在一种传输系统的接收机中，其中数据传输率不是传输信道之间间隔的整数倍，一个单独的振荡器用于生成用于处理数据信号的系统时钟以及生成用于下变频接收的RF信号为中频(IF)的混频信号。通过在下变频IF信号为基带时选择一个适当的混频信号频率补偿由以低于理想混频的频率混频RF信号导致的IF信号中的频率误差。在一种发射机中，选择用于上变频输出基带信号为IF的混频信号频率以预补偿由使用低于理想混频的频率上变频IF信号为RF导致的频率误差。在任一种情况下，均可实现所述接收机/发射机，而不必提供用于在RF和IF之间转换信号的专用参考振荡器。
1.一种在具有指定信道间隔的多信道接收机中用于生成具有减小的频率误差的基带信号的方法，该方法包括：由第一混频信号生成器利用频率为接收机信道间隔的非整数倍的参考信号，生成第一混频信号；
通过利用所述第一混频信号对接收信号进行混频，将接收信号从输入频率下变频到中频IF，其中作为所述参考信号的频率是接收机信道间隔的非整数倍的结果，所述第一混频信号的频率不同于接收信号的理想混频，使得该IF信号具有频率误差；
由第二混频信号生成器生成第二混频信号；以及通过利用频率是基于该IF信号的频率误差被选择的所述第二混频信号混频该IF信号，将该IF信号下变频到基带，以生成频率误差小于该IF信号的频率误差的基带信号。
在模拟域内实现从RF到IF信号的下变频；以及在数字域内实现从IF到基带的下变频，其中IF信号在被下变频到基带之前被A/D变换。
基于所选择的信道选择第一混频信号的频率；以及基于该IF信号的频率误差选择第二混频信号的频率。
基于所述新信道为第一混频信号选择一个新频率，其中第一混频信号的所述新频率对应于该IF信号中的一个新频率误差；以及基于该IF信号中的所述新频率误差为第二混频信号选择一个新频率。
5.根据权利要求1的方法，其中该第一混频信号生成器是使用系统振荡器生成所述第一混频信号的合成器，该系统振荡器还用于生成用于解码接收信号中的数据的时钟信号。
6.根据权利要求5的方法，其中所述时钟信号的频率与生成所述第一混频信号的合成器的检相器频率具有非整数关系。
7.根据权利要求1的方法，其中接收信号的数据传输率与生成所述第一混频信号的第一混频信号生成器的检相器频率具有非整数关系。
8.一种具有指定信道间隔的多信道接收机，包括：第一混频信号生成器，其适于生成频率是接收机信道间隔的非整数倍的第一混频信号；
第一下变频器，其适于通过利用所述第一混频信号对接收信号进行混频，将接收信号从输入频率下变频到中频IF，其中，作为参考信号的频率是接收机信道间隔的非整数倍的结果，所述第一混频信号的频率不同于接收信号的理想混频，使得该IF信号具有频率误差；
第二混频信号生成器，其适于生成第二混频信号；以及第二下变频器，其适于通过利用频率是基于该IF信号的频率误差被选择的所述第二混频信号对该IF信号进行混频，将该IF信号下变频到基带，以生成频率误差小于该IF信号的频率误差的基带信号。
9.根据权利要求8的多信道接收机，其中：所述输入频率为射频；
在模拟域内实现从RF到IF的下变频；以及在数字域内实现从IF到基带的下变频，其中在IF信号被下变频到基带之前被A/D变换。
10.根据权利要求8的多信道接收机，其中：基于在接收信号中选择的一个信道选择第一混频信号的频率；以及基于该IF信号的频率误差选择第二混频信号的频率。
11.根据权利要求10的多信道接收机，其中：基于在接收信号中的一个新信道的选择为第一混频信号选择一个新频率，其中所述第一混频信号的所述新频率对应于该IF信号中的新频率误差；以及基于该IF信号中的所述新频率误差为第二混频信号选择一个新频率。
12.根据权利要求8的多信道接收机，其中第一混频信号生成器是使用系统振荡器生成第一混频信号的合成器，该系统振荡器还用于生成用于解码接收信号中的数据的时钟信号。
13.根据权利要求12的多信道接收机，其中所述时钟信号的频率与生成所述第一混频信号的合成器的检相器频率具有非整数关系。
14.根据权利要求8的多信道接收机，其中接收信号的数据传输率与生成所述第一混频信号的第一混频信号生成器的检相器频率具有非整数关系。
15.根据权利要求8的多信道接收机，还包括：适于生成系统时钟信号的振荡器；和
适于基于所述系统时钟信号处理基带信号的数字处理器，其中：所述第一混频信号生成器适于由所述系统时钟信号生成所述第一混频信号。
16.根据权利要求15的多信道接收机，其中所述第一下变频器为模拟混频器，适于将接收信号变换为模拟IF信号；
所述第一混频信号生成器为基于锁相环PLL的合成器；
所述接收机还包括适于将模拟IF信号变换为数字IF信号的模-数变换器；
所述第二下变频器为数字下变频器，适于将数字IF信号变换为基带信号；以及所述第二混频信号生成器为数控振荡器。
17.根据权利要求15的多信道接收机，其中所述系统时钟信号的频率与生成所述第一混频信号的第一混频信号生成器的检相器频率具有非整数关系。
18.一种在具有指定信道间隔的多信道发射机中用于生成具有减小的频率误差的输出信号的方法，包括：由第一混频信号生成器生成第一混频信号；
通过利用所述第一混频信号混频基带信号将基带信号上变频到中频IF；
由第二混频信号生成器利用频率不是发射机信道间隔的整数倍的系统时钟信号，生成第二混频信号；以及通过利用所述第二混频信号对该IF信号进行混频，上变频该IF信号以生成具有输出频率的输出信号，其中，作为所述系统时钟信号的频率是发射机信道间隔的非整数倍的结果，所述第二混频信号的频率不同于输出信号的理想混频，其中：基于所述第二混频信号的频率和所述理想混频之间的频率差选择所述第一混频信号的频率，使得所述第一混频信号预补偿所述第二混频信号的频率和所述理想混频之间的频率差。
在数字域内实现从基带到IF的上变频；以及在模拟域内实现从IF到RF的上变频，其中在IF信号被上变频到RF之前被D/A变换。
基于所选择的信道选择所述第二混频信号的频率；以及基于所述第二混频信号的频率和所述理想混频之间的频率差选择所述第一混频信号的频率。
基于所述新信道为所述第二混频信号选择一个新频率；以及基于所述第二混频信号的所述新频率和所述理想混频之间的新的频率差，为所述第一混频信号选择一个新频率。
22.根据权利要求18的方法，其中该第二混频信号生成器是使用系统振荡器生成所述第二混频信号的合成器，该系统振荡器还用于生成用于编码输出信号中的数据的时钟信号。
23.根据权利要求22的方法，其中所述时钟信号的频率与生成所述第二混频信号的合成器的检相器频率具有非整数关系。
24.根据权利要求18的方法，其中输出信号的数据传输率与生成所述第二混频信号的第二混频信号生成器的检相器频率具有非整数关系。
25.一种具有指定信道间隔的多信道发射机，包括：第一混频信号生成器，其适于生成第一混频信号；
第一上变频器，其适于通过利用所述第一混频信号混频基带信号将基带信号上变频到中频IF；
第二混频信号生成器，其适于利用频率不是发射机信道间隔的整数倍的系统时钟信号，生成第二混频信号；以及第二上变频器，其适于通过利用所述第二混频信号对该IF信号进行混频，上变频该IF信号以生成具有输出频率的输出信号，其中，作为所述系统时钟信号的频率是发射机信道间隔的非整数倍的结果，所述第二混频信号的频率不同于输出信号的理想混频，其中：基于所述第二混频信号的频率和所述理想混频之间的频率差选择所述第一混频信号的频率，使得所述第一混频信号预补偿所述第二混频信号的频率和所述理想混频之间的频率差。
26.根据权利要求25的多信道发射机，其中：所述输出频率为射频；
在数字域内实现从基带到IF的上变频；以及在模拟域内实现从IF到RF的上变频，其中在IF信号被上变频到RF之前被D/A变换。
27.根据权利要求25的多信道发射机，其中：基于在输出信号中选择的一个信道选择所述第二混频信号的频率；以及基于所述第二混频信号的频率和所述理想混频之间的频率差选择所述第一混频信号的频率。
28.根据权利要求27的多信道发射机，其中：基于在所述输出信号中选择一个新信道为所述第二混频信号频率选择一个新频率；以及基于所述第二混频信号的所述新频率和所述理想混频之间的新频率差，为所述第一混频信号选择一个新频率。
29.根据权利要求25的多信道发射机，其中该第二混频信号生成器是使用系统振荡器生成第二混频信号的合成器，该系统振荡器还用于生成用于编码输出信号中的数据的时钟信号。
30.根据权利要求29的多信道发射机，其中所述时钟信号的频率与生成所述第二混频信号的合成器的检相器频率具有非整数关系。
31.根据权利要求25的多信道发射机，其中输出信号的数据传输率与生成所述第二混频信号的第二混频信号生成器的检相器频率具有非整数关系。
32.根据权利要求25的多信道发射机，还包括：适于生成系统时钟信号的振荡器；和
适于基于所述系统时钟信号处理基带信号的数字处理器。
33.根据权利要求32的多信道发射机，其中所述第一上变频器为数字上变频器，适于将基带信号变换为数字IF信号；
所述发射机还包括适用于将数字IF信号变换为模拟IF信号的数-模变换器；
所述第二上变频器为模拟混频器，适于将模拟IF信号变换为所述输出信号；以及所述第二混频信号生成器为基于锁相环PLL的合成器。
34.根据权利要求32的多信道发射机，其中所述时钟信号的频率与生成所述第二混频信号的第二混频信号生成器的检相器频率具有非整数关系。
具有非理想合成器信道间隔的发射机和接收机中的频率偏
置校正
技术领域
[0001] 本发明涉及信号处理，而且特别地，涉及无线电发射机和接收机。
背景技术
[0002] 在用于数据通信的常规无线电发射机和接收机中，合成器所使用的参考时钟频率为通信系统的信道间隔或频率调谐光栅(raster)的整数倍。这样的无线电发射机和接收机典型地有一个用于数字同步目的的系统时钟，但系统时钟的频率通常与数据传输率相关而且经常不是信道间隔的整数倍(即，系统时钟频率和合成器的检相器具有非整数(non-integer)关系)。在此情况下，要单独增加另一个振荡器以便为合成器提供参考时钟。另外的难题是用于合成器的参考振荡器经常需要被锁相到系统时钟。
[0003] 图1示出了现有技术的常规无线电接收机100的高级框图。本领域的技术人员将理解的是从此图中省略了一些元件，如滤波器，放大器，衰减器等等，在本申请的其它接收机和发射机的图表中也省略了本图中省略的类似元件。
[0004] 如图1所示，接收机100从天线接收射频(RF)输入信号102。混频器104将输入信号102从RF下变频为中频(IF)以形成IF信号106。模-数转换器(ADC)108将模拟IF信号106转换为数字IF信号110。数字下变频器112将数字IF信号110转换为基带信号114，基带信号114随后进一步经数字处理116处理以生成数字输入数据信号118。
[0005] 为了将RF输入信号102转换为IF，混频器104从合成器122接收混频信号120。具有配置用于锁相环(PLL)的内部振荡器的合成器122利用由参考振荡器134产生的参考时钟生成混频信号120。
[0006] 在接收机100的一个可能的应用中，RF输入信号102携带在以200-kHz为增量，从1920MHz至1980MHz(即，信道频率为1920MHz，1920.2MHz，1920.4MHz，...1980MHz)的一个或多个频率处调制的数据。在这样的应用的一个可能实现中，可调谐接收机100到上述任意一个信道，但总是下变频所选择信道到77.8MHz的IF。为了下变频RF输入信号102中的任意信道为77.8MHz的IF信号，合成器122能够生成具有从1842.2MHz至1902.2MHz(以
200-kHz为增量)的任意频率的混频信号120，其中1842.2MHz的混频被用于下变频
1920MHz信道为77.8MHz IF，1844.2MHz的混频被用于下变频1922MHz信道为77.8MHz IF，以此类推。
[0007] 为了使合成器122能够生成任意这些不同的混频，参考振荡器134生成具有适当频率的参考时钟信号132。例如，在一个可能的实现中，参考时钟信号132的频率为10MHz。在该情况下，合成器122就能够生成任意的适当混频信号频率以匹配RF输入信号102内
200kHz的信道间隔。
[0008] 类似地，为了数字化下变频数字IF信号110为基带信号，数字下变频器112从数控振荡器(NCO)126接收混频信号124。理想情况下，混频信号124的频率为16.36MHz。本领域的技术人员将认出该接收机为抽样的IF结构(奈奎斯特抽样)，此处抽样时钟频率Fs，模拟IF频率FIFa，以及数字IF频率FIFd之间的关系可用下面的公式表示：
[0009] FIFd＝Fs/4
[0010] 以及
[0011] FIFa＝(n*2-1)*FIFd，
[0012] 其中n为奈奎斯特抽样区(1、2、3，等)。在该例中，Fs为61.44MHz，FIFd为15.36MHz，而n等于3。因此，FIFa为76.8MHz。模拟IF频率FIFa被偏移1MHz至77.8MHz以移动杂散发射到对本特定应用泄漏要求不那么严格的频率。照此，数字IF频率FIFd也被偏移1MHz至16.36MHz。
[0013] 在一个可能的应用中，由数据传输率支配的数字处理116的速率基于频率为61.44MHz的系统时钟信号128，其由系统振荡器130生成。需注意的是，在优选实现中，系统时钟信号128还被提供给参考振荡器134以使参考振荡器134与系统振荡器130同步(即，锁相)。
[0014] 图2示出了现有技术的常规无线电发射机200的高级框图。在一个可能的应用中，发射机200被设计并操作以生成RF信号，用于发送到图1的接收机100，其中RF信号对应接收机100支持的任意一个信道。
[0015] 为支持这个功能，发射机200基于来自系统振荡器230的61.44MHz系统时钟信号228对输出数据信号202应用数字处理204以生成基带信号206。数字上变频器208基于来自数控振荡器226的16.36MHz混频信号224上变频基带信号206为数字IF信号210。
数-模转换器(DAC)212将数字IF信号210转换为77.8MHz的模拟IF信号214。混频器
216基于来自合成器222的适当混频信号220上变频IF信号214为RF信号218，此处混频信号的频率(即，从1842.2MHz至1902.2MHz增量为200kHz的任意一个频率)是基于RF信号218的所期望信道频率(即，从1920MHz至1980MHz增量为200-kHz的任意一个频率)选择的。这里，合成器222也能够基于例如从参考振荡器234接收的10MHz参考时钟信号
232生成任意一个适当的混频，此处参考振荡器234与系统振荡器230同步。
附图说明
[0016] 通过下面的说明书、权利要求书和附图，本发明观点、特征和优点将变得十分明显，其中附图中的相同附图标记标识类似或同样的元件。
[0017] 图1示出了现有技术的常规无线电接收机的高级框图；
[0018] 图2示出了现有技术的常规无线电发射机的高级框图；
[0019] 图3示出了根据本发明一个实施例的无线电接收机的高级框图；
[0020] 图4示出了根据本发明一个实施例的无线电发射机的高级框图。
具体实施方式
[0021] 接收机
[0022] 图3示出了根据本发明一个实施例的无线电接收机300的高级框图。接收机300类似于图1中的现有技术接收机100，具有执行如图1的元件102-130的类似功能的对应元件302-330，除了接收机300没有类似于接收机100的参考振荡器134的专用参考振荡器。相反，在接收机300中，合成器322直接由系统振荡器330生成的系统时钟信号328激励。
[0023] 在与前面为接收机100描述应用相同的可能应用中，接收机300被设计并调谐以便为RF输入信号302中频率从1920MHz至1980MHz，增量为200kHz的任意信道工作。与在接收机100中一样，为了下变频RF输入信号302为IF，混频器304应用由合成器322生成的混频信号320。然而，在接收机300中，合成器322使用来自系统振荡器330的61.44MHz的系统时钟信号328作为其参考频率，而不是由第二(例如，参考)振荡器生成的特定(例如，10MHz)参考时钟信号。
[0024] 由于系统时钟信号328的频率为61.44MHz，合成器322无法同样匹配所期望的200kHz的信道间隔。而最为靠近的合成器322能够做的就是生成信道间隔为200.13kHz的混频信号(对应61.44MHz/307)。结果，对于大多数(如果不是全部)RF信道频率，由混频器304生成的IF信号306的频率将不会是精确的77.8MHz。为了补偿IF信号306中的频率误差，数控振荡器326被编程以生成频率完全不同于理想的16.36MHz的混频信号324，以消除使用次理想的混频信号320从RF下变频为IF导致的误差。当适当操作接收机300时，由数字下变频器312生成的基带信号314将非常接近理想基带信号以便能够基于61.44MHz的系统时钟信号328精确地执行数字处理316。
[0025] 例如，假设接收机300被调谐以选择RF输入信号302中的1922.4MHz信道。为了转换此信道为77.8MHz的IF信号，混频器304应理想地应用一个频率为1844.6MHz的混频信号，此处(1922.4-1844.6)＝77.8。然而，最接近的合成器322利用61.44-MHz的系统时钟信号能够获得约为1844.600912052MHz的频率作为其参考频率。结果，IF信号306的频率将约为77.799087948MHz，而不是理想的77.8MHz，对应于约为-912.052Hz的频率误差。如果容许保留这个误差，则数字处理316将可能导致输入数据信号318中无法接受的高比特误差。
[0026] 不是生成精确的16.36MHz混频信号，NCO326被编程以生成一个混频信号补偿IF信号306中的误差。例如，对于1922.4MHz信道的情形和其对应的-912.052Hz的误差，NCO326生成频率约为16.35908795MHz的混频信号324。这就导致基带信号314具有大约-0.006Hz的误差，其正好在信号处理316的典型实现的1Hz容限内。
[0027] 在这个特定应用中，接收机300的最大RF-IF混频误差发生在最高频率的RF信道(即，1980MHz)。在此情况下，IF信号306的频率误差为-38,436.482Hz。为了补偿该RF-IF混频误差，NCO326生成频率为16.32156352MHz的混频信号324，导致基带信号314中的频率误差仅为-0.003Hz。只要NCO326有足够的精度和范围，其就能够用于补偿由于使用61.44MHz系统时钟作为合成器322的参考频率所导致的任意RF-IF混频误差。在一个32
实现中，NCO326为32位的NCO，具有约0.0143Hz(即，61.44MHz/2 )的光栅，调谐范围为从DC到(61.44MHz/2)，远足以提供混频信号324足够的精度和范围，以补偿在RF信号302中的信道的整个带宽之上的任意RF-IF混频误差。
[0028] 这样，甚至在系统振荡器330生成的系统时钟信号不是所期望的信道间隔的整数倍的时候，也能够实现本发明的接收机300，而不必提供类似于现有技术接收机100的参考振荡器134的专用振荡器。
[0029] 发射机
[0030] 图4示出了根据本发明一个实施例的无线电发射机400的高级框图。如同图2的现有技术的发射机200，在一个可能应用中，发射机400被设计并操作以生成用于发送到图3的接收机300的RF信号，此处RF信号对应接收机100所支持的任一个信道。应注意，发射机400能够生成既发送到现有技术的接收机100又发送到本发明的接收机300的RF信号。出于同样的原因，本发明的接收机300既能够接收由现有技术的发射机200，也能够接收由本发明的发射机400生成的RF信号。
[0031] 类似于接收机300和现有技术的接收机100之间的关系，发射机400类似于图2的现有技术发射机200，具有执行图2的元件202-230的类似功能的对应元件402-430，除了发射机400不具备类似于发射机200的参考振荡器234的专用参考振荡器。相反，在发射机400中，合成器422直接由系统振荡器430生成的系统时钟信号428激励。
[0032] 为了支持此功能，发射机400基于来自系统振荡器430的61.44MHz的系统时钟信号428对输出数据信号402应用数字处理404以生成基带信号406。数字上变频器408基于来自数控振荡器426的适当混频信号424上变频基带信号406为数字IF信号410。DAC412将数字IF信号410转换为模拟IF信号414。混频器416基于来自合成器422的适当混频信号420上变频IF信号414为RF信号418，此处混频信号的频率是基于RF信号418所期望的信道频率(即，从1920MHz至1980MHz增量为200kHz的任意一个频率)选择的。
[0033] 如同在图3的接收机300中，发射机400的合成器422无法丝毫不差地匹配所期望的200kHz信道间隔。为预补偿这种信道间隔的误匹配，NCO426生成具有特别选择的频率的混频信号424，以确保结果产生的RF信号418充分接近所期望的RF信道频率。
[0034] 回到较早前的1922.4-MHz信道的例子，为了生成此频率的RF输出信号418，NCO426生成频率约为16.35908795MHz的混频信号424。这导致IF信号424具有约+912.052Hz的预补偿频率误差。当混频器416应用频率约为1844.600912052MHz的混频信号420时，该混频信号与理想的1844.6MHz混频信号之间的912.052Hz的频差导致RF输出信号418具有期望的1922.4MHz信道频率。
[0035] 这样，甚至在系统振荡器430生成的系统时钟信号并不是所期望信道间隔的整数倍的时候，也能够实现本发明的发射机400，而不必提供类似于现有技术的发射机200的参考振荡器234的专用振荡器。
[0036] 可选实施例
[0037] 本发明已在特定传输系统以及发射机和接收机的环境中进行描述，该传输系统具有特定信道间隔(即，200kHz)的特定RF传输频率(即，1920-1980MHz)范围，而该发射机和接收机具有特定的期望中频(即，77.8MHz)和特定系统时钟速率(即，61.44MHz)。本领域的技术人员将理解的是，可为其它传输系统和其它发射机和接收机实现本发明，在其它传输系统和其它发射机和接收机中的一个或多个甚至是全部的这些特定值和/或值的集合可与前面描述的不同。
[0038] 尽管本发明是在具有使用PLL以生成用于在RF和IF之间转换的模拟混频信号的合成器的接收机和发射机的环境中描述的，但也可使用其它适当类型的混频信号生成器，例如使用延迟闭锁环(DLL)的合成器。
[0039] 尽管本发明是在模拟域从RF下变频为IF和在数字域从IF下变频为基带的接收机的环境中，以及在数字域从基带上变频为IF和在模拟域从IF上变频为RF的发射机的环境中描述的，在理论上，本发明能够在分别在整个模拟域或整个数字域内下变频和上变频的接收机和/或发射机的环境中实现。
[0040] 本发明的实施例可实现为基于电路的处理，包括在单个集成电路(例如ASIC或FPGA)，多芯片模块，单个卡，或多卡电路组件之上的可能实现。如对本领域的技术人员显而易见的那样，电路元件的各种功能也可以软件程序中的处理步骤实现。这种软件可用于例如数字信号处理器，微控制器或通用计算机。
[0041] 应进一步理解的是，本领域的技术人员可对已描述和示意用于解释本发明特征的各个部件的细节，材料和排列进行各种各样的改变，但并不偏离所附权利要求书所表述的本发明的范围。
