“能量单位”增加或缩小，功率起伏是不可避免的。

[0025] 在本发明中，现在可使第一开关的转换瞬间匹配到正确的稳定的电流值。在此所出现的时间变化可通过短路阶段的匹配得到补偿，以致于总的可得到一个内在的功率稳定。只要在转换瞬间不通过电流值的匹配进行纠正，则只在由于其它原因产生变化的触发信号的短暂时 刻，由于触发信号不正常性带来的结果，可能得到一个短期的功率变化。但是，这种功率变化是短暂地和毫无意义的，并且不能与电源电压变化所引起的功率变化相比较。

[0026] 除镇流器本身以外，本发明还集中于建立一种照明系统，该照明系统由镇流器和一个匹配的放电灯组成，设计的该放电灯电介阻塞放电。

[0027] 此外，本发明得到的特殊优选的应用是优选在具有光读出装置的电子设备中使用，这种照明系统就用在所述的电子设备中。在此，灯可能是照明装置的部分。此外，如果设备现在有一个光读出装置，譬如传真机中的或其它办公设备中的扫描仪，则时钟脉冲信号譬如保证在照明装置的灯的迭代脉冲工作和这种读出装置的读出时钟之间进行调谐。 附图说明

[0028] 下面，将详细地以方框图的形式说明常规镇流器的例子和详细说明本发明的一个详细的实施例。在此所公开的独立特征按本发明还有其它的合并特征。特别是，本发明不仅集中在上述的和下面所要说明的镇流器、照明系统等等，而且也集中在同样是上述的和下面隐含地说明的工作方法。因此，独立特征鉴于其重要性也可分别理解为方法特征。 [0029] 图1按照现有技术示出了电介阻塞放电灯用的镇流器的极简化的电路图。 [0030] 图2示出了与图1的电流和电压曲线图。

[0031] 图3按照本发明示出了镇流器的极简化的电路图。

[0032] 图4-6示出了来自图3的镇流器的电流和电压特性曲线图。

[0033] 图7示出了在图3中给出的电路图的详细的开关装置。

具体实施方式

[0034] 图1示出了常规镇流器的极简化的电路图，该镇流器具有一个电源电压UV和一个提供给灯的输出电压UL，这两个电压都接地(在图1的下端)。电源电压UV具有一个隔离变压器的第一绕组W1，其对面的一端通过第一开关T1接地。第一开关T1通过控制电路S1以在此只是用原则上很重要的方式进行控制。

[0035] 隔离变压器的另一个、在这里为一致起见被称之为第三绕组的绕 组W3以电感方式与第一绕组W1耦合，并且一方面接地和另一方面与所规定的电介阻塞的放电灯耦合。这通过灯电压UL用符号表示。于是，灯电路包括灯、第三绕组W3和其它在此并不显重要的组件。

[0036] 如果在图1给出的电路作为反向变流器工作，则通过第一绕组以典型的方式一方面得到电压UL、并且另一方面得到通过第一绕组的电流IW1的在图2所示的特性曲线。在此可用图的形式区分3个阶段。在图2用1标示的阶段中，绕组电流IW1成线性升高，第一绕组W1则充电。在阶段1结束，第一开关T1断开，以致于IW1骤然降至0，并且同时在第三绕组W3的输出端形成一个高电感电压脉冲UL。这作为点火或工作脉冲用于放电灯。这个电压脉冲UL时间段用2标示。一般来说，在阶段2结束，则通常闭合接通开关T1。在电压脉冲结束，在被称之为空转阶段的阶段3中仍通过变压器W1、W3从灯电路反馈回剩余的多余能量，这正如用基本上为线性降落的绕组电流IW1(具有与充电阶段1相反的符号)的值所示出的。这个第三阶段无缝隙地过渡到新的第一阶段。对于被看成图2中的阶段3的反馈过程，也即在具有体效应二极管的MOSFET的情况下，对于通过第一绕组W1流经那里的电感电流流量来说，闭合接通第一开关T1并非是绝对必要的，因为体效应二极管在这种极性下(向电源电压UV中反馈能量)携带电流IW1。

[0037] 图3以进一步符合图2的表现形式示出了按照本发明所述的镇流器的基本电路图。在此，隔离变压器具有第二绕组W2，该第二绕组W2可通过第二开关T2和二极管D5实现短路。开关T2由代替图1中所示的控制器S1的控制器S2控制，该控制器S2另外也控制串行地与第一绕组W1连接的第一开关T1。

[0038] 图4-6除灯电压UL和流经第一绕组的电流IW1，此外还示出了流经第二绕组W2的电流IW2和用于第一开关T1或第二开关T2的控制电压UT1和UT2、也即控制器S2的控制信号。

[0039] 从图4中可看出控制电压UT2在已经描述过的断开第一开关T1以后，也即UT1的脉冲下降沿以后显示一个延时的下降沿。这相当于断开第二开关T2，并且如图6所示，这导致在图2中直接在断开开关T1后紧接着产生的电压脉冲UL。这样，与图1和2所示的常规的实施例相比的区别在于，通过断开第二开关T2和不断开第一开关T1来预定 灯电路绕组W3的输出端的电压UL的时间特性曲线。除电流IW1的相当长的间歇阶段外，如在图2已经显示的那样，可说明其余的时间特性曲线。在这种情况下，第一开关T1最迟随着电流IW1的过零点重新接通。正如所述，单是由于开关T1的续流二极管，反馈是可能的。然后，接通第一开关T1使得可能进行新的充电过程、也即电流IW1继续地成线性升高。

[0040] 与信号UT1的上升沿相反，信号UT2的上升沿是倾斜的。这在原则上没意义。在现有的实施例中，从电容器放电接着反转来获得信号UT2，这会造成倾斜的升高形状。第二开关T2的接通时间要求不高。它只须在第一开关T1的断开时间之前出现。在这个实施例中，相当早地接通第二开关T2，如图4已知的，不干扰电路中的过程直到断开第一开关T1为止，因为到那时相应的电感电压应如此极化，以致于在图3中所看到的二极管D5阻塞，并且由此在断开第一开关T1时实际上只有通过电感电压的极性变化实现短路。

[0041] 此外，可以看出尽管如同在类似类型的常规电路中一样，在另外规定的参数的情况下，主要在所谓的第三阶段期间规定了充电阶段的时延(IW1的正升高)、电压脉冲UL的时延和反馈。但是，在某种程度上作为第四阶段的在第一和第二阶段之间切换的短路阶段的时延，是可自由选择的。由此，断开第二开关T2、也即信号UT2的下降沿对外部的触发信号有反应，并且由此使得电源脉冲UL的完全从外部确定的和在需要时为非周期性的时钟成为可能。从图3中所示电路的内部时钟是不需要的。触发信号在图3中作为控制电路S2的输入端用符号标示为线路TR。

[0042] 图7示出了在图3中已经显示的本发明所述的镇流器的原理电路的详细电路图。但在图7中，电源电压的电压控制电路、干扰抑制电路、辅助电源电路等诸如此类对专业人员都是很熟悉的，并且对本发明所述的原则来说次要的细节可忽略。

[0043] 在上部范围内，可看到电压电源UV，该电压电源UV作为电源电压UV被加到在右上方可看到的第一绕组W1上。通过电阻R32、R2、R5、R4、R1、R54和R37以及晶体管Q6的集电极所示的箭头用符号标示了由电压电源UV引出的电源电势，该电源电势全部都是正的，不一一详述。第一绕组W1通过已提到的第一开关T1、一个功率MOSFET以及一 个电流测量电阻(在实际执行中由于电流负载而给出了分流电阻的并联电路)接地。第一开关T1通过一个由2个双极性晶体管Q10和Q11组成的本身已知的驱动电路(所谓的推挽电路)进行控制，为此目的，其门电路连接在这些驱动晶体管的发射极上。驱动晶体管Q10和Q11的基极联接，并且引到图7的左下方所示的并在下面还要说明的控制电路上(图3中的S2)。这种联接可通过二极管D15将基极的电势“降下”。当这些不能实现时，基极的电势通过电阻R32和上面已提到的电压电源UV“升高”。

[0044] 图7的右上方，有带绕组W3的灯电路和用符号标示其余灯电路的在其间具有电压UL的2条引线。

[0045] 此外，在图7的右上方，可看到有带第二绕组W2、第二开关T2以及二极管D5的“短路电路”。同样，这指的是一种功率MOSFET，其门电路通过双极性驱动电路Q6和Q7进行控制。双极性晶体管Q6和Q7的基极通过一个图7的右上方向下和在图7的下方向左引入的线路，由已提到的控制电路(图3中的S2)进行控制。这也可通过二极管D24实现。 [0046] 在图7的左下方，详细示出了控制电路。外部触发信号TR从左进入，并且用脉冲形成电路传播，该脉冲形成电路从那里直到包括部件R37和Q4在内，也即通过二极管D24直到双极性驱动晶体管Q6和Q7的基极的引线为止。为此目的，上升沿通过二极管D2和电阻R65和电压放大晶体管Q4实现反向、放大其电压和瞬间通过。D3表示肖特基二极管可使双极性晶体管Q4去饱和。

[0047] 但是，触发脉冲的下降沿通过主要由电阻R34和电容器C50组成的时间电路实现延时，并且用这个时延实现反向和以电压放大方式进行转发。在时间电路中，可通过二极管D2快速给电容器C50充电，但是也可通过二极管D1和电阻R34只是很慢地放电。 [0048] 于是，触发信号TR的通过反转现在下降的起始沿通过二极管D24可降低驱动晶体管Q6和Q7的基极电势，并且由此断开第二开关T2。开关T2一直断开，直到由于延时在二极管D24的另一端上的电势重新升高为止，以致于二极管D24阻塞，并且基极通过电阻R1重新升高，由此，第二开关T2闭合接通。这个过程符合图4-6中信号UT2的倾斜上升。 [0049] U2-B、U2-C、U2-D和U2-E标示了反向施密特触发器。在施密特触发器U2-B的输出端和施密特触发器U2-C的输入端之间的电容器C53和电阻R54构成了另一个时间元件。通过施密特触发器U2-B，重新建立触发信号TR的原极性。于是，电容器C53随着其下降沿开始充电，其右端引线通过电阻R54连到正电势。

[0050] 于是，这将导致在施密特触发器U2-C中输入交流电压脉冲，该施密特触发器U2-C反向地通过二极管导通，并由此作为正电压脉冲出现在施密特触发器U2-C的输出端。二极管D7允许这个脉冲通到施密特触发器U2-D的输入端。

[0051] 触发信号TR的下一个上升沿以上升方式出现在施密特触发器U2-B的输出端。由于通过施密特触发器U2-C的输入端的箝位二极管(在此并未画出)能使电容器C53的右端不超出在电阻R54的上方施加的电源电势，所以这个正的脉冲沿不通过施密特触发器U2-C转送出去。

[0052] 流经第一开关T1的电流，也即充电电流IW1通过电阻R68进行测量。相应的电压值通过电阻R15加到比较器U3-B正的输入端。于是，一个通过可变电阻R3和电阻R5构成的参考电压值Vref加到负的输入端(通过另一个电阻R16)。在此，电容器C9只用于去干扰。因此，当电流IW1超过一个由Vref确定的阈值时，比较器的输出端为正。为准确起见，这可通过电阻R4和通过所说的电阻R4连接的电源电势实现，因为比较器U3-B的输出端超过阈值后成为高电阻。在IW1为低电流值时，比较器U3-B的输出端相反为低电阻，以致于二极管D9阻塞。

[0053] 由在施密特触发器U2-E的输出端和施密特触发器U2-D的输入端之间的用二极管D14和电阻R6构成的反馈产生一个联锁。两个施密特触发器U2-D和U2-E，连同这个反馈环路一起构成一个双稳电路。因此，超过IW1阈值构成的正脉冲可以设置位于施密特触发器U2-E的输入端的上述已提到的双稳电路，并且由此通过驱动晶体管Q10和Q11断开第一开关T1。

[0054] 如上所述，触发信号TR的下降沿通过电阻R34和电容器C50组成的时间电路产生延时，并且通过二极管D7作为正脉冲加到双稳电路的输入端。这个脉冲可转换双稳电路，以使第一开关T1闭合接通。

[0055] 触发信号TR的上升沿可全部主要在瞬间导致断开第二开关T2。如上所述，第二开关T2在由时间电路所给出的时延之后通过二极管D24重新闭合接通。这个时延在图4中可看出。

[0056] 所示的电路构成了在一个设备中优选为棒状的介质阻止的放电灯的电子镇流器的主要部分，所述的设备是包括一个具有光CCD读出装置的扫描仪的设备、如一个电子光电复印机或一部传真机。