用于卫星接收机的电源

摘要

用于卫星接收机系统的电源(10)包括双输入电源电压装置(200)。当选择较高的输出电压时，较高的电源输入电压源被耦合到串行传送晶体管(Q1)的输入的主电流导通端。另一方面，当选择较低的输出电压时，较低的电源输入电压源被耦合到串行传送晶体管的输入的主电流导通端。比较器(22)感知由串行传送晶体管产生的输出电压(16)的幅度。当由于过流条件，输出电压低于参考阈值电平(22a)时，较高的输出电压的任何选择被自动过载，代之以较低的电源输入电压源被耦合到串行传送晶体管的输入主电流导通端。

权利要求

1.一种用于卫星接收机中为低噪声块变换器LNB供电的调整的电源，包括：

低噪声块变换器LNB控制电路，其包括第一控制信号源，它表示何时要选择第一天线信号和何时要选择第二天线信号；

响应于所述第一控制信号的功率晶体管，用于以按照第一控制信号选择的数值生成输出电源电压，所述输出电源电压被耦合到低噪声块变换器LNB的一级，当生成输出电源电压的第一值时，选择所述第一天线信号，并当生成输出电源电压的第二值时，选择所述第二天线信号；

开关，响应于第一控制信号并被耦合到功率晶体管的输入端，用于当选择所述第一天线信号时以所述开关的第一切换状态选择在所述输入端处形成的第一输入电源电压，并在当选择所述第二天线信号时，在所述开关的第二切换状态下，选择在所述输入端处形成的第二输入电源电压；以及故障检测器，被耦合到所述开关，用于当选择所述第二天线信号和出现故障情况时，改变所述开关的切换状态，选择在所述输入端处形成的、比起所述第二输入电源电压具有更小的幅度的所述第一输入电源电压。

2.按照权利要求1的电源，其中所述输出电源电压在所述功率晶体管的第一主电流导通端处形成，以及每个所述第一和第二输入电源电压在所述功率晶体管的第二主电流导通端处有选择地形成，以形成串行传送调整器。

3.按照权利要求2的电源，其中在正常工作时，当选择所述第一天线信号时，生成所述输出电源电压的较小的幅度，并且比起所述第二输入电源电压具有更小的幅度的所述第一输入电源电压被选择成在所述功率晶体管的所述输入端处形成，以减小在所述功率晶体管的所述第一和第二主电流导通端之间的电压差。

4.按照权利要求2的电源，其中在正常运行时，当选择所述第二天线信号时，生成所述输出电源电压的较大的幅度，并且比起所述第一输入电源电压具有更大的幅度的所述第二输入电源电压被选择成在所述功率晶体管的所述输入端处形成，以及其中当所述故障情况发生时，不是所述第二输入电源电压而是所述第一输入电源电压被选择成在所述功率晶体管的所述第二主电流导通端处形成，以减小在所述功率晶体管的所述第一和第二主电流导通端之间的电压差。

5.按照权利要求2的电源，还包括被耦合到功率晶体管的调整器，用于以负反馈的方式调整输出电源电压。

6.按照权利要求1的电源，其中所述故障检测器包括比较器，该比较器根据所述输出电源电压，生成第二控制信号，该第二控制信号被耦合到所述开关，在所述输出电源电压处在正常工作值范围以外时改变所述开关的切换状态。

7.按照权利要求6的电源，其中每个所述第一和第二控制信号经由执行逻辑功能的级被耦合到所述开关。

8.按照权利要求6的电源，其中所述第一控制信号是在微处理器中根据所述第二控制信号生成的。

9.按照权利要求1的电源，其中所述开关包括第二晶体管，其中功率电阻被耦合在所述第二晶体管的一对主电流导通端之间，并且其中当所述第二晶体管处在导通切换状态时，所述功率电阻被旁路并且在所述输入端处形成的电压高于当所述第二晶体管处在非导通切换状态和所述功率电阻耗散功率时形成的电压。

说明书

发明领域

本发明涉及用于电压调整器的保护装置。

图1显示典型的卫星接收机的方框图。接收机系统包括对准卫星的室外微波天线85，用来接收来自卫星的信号。来自卫星的信号被安装在非常接近于天线的地点的或直接在天线上的传统的低噪声块变换器(LNB)86放大。LNB 86把高频(典型地在GHz的范围)的卫星信号变换成在几十MHz范围的频率的信号。来自LNB 86的输出信号通过同轴电缆84被载送到室内卫星接收机和译码器系统83，被译码和呈现给监视设备81。

为了给LNB 86供电，并控制LNB 86的极化选择，在未示出但被包括在卫星接收机和译码器系统83中的电源产生的直流(DC)输出电源电压Vo被复接到同轴电缆84的中心导体。电压Vo具有可选择的13V或18V的电平。电源(未示出)可包括串行传送晶体管。生成类似于电压Vo的输出电源电压的现有技术电源的来自在题目为“Voltage Regular Having Complementary Type Transistor(具有互补型晶体管的电压调整器)”，以Muterspaugh的名义的美国专利No.5,563,500(Muterspaugh专利)中描述。

较低的和较高的输出电源电压电平Vo选择地被使用来控制LNB 86的极化设置。例如，较低的电压电平13V选择右旋圆极化(RHCP)以及较高的电压电平18V选择左旋圆极化(LHCP)。

图1的LNB 86中的电路被设计来当以较低的输出供电电平13V和较高的供电电平18V供电时正确地起作用。LNB 86的电流提取量Io对于13V电平或18V电平几乎是相同的。

图2示出图1的卫星接收机系统的电源(未示出)的输出电源电压Vo与输出电流IO之间的典型的关系。当在串行传送晶体管(未示出)的输入与输出主电流导通端之间的电压差处在最大值和输出电流处在最大值时，在串行传送晶体管中将出现最大功耗。这个情形将出现在图2的6伏电平时。

对于从单个卫星接收机对三个或多个卫星天线装置供电的需要，增加卫星天线电源的功率要求。当在电源中存在故障情况时，功率驱动能力的这种增加将导致更大的功率损耗(以热的形式)。有需要在故障条件期间减小可控制的串行传送晶体管中产生的热量。如果在串行传送晶体管的输出端处形成短路或其他故障，则可控制的串行传送晶体管可能损坏。故障条件例如可以是不正确地连线接收仪器的输出端的结果。这样的损坏通常是由串行传送晶体管的过分的热耗散或由于超过串行传送晶体管的电流额定值而引起的。为此，通常提供过载保护，以防止串行传送晶体管的这样的损坏。

另一个现有技术包括双输入电源电压装置。当选择18伏的较高的输出电压时，在串行传送晶体管(未示出)的输入的主电流导通端处形成22伏的较高的输入电源电压。另一方面，当选择13伏的较低的输出电压时，在串行传送晶体管(未示出)的输入的主电流导通端处形成16伏的较低的输入电源电压。由此，当选择13伏的较低的输出电压时，串行传送晶体管(未示出)中的功耗，有利地被减小。

体现本发明的特征的电源包括上述的双输入电源电压装置。比较器感知由串行传送晶体管产生的输出电压的幅度。当由于过流条件，输出电压变为低于参考阈值电平时，任何试图选择18V的较高的输出电压自动过载，代之以在串行传送晶体管(未示出)的输入主电流导通端处形成较低的输入电源电压。这个行动有利地减小串行传送晶体管耗散的功率的最大量。

发明概要

实现本发明的一个方面的、用于通信设备的电源包括第一控制信号源，它表示何时要选择第一天线信号和何时要选择第二天线信号。功率晶体管响应于第一控制信号，用于以按照第一控制信号选择的数值生成输出电源电压。输出电源电压被耦合到通信设备的一级，当生成输出电源电压的第一值时选择第一天线信号，以及当生成输出电源电压的第二值时选择第二天线信号。开关响应于第一控制信号，以及开关被耦合到功率晶体管的输入端，用于当选择第一天线信号时以开关的第一切换状态选择在输入端处形成的第一输入电源电压。当选择第二天线信号时，在开关的第二切换状态下，选择在输入端处形成的第二输入电源电压。故障检测器被耦合到开关，用于当选择第二天线信号和出现故障条件时，改变开关的切换状态，选择在输入端处形成的、不同于第二输入电源电压的、输入电源电压。

附图简述

图1显示典型的卫星接收机系统；

图2显示在图1的卫星接收机系统的电源的输出电源电压与输出供电电流之间的典型的关系；

图3显示可被合并到图1的卫星接收机系统的、体现本发明的特性的电源调整器；

图4显示用于描述由硬件技术提供保护的、图3的电源调整器的运行模式的流程图；

图5显示用于描述由软件和硬件技术提供保护的、图3的电源调整器的运行模式的流程图；以及

图6显示图3所示的电源调整器的替换实施例。

优选实施例详细描述

图3示出实现本发明的特征的电源调整器10，它用来给图1的低噪声块变换器(LNB)86供电。图3的电源调整器10在输出端16提供调整的输出电压Vo。输出端16经由图1的同轴电缆84被耦合到LNB86。图3的串行传送晶体管Q1的发射极被加以高于在端子16形成的调整的输出电压Vo的输入电压VIN。晶体管Q1的集电极经由电流传感电阻20耦合到端子16。

LNB电压控制电路7感知输出电压Vo和控制用于调整输出电压Vo的功率晶体管Q1。输出电压电平Vo由控制端53处的二电平或二进制控制信号23c进行选择。

在不存在故障的条件下，输出电压Vo的稳态电平例如大于10V。所以，实现本发明的特征的、具有相应的参考电压22a的比较器22在TRUE(真实)状态下产生输出信号23a。参考电压22a确定比较器22的阈值电平。因此，由AND门(与门)23产生的信号23c是与由微处理器41产生的输出信号23b处在相同的状态。因此，信号23可以按照微处理器41的信号23c选择性地假设为TRUE(真实)状态，用于选择18V的输出电压Vo，或为FALSE(虚假)状态，用于选择13V的输出电压Vo。例如，输出电压Vo的较低的电压电平13V选择右旋圆极化(RHCP)以及输出电压Vo的较高的电压电平18V选择左旋圆极化(LHCP)。由此，由图1的天线85产生的天线信号发生变化。因此，在图3的电源调整器10中执行类似于在Muterspaugh专利中描述的调整。

图3也显示双输入电源电压装置200，用于生成为LNB电源调整器10供电的输入电压VIN。当选择18V的较高的输出电压电平Vo时，作为开关工作的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)51被信号23c接通，从输入电源电压301提供22伏的输入电压到晶体管Q1的发射极。另一方面，当选择13伏的较低的输出电压电平Vo时，MOSFET51被信号23c关断。因此，约16伏的输入电压VIN经由二极管21的阳极加到晶体管Q1的发射极。因此，二极管21和MOSFET 51形成用于双电压电源的输入电压选择开关。

在正常工作时，电源调整器10从约22伏的输入电压VIN生成18伏的输出电压Vo。同样，电源调整器10从约16伏的输入电压VIN生成13伏的输出电压Vo。

类似于图1的LNB 86，LNB包括内部电源调整器(未示出)，用于从13V电平或18V电平的电压Vo生成5V的内部电源电压(未示出)。内部电源调整器(未示出)需要6V的最小输入电源电压，用于产生5V电平，能够提供最大需要的LNB工作电流。因此，当至少6伏电平的电压Vo加到LNB 86时，可以产生最大的LNB工作电流。为了确保正确的加电运行，图3的电源调整器10被设计成当输出电源电压Vo等于或大于6伏时提供输出电流Io的最大电流电平。正如前面解释的，输出电源电压Vo与输出电流Io之间的关系示于图2。

在正常运行时(非电流极限值)，在功率晶体管Q1的发射极与集电极之间的电压降处在正常的安全电平范围内。当例如太低的阻抗被连接到输出端16时则发生故障条件。因此，由于电流限制，电源电流Io使得在端子16处的电压Vo降低到6到10伏的输出电平，正如图2所示的6伏电平。

图3的晶体管Q1的最大功耗出现在电压Vo等于6伏和输出电流Io处在电流极限电平时。如果不阻止这一情形出现，当22伏的输入电压VIN被耦合到晶体管Q1的发射极时，输出电压Vo的降低会使在功率晶体管Q1的发射极与集电极之间形成的电压降变得过大。在这样的故障条件下产生的额外热量会过早地对功率晶体管Q1产生永久性损害。

在实现本发明的特征时，当电压Vo低于约10V的阈值电平时，正如图4的流程图的步骤91所示的，图3的比较器22的输出信号23a处在低电平状态。当比较器22的输出信号23a处在低状态时，它通过与门23的运行，使选择信号23b的运行过载。由此，迫使电源调整器10工作在13V模式下，这时输出电压Vo是13V，正如图4的流程图的步骤92所表示的，而不管微处理器41产生的选择信号23b是多少。

正如前面解释的，当选择输出电压Vo的13伏的较低的电平时，MOSFET 51被信号23b关断，经由二极管21在功率晶体管Q1的发射极提供约16伏的输入电压VIN。这个行动有利地减小功率晶体管Q1需要耗散的功率量。由电压22a确定的阈值电平优选地被选择为低于输出电压Vo的13V的较低的电压电平和高于6伏。

代替使用与门23来使得该选择过载，还可以使用软件保护，如图5的流程图所示。在这样的替换安排中，图3的信号23a被耦合到微处理器41，如虚线所示。微处理器41的信号23b被传送到端子53。微处理器41监视信号23a。当比较器22的输出信号23a处在表示故障条件的低电平状态时，如在图5的步骤111中确定的，图3的微处理器41无条件地生成低电平状态的信号23a。所以，迫使电源调整器10工作在13V模式下，正如前面描述的，正如图5的步骤112显示的。当故障条件消失时，正如图5的步骤113显示的，正常运行步骤114可以继续进行。另一方面，如果故障持续，时间间隔定时器步骤115将保持13伏模式。如果在步骤111未检测到故障，则在步骤116，图3的微处理器41有选择地生成低电平或高电平信号23b。高电平的图3的信号23b将使得电源调整器10工作在18伏模式，其中输出电压Vo是18V，以前面描述的方式，正如图5的步骤117中描述的。

图6示出实现本发明特征的电源调整器10’，被用来给图1的LNB 86供电。图3和6上类似的符号表示类似的项目或功能。

图6的电源调整器10’有额外的优点，例如，以较低的成本用较少的元件工作，并可防止功率晶体管Q1’受到过分热耗散的热损害。这些优点是通过消除双输入电源电压，代之以切换功率电阻310’与功率晶体管Q1’的串联耦合而达到的。电阻310’被耦合在主电流导通端51a’和主电流导通端51b’之间。图3与6的装置之间的差别将详细地加以描述，而其余的操作基本上是相同的。

为了节省花费，提供单个输入电源电压301，即22伏电源。功率电阻310’被用于在选择较低的13伏输出电压Vo时，吸收在较低的13伏模式中生成的附加热量。功率电阻310’例如可以通过使用被耦合在MOSFET 51’的主电流导通端51a’和51b’之间和具有9欧姆的等效值的两个电阻而被实施。正如前面解释的，在故障条件下以及当选择较低的13伏的输出电压电平Vo时，图3的电路10采用二极管21和MOSFET51来将电压VIN切换到16伏电平。而在图6的实施例中，在故障条件下以及当选择较低的13伏的输出电压电平Vo时，MOSFET 51’使功率晶体管310’与晶体管Q1’串联耦合。

当LNB电源处在13伏模式时，也就是当选择较低的13伏的输出电压电平Vo和对于电源要求高的电流电平时，主要的热量由功率晶体管Q1’耗散。这个热耗散负担有利地由功率电阻310’分享。功率电阻310’是否接在电路中，取决于MOSFET 51’是接通还是关断。

相关专利申请的相互参考

这是要求2002年4月3日提交的临时专利申请序号60/370,016和2002年5月20日提交的临时专利申请序号60/381,859的优先权的非临时申请。