灯反馈液晶显示系统

摘要

本发明提供了一液晶显示系统和CCFL功率转换器电路，该系统和电路利用一高频零电压切换技术消除了与功率MOSFET相关的切换损耗。由于在谐振槽路电路中的寄生电容的影响，在CCFL的点灯中使用一最佳扫频技术。另外，该电路为一自学习系统，并为含有一给定负载的电路判定其最佳工作频率。本发明还提供了一过压保护电路，以确保在开路状态中对电路元件的保护。

权利要求

1.一种液晶显示系统，包括：

一液晶显示板；

一照明所述液晶显示板的冷阴极荧光灯；

一次级变压器绕组，所述次级变压器绕组耦合至所述冷阴极荧光灯，为所述冷阴极荧光灯提供电流；

一初级变压器绕组，所述初级变压器绕组耦合至所述次级变压器绕组，为所述次级变压器绕组提供磁通量；

第一开关，所述第一开关耦合至所述初级变压器绕组，允许电流流经所述初级变压器绕组；

一第二开关，所述第二开关耦合至所述初级变压器绕组，允许电流以反向流经所述初级变压器绕组；

一第三开关，所述第三开关耦合至所述初级变压器绕组和所述第一开关，当所述第三开关和所述第一开关之间存在一重叠状态时，为所述初级变压器绕组提供电流；

一耦合至所述冷阴极荧光灯的反馈控制环路，所述反馈控制环路接收一表示传送至所述冷阴极荧光灯的功率的反馈信号，当且仅当所述反馈信号高于一预定阈值时，控制提供给所述冷阴极荧光灯的功率，其中当所述反馈信号不高于一预定阈值时，所述反馈控制环路通过保持所述第三开关和所述第一开关之间的一最小重叠，使所述冷阴极荧光灯保持一预定的最小功率。

2.根据权利要求1所述的液晶显示系统，还包括：一输入电压源，所述输入电压源耦合至所述第一开关，为所述第一开关提供电流。

3.根据权利要求2所述的液晶显示系统，其中所述输入电压源为一电源。

4.根据权利要求2所述的液晶显示系统，还包括：一耦合至所述初级变压器绕组和地电位的第一电容；和一耦合至所述初级变压器绕组和所述输入电压源的第二电容。

5.根据权利要求1所述的液晶显示系统，还包括：一电压检测器，所述电压检测器耦合至所述冷阴极荧光灯，以检测所述冷阴极荧光灯的电压。

6.根据权利要求5所述的液晶显示系统，还包括：一电压保护电路，所述电压保护电路耦合至所述电压检测器，当所述冷阴极荧光灯的所述电压超过一预定阈值时，以减小传送至所述冷阴极荧光灯的功率。

7.根据权利要求6所述的液晶显示系统，还包括：一计时器，所述计时器耦合至所述电压保护电路，以产生一定时计时时段。

8.一液晶显示系统，包括：

一液晶显示板；

一照明所述液晶显示板的冷阴极荧光灯；

一次级变压器绕组，所述次级变压器绕组耦合至所述冷阴极荧光灯，为所述冷阴极荧光灯提供电流；

一初级变压器绕组，所述初级变压器绕组耦合至所述次级变压器绕组，为所述次级变压器绕组提供磁通量；

第一开关，所述第一开关耦合至所述初级变压器绕组，允许电流流经所述初级变压器绕组；

一第二开关，所述第二开关耦合至所述初级变压器绕组，允许电流以反向流经所述初级变压器绕组；

一第三开关，所述第三开关耦合至所述初级变压器绕组和所述第一开关，当所述第三开关和所述第一开关之间存在一重叠状态时，为所述初级变压器绕组提供电流；

一耦合至所述冷阴极荧光灯的反馈控制环路，所述反馈控制环路接收一来自所述冷阴极荧光灯的反馈信号，当所述反馈信号表示一开路状态时，所述反馈控制环路通过保持所述第三开关和所述第一开关之间的一最小重叠，使所述冷阴极荧光灯保持一预定最小功率。

9.根据权利要求8所述的液晶显示系统，其中所述反馈信号表示所述冷阴极荧光灯的电压，且当所述电压超过一预定阈值时，表示所述开路状态。

10.根据权利要求8所述的液晶显示系统，其中所述反馈信号表示所述冷阴极荧光灯的电压，且当所述电压超过一预定阈值达一预定时段时，表示所述开路状态。

11.根据权利要求8所述的液晶显示系统，还包括：一耦合至所述初级变压器绕组和地电位的第一电容；和一耦合至所述初级变压器绕组和一电压输入的第二电容。

12.根据权利要求8所述的液晶显示系统，还包括：一耦合至所述第一开关，为所述第一开关提供电流的输入电压源。

13.根据权利要求12所述的液晶显示系统，其中所述输入电压源为一电源。

14.根据权利要求8所述的液晶显示系统，其中所述反馈信号表示流经所述冷阴极荧光灯的电流，且当所述电流低于一预定阈值时，表示所述开路状态。

15.一种在一液晶显示系统中控制传送至一冷阴极荧光灯功率的方法，包括步骤：提供第一脉冲信号给第一晶体管，作为一初级变压器绕组的第一导通路径；

提供一第二脉冲信号给一第二晶体管，作为所述初级变压器绕组的一第二导通路径；

提供一第三脉冲信号给一第三晶体管，作为所述初级变压器绕组的所述第一导通路径；

产生一来自一冷阴极荧光灯的反馈信号，所述反馈信号表示所述冷阴极管荧光灯处的电状态，所述冷阴极荧光灯耦合至一次级变压器绕组；

接受来自所述冷阴极荧光灯的所述反馈信号；

当且仅当所述反馈信号表示所述冷阴极荧光灯点灯时，调节传送至所述冷阴极荧光灯的功率；

当所述反馈信号表示无正常点灯时，保持所述第一晶体管和所述第三晶体管之间的一最小重叠，使所述冷阴极荧光灯保持一预定最小量的功率。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述反馈信号表示所述冷阴极荧光灯的电压，且当所述电压低于一预定阈值时，表示所述冷阴极荧光灯点灯。

17.根据权利要求15所述的方法，其中所述反馈信号表示流经所述冷阴极荧光灯的电流，且当所述电流超过一预定阈值时，表示所述冷阴极荧光灯点灯。

18.根据权利要求15所述的方法，还包括步骤：当所述反馈信号表示无正常点灯达一预定时间时，切断传送至所述冷阴极荧光灯的功率。

说明书

灯反馈液晶显示系统

技术领域

[0001] 本发明关于直流至交流功率转换器电路。更明确地说，本发明提供了一种高效控制器电路，该控制器电路使用零电压切换技术来调整至负载的功率。本发明一般应用于驱动一个或多个冷阴极荧光灯(CCFL)的电路，但是，本专业技术人员可以得知，本发明可以应用于任何需要高效和精确功率控制的负载。

背景技术

[0002] 图1描述了一个传统CCFL电源系统10。该系统大体包括一电源12，一CCFL驱动电路16，一控制器14，一反馈环路18，和与LCD板20相关联的一个或多个CCFL。电源12向电路16提供一个直流电压，并通过晶体管Q3由控制器14控制。电路16是一自谐振电路，已知为罗伊电路(Royer circuit)。本质上，电路16是一个自振荡直流至交流转换器，其谐振频率由L1和C1所决定，N1至N4指定变压器绕组和绕组的匝数。在工作中，晶体管Q1和Q2交替地导通并分别切换在绕组N1和N2上的输入电压。若Q1导通，则输入电压加在绕组N1上。具有相对极性的电压将被置于另一个绕组上。N4的感应电压使Q2的基极为正，并且Q1由集电极和发射极之间的微小的电压降导通。N4的感应电压也使Q2保持在截止状态。Q1导通，直到TX1磁心中的磁通量达到饱和为止。

[0003] 饱和时，Q1的集电极的电压迅速上升(至由基极电路所决定的数值)，且变压器中的感应电压迅速下降。Q1被远拉离饱和状态，且VCE上升，引起N1上的电压进一步下降。基极驱动中的损耗造成Q1截止，这样接着又使铁心中的磁通量略微下降并且在N4中产生一电流使Q2导通。N4的感应电压使Q1保持在饱和导通状态，直至铁心在反向方向饱和，且一类似逆过程发生，以完成切换循环。

[0004] 尽管反相电器电路16由相当少的元件构成，但其适当的工作取决于晶体管和变压器的非线性复杂的交互作用。另外，C1、Q1和Q2的变化(典型地为35％的公差)不允许电路16适用于并联变压器装置，因为电路16的任何复制都会产生额外的不希望的工作频率，该工作频率可能在某些谐波处谐振。当应用于CCFL负载时，该电路在CCFL中产生明显的不期望的“拍动”效应。即使公差几乎符合，但因为电路16工作在自谐振模式，“拍动”效应不能被移除，因为任何该电路的复制将有其自身特有的工作频率。

[0005] 在美国专利第5,430,641；5,619,402；5,615,093；5,818,172号中可以找到一些其他的驱动系统。这些参考文件均具有低效率，两级功率转换，变频操作，和/或与负载有相关性的缺点。另外，当负载包含CCFL和组件时，会引入寄生电容，从而影响CCFL本身的阻抗。为了有效地设计一适当工作的电路，该电路设计必须考虑到用于驱动CCFL负载的寄生阻抗。此类努力不仅耗时、昂贵，并且当处理不同负载时也很难产生一最佳的转换器设计。因此，需要克服这些缺点并提供一电路解决方法，该电路具有高效率、CCFL的可靠点灯、与负载无关的功率调节和单一频率的功率转换的特点。

发明内容

[0006] 本发明提供了一液晶显示系统，该系统包含：一液晶显示板；一用来照明所述液晶显示板的冷阴极荧光灯；一耦合至冷阴极荧光灯的次级变压器绕组，该绕组给冷阴极荧光灯提供电流；一耦合至次级变压器绕组的初级变压器绕组，该绕组给次级变压器绕组提供磁通量；一耦合至初级变压器绕组的开关，该开关允许电流流经初级变压器绕组；一耦合至冷阴极荧光灯的反馈控制环路电路，该电路接收一表示提供至冷阴极荧光灯的功率的反馈信号，并在当且仅当所述反馈信号大于预定的阈值时控制传送至冷阴极荧光灯的功率，当所述反馈信号不高于一预定阈值时，所述反馈控制环路使所述冷阴极荧光灯保持一预定的最小功率。

[0007] 在一可选择的实施例中，液晶显示系统包含：一液晶显示板；一用来照明液晶显示板的冷阴极荧光灯；一耦合至冷阴极荧光灯的次级变压器绕组，该绕组给冷阴极荧光灯提供电流；一耦合至次级变压器绕组的初级变压器绕组，该绕组给次级变压器绕组提供磁通量；一耦合至初级变压器绕组的开关，该开关允许电流流经初级变压器绕组；一耦合至冷阴极荧光灯的反馈控制环路电路，该电路接收一来自冷阴极荧光灯的反馈信号，当所述反馈信号表示为开路状态时，使所述冷阴极荧光灯保持一预定最小功率。

[0008] 本发明也提供了一液晶显示系统中控制提供给冷阴极荧光灯的功率的方法，该方法包含步骤：提供一脉冲信号给晶体管作为初级变压器绕组的导通路径；产生一来自于耦合至次级变压器绕组的冷阴极荧光灯的反馈信号，该信号表示在冷阴极荧光灯所处的电状态；接收来自冷阴极荧光灯的反馈信号；当且仅当反馈信号表示冷阴极荧光灯点灯时，调节提供给所述冷阴极荧光灯的功率；和当所述反馈信号表示无正常点灯时，使所述冷阴极荧光灯保持一预定最小量的功率。

[0009] 本专业技术人员将会知道，虽然以下的具体实施方式将以较佳实施例和使用方法作为参考加以说明，但并不意味着本发明被局限于这些较佳实施例和使用方法。更正确地说，本发明具有较广泛的范围，并且只被随附的权利要求范围所限定和阐明。

[0010] 本发明的其他特性和优点将在以下的具体实施方式中阐明，参考附图，其中相同部分用相同编号描述。

附图说明

[0011] 图1所示为传统的直流/交流转换器电路；

[0012] 图2所示为本发明的直流/交流转换器电路的一较佳实施例；

[0013] 图2a-2f所示为图2电路的典型时序图；

[0014] 图3所示为本发明的直流/交流转换器电路的另一较佳实施例；

[0015] 图3a-3f所示为图3电路的典型时序图；

[0016] 图4a-4f所示为图2和图3所示电路的仿真图；

[0017] 图5所示为本发明的液晶显示系统的一实施例；

[0018] 图6所示为本发明的液晶显示系统的一实施例；

[0019] 图7所示为本发明的液晶显示系统的一实施例；

[0020] 图8所示为本发明的液晶显示系统的显示照明系统的一实施例；和[0021] 图9所示为本发明的液晶显示系统的一实施例中的波形；

具体实施方式

[0022] 虽然并不希望为实例所限定，但以下的详细说明将参考具有CCFL的显示屏作为本发明电路的负载来进行。然而，明显地，本发明并不限于仅驱动一个或多个CCFL，本发明更应该广泛地理解为一个独立于有特定应用的特定负载的功率转换器电路及方法。

[0023] 总而言之，本发明提供使用反馈信号和脉冲信号，调整两对开关的导通时间，进而控制将功率传送至负载的电路。当一对开关被可控制地导通时，使得其导通时间重叠，功率将沿着由该对开关所定义的导通路径通过一变压器传送至负载。同样地，当另一对开关被可控制地导通，使得其导通时间重叠时，功率沿着该另一对开关所定义的导通路径通过变压器被输送至负载。因此，通过有选择地导通开关和控制开关间的重叠，本发明可以精确地控制传送至一给定负载的功率。另外，本发明包含过电流和过电压保护电路，该电路在短路或者开路的情况下中止至负载的功率。并且，此处所描述的可控制开关拓扑结构使得电路能在与负载无关下，并使用一与变压器配置的谐振效应无关的单一工作频率下而工作。这些特性将在以下讨论，参考附图。

[0024] 图2所示的电路图示出了本发明的移相、全桥、零电压切换功率转换器的较佳实施例。实质上，图2所示电路包含：一个电源12；多个开关80，定义交替导通路径的、以对角线排列的开关对；驱动每一个开关的驱动电路50；一产生方波脉冲至驱动电路50的扫频器22；一变压器TX1(有一由TX1的一次侧和C1所定义的相关谐振槽电路)和一负载。有利的是，本发明还包含一重叠反馈控制环路40，该环路控制每一对开关中的至少一对的导通时间，由此允许可控制功率传送至负载。

[0025] 电源12施加至该系统。起初，从该电源产生一偏置/基准信号30用于控制电路(在控制环路40中)。最好，一扫频器22产生一占空比为50％的脉冲信号，以一较高频率开始，并以一预定速率和预定步骤向下扫频(即一可变脉冲宽度的方波信号)。扫频器22最好为一本领域已知的可编程频率产生器。(来自扫频器22的)脉冲信号90被传送至B_驱动电路(B_Drive)(其驱动开关_B，即控制开关_B的栅极)，并被传送至A_驱动电路(A_Drive)，该电路产生一互补脉冲信号92和一斜坡信号26。该互补脉冲信号92与脉冲信号90相差大约为180度，斜坡信号26与脉冲信号大约相差90度，这将如以下所述。斜坡信号26最好为一锯齿信号，如图所示。斜坡信号26将通过比较器28与误差放大器32的输出信号24(这里称作CMP)相比较，由此产生信号94。比较器28的输出信号94同样为一被传送至C_驱动电路(C_Drive)占空比为50％的脉冲以触发开关_C(Switch_C)的导通，随后该信号又决定开关B与开关C之间和开关A与开关D之间的重叠量。其互补信号(相差约为180度)通过D_驱动电路(D_Drive)施加至开关_D。本专业技术人员可以知道驱动电路_A至驱动电路_D的电路分别耦合至开关_A和开关_D的控制线(例如栅极)，如在此所述，允许每一个开关能够可控制地导通。通过调整开关B、C和A、D之间的重叠量来完成灯电流调节。换句话说，是开关对导通状态下的重叠量决定了转换器中处理的功率量。因此，开关B与开关C，和开关A与开关D在此被称为重叠开关。

[0026] 虽然并不希望被此实施例中的例子所局限，但B驱动电路最好由图腾柱电路，普通低阻抗运算放大器电路，或射极跟随器电路所构成。D_驱动电路有着相似的构造。由于A_驱动电路和C_驱动电路都不是直接接地(即浮置)，所以这些驱动电路最好由开机电路(boot_strap circuit)或本领域已知的其他高侧(high_side)驱动电路构成。另外，如上所述，A_驱动电路和C_驱动电路包含一反相器，该反相器用来分别反转来自于B_驱动电路和D_驱动电路的信号(即相位)。

[0027] 通过一零电压切换技术达到高效工作。四个MOSFET(开关_A至开关_D)80在其本征二极管(D1至D4)导通后导通，这提供了一在变压器/电容器(TX1/C1)配置中能量的电流流动路径，由此确保当这些开关导通时，它们上面的电压为零。由于这个可控制的操作，切换损耗被最小化并保持了高效率。

[0028] 重叠开关80的较佳切换操作参考图2a至2f中的时序图。开关_C在开关B和C同时导通的某一时段内断开(图2f)。当开关_C断开后，槽中电流(参考图2)现流过开关_D中的二极管D4(图2e)、变压器的一次侧、C1和开关_B，由此使电容C1和变压器中的电压和电流谐振，作为开关B和开关C导通时能量传递的结果(图2f)。注意此状况必须出现，因为在变压器一次侧电流方向的突变将违反法拉第定律。因此，在开关_C断开时电流必须流经D4。D4导通时，开关_D才闭合导通。同样地，开关_B断开(图2a)，在开关_A闭合前电流传送至与开关_A相关联的二极管D1(图2e)。同样地，开关_D被断开(图2d)，现在电流从开关_A，经过C1、变压器一次侧和二极管D3。开关_C在D3导通后闭合(图2e)。开关_B在开关_A断开后闭合，这允许二极管D2在开关_B闭合前首先被导通。注意是呈对角的开关B、C和A、D的闭合时间的重叠决定输送至变压器的能量，如图2f所示。

[0029] 在此实施例中，图2b示出了仅当开关_A闭合时才产生斜坡信号26。因此，产生斜坡信号26的驱动电路_A最好包含一个恒流产生器电路(未示出)，该电路包含一有适当时间常数的电容，用来产生斜坡信号。为此目的，利用一基准电流(未示出)实现电容充电，且该电容接地(通过例如一晶体管开关)，这样放电速率超出充电速率，由此产生一锯齿斜坡信号26。当然，如上所述，这可以通过积分脉冲信号90来实现，因此，可以使用一积分器电路(例如，运算放大器和电容)来形成斜坡信号26。

[0030] 在点灯过程中，在两个呈对角的开关之间(即在开关A、D和B、C之间)产生一预定的最小重叠。这产生一由输入至包括C1、变压器、C2、C3和CCFL负载的槽电路的最小能量。注意负载可以是电阻性的和/或电容性的。驱动频率开始于一预定的较高频率，直到其趋近槽电路和由变压器二次侧所反映的等效电路的谐振频率，大量的能量被传送至连接有CCFL的负载。由于它在点灯前的高阻抗特性，CCFL受到来自于提供给一次侧能量的高电压的影响。此电压足以使CCFL点灯。CCFL阻抗下降至其正常工作值(例如100K欧姆至130K欧姆)，且基于最小重叠工作提供给一次侧的能量不再足以维持CCFL的稳态工作。误差放大器26的输出开始其调整功能以用来增加该重叠。是误差放大器26输出的大小决定了重叠的量。例如：

[0031] 参考图2b、2c和图2的反馈环路40，重要的是注意到，当比较器28判定斜坡信号26(由驱动电路_A产生)与信号CMP24(由误差放大器32产生)的值相等时，开关_C闭合。
如图2b中的交叉点36所示。为了防止短路，开关A、B和C、D绝对不能同时闭合。通过控制CMP的大小，开关A、D和B、C之间的重叠时间调节输送至变压器的能量。为了调整输送至变压器的能量(和由此调节输送至CCFL负载的能量)，通过控制误差放大器的输出CMP24，开关C和D相关于开关A和B做时移。由时序图可知如果来自比较器28的输出进入开关C和D的驱动脉冲通过增加CMP的大小而右移，那么就会实现开关A和D、B和C之间重叠的增加，因而使输送至变压器的能量增加。实际上，这相应于较高灯电流工作(higher-lamp current operation)。相反地，开关C和D的驱动脉冲左移(减少CMP信号)将使传送的能量减少。

[0032] 为此目的，误差放大器32比较反馈信号FB和一基准电压REF。FB测量通过检测电阻Rs的电流值，其表示通过负载20的总电流。REF是一表示理想负载情况的信号，例如通过负载的期望电流。在正常工作中，REF＝FB。然而，若负载状态被故意地补偿，例如由一连接于LCD平板显示器的变光开关补偿，则REF的值会相应地增加/减少。该比较值相应地产生CMP。CMP的值反映了负载状态和/或一有意偏压，并且由REF和FB之间的差值(即REG-FB)来实现。

[0033] 为了保护负载和电路在负载端不处于开路状态(例如，正常工作下开路CCFL状态)，FB信号最好与一基准值(未示出且与上述REF信号不同)在电流检测比较器42中相比较，其输出如下所述定义开关38的状态。此基准值可以是可编程的，和/或为使用者可定义的，并最好反映出系统所允许的最小或最大电流(例如，可以额定用于个别元件，特别是用于CCFL负载的)。若反馈FB信号与基准信号的值在允许的范围内(正常工作)，则电流检测比较器的输出为1(或高)。这允许CMP流经开关38，电路如此所述地工作，以传送功率至负载。然而，若FB信号和基准信号的值在预定范围之外(开路或短路状态)，则电流检测比较器的输出为0(或低)，禁止CMP信号流经开关38。(当然，逆过程可以实现，其中开关在0状态下触发)。直到电流检测比较器指示允许电流经流Rs，才由开关38(未示出)提供最小电压Vmin并传送至比较器28。相应地，开关38包含用于当检测电流为0时、适当地选择可编程电压Vmin。再次参考图2b，此工作的效果是CMP直流值降至额定或最小值(即CM＝Vmin)，这样变压器TX1就不会出现高电压状态。因此，交叉点36被左移，由此降低了互补开关(在交叉点36开关_C闭合)之间的重叠量。同样地，当检测值为0(或其他表示开路状态的预设值)时，电流检测比较器42被连接至频率产生器22，以关闭产生器22。CMP被反馈至保护电路62。若CCFL在工作中被移去(开路状态)，这是要关掉扫频器
22。

[0034] 为了保护电路不处于过压状态，本实施例最好包含保护电路60，其工作将如下给出(对通过电流检测比较器42的过电流保护的描述如上所述)。电路60包含一保护比较器62，其将信号CMP与一由负载20导出的电压信号66相比较。最好是电压信号由如图2所示的分压电容C2及C3(与负载20并联)所导出。在开路状态(open-lamp condition)下，扫频器持续扫频，直到OVP信号66达到一阈值。OVP信号66取自输出的分压电容C2及C3，以检测变压器TX1输出的电压。为了简化分析，这些电容也代表等效负载电容的总电容。阈值为一基准值，而且电路被设计成使变压器二次侧的电压大于最小点灯电压(例如由LCD显示屏所需要的电压)，而小于变压器的额定电压。当OVP超出阈值时，扫频器停止扫频。同时，电流检测42在检测电阻Rs上检测不到信号。因此，把在开关块38输出24处的信号设定在最小值，那么开关A和D、B和C之间的重叠为最小。最好，一旦OVP超出阈值时，计时器64开始工作，由此启动一定时计时(time-out)序列。该定时计时序列的周期最好按照负载要求(例如LCD显示屏的CCFL)加以设计，但也可设定为某些可编程的值。一旦计时时间结束，驱动脉冲无效，由此提供转换器电路的安全工作输出。即，电路60提供一充足电压以使该灯点灯，若该灯未被连接至转换器，则在一定时间段后被关闭，因此可以避免在输出处的错误的高电压。必须有这样一时间段，因为非点灯过程类似于开路状态。

[0035] 图3和3a-3f描绘了本发明直流/交流电路的另一较佳实施例。在此实施例中，电路以类似于图2及2a-2f所提供的方式工作，然而本实施例还包含了一用来控制扫频器22的锁相环电路(PLL)70和一用来定时输入C_驱动电路的信号的触发器电路72。通过时序图可以理解，若通过增加CMP的大小使开关C和D的驱动脉冲右移50％，就可以实现开关A和D、B和C之间重叠的增加，从而增加输送至变压器的能量。实际上，这相应于较高灯电流工作(可能需要通过如上所述的REF电压的手动增加)。相反地，开关C和D的驱动脉冲的左移(通过降低CMP信号)减少了被输送的能量。锁相环电路70在正常工作下保持反馈电流(经Rs)和槽电流(经TX1/C1)之间的相位关系，如图3所示。PLL电路70最好包含来自槽电路(C1和TX1一次侧)输入信号、信号98和Rs(上述的FB信号)。一旦CCFL被点灯、且通过Rs检测CCFL中的电流，就激活PLL70电路，该电路锁定灯电流和一次谐振槽(C1和变压器一次侧)电流之间相位。即，PLL是因象温度作用、机械配置的任何寄生变化而调节扫频器22的频率的，所说的机械配置如影响电容值和电感值的转换器与LCD板之间的接线、灯与LCD板的金属底盘之间的距离。该系统最好保持谐振槽电路和流经Rs的电流(负载电流)之间的相位差180度。因此，不管特定负载状态和/或谐振槽电路的工作频率，该系统都可以找到一最佳工作点。

[0036] 图3反馈环的工作类似于以上对图2的说明。然而，如图3b所示，此实施例通过触发器72对C_驱动电路输出的启动信号进行计时。例如，在正常工作中，误差放大器32的输出将通过控制开关块38(如上所述)被反馈，结果为信号24。通过比较器28和触发器72得到开关A和D、B和C之间的一定的重叠量，该触发器72驱动开关C和D(D驱动电路产生C_驱动电路的互补信号)。这为CCFL(显示板)负载提供了稳态工作。考虑到在正常工作时移去CCFL(显示板)，CMP增大至误差放大器输出的边界值(rail ofoutput)，并立即触发保护电路。此功能在点灯时被禁止。

[0037] 简要地参考图3a-3f，在此实施例中，通过C_驱动电路和D_驱动电路交替地触发开关C和D作为触发电路72的工作结果。如图3b，触发器每隔一次触发，由此初始化C_驱动电路(且，相应地初始化D_驱动电路)。另外计时则如上述参考图2a-2f，以相同的方式工作。

[0038] 现参考图4a-4f，仿真图2或3的输出电流。例如，图4a显示在21V输入时，当扫频器接近75.7KHz(0.5us重叠)时，输出达到1.67KVp-p。若CCFL需要3300Vp-p点灯，则此电压不足以给CCFL点灯。当频率降至如68KHz时，最小重叠在输出处产生约3.9KVp-p，这足以点灯CCFL。如图4b所示。在此频率，重叠增加至1.5u s，使得输出约1.9KVp-p用来运行130K欧姆的灯阻抗。这在图4c中已经示出。如另一个实例，图4d示出了在输入电压为7V时的工作。在71.4KHz时，在灯点灯前，输出为750Vp-p。当频率降低时，输出电压增加直到灯点灯为止。图4e示出68.5KHz时，输出达到3500Vp-p。CCFL电流的调节通过调节重叠来完成，并在点灯后支持130K欧姆的阻抗。CCFL的电压对于660Vrms灯来说为1.9KVp-p。这也如图4f所示。虽然未示出，图3的电路仿真以类似的方式进行。

[0039] 应注意的是第一和第二实施例的差别(即，图3中加入触发器和PLL)将不会影响到在图4a-4f中提出的整体工作参数。然而，决定加入PLL是考虑在电路中的非理想阻抗，且可以作为图2中所示的电路的替代电路而加入。同时，加入触发器允许了除去上述的恒流电路。

[0040] 因此，很明显地提供了一高效可适型的直流/交流转换器电路，其满足在此提出的目标。对于本专业技术人员，很明显，可以进行一些修改。例如，虽然本发明已经描述使用MOSFET作为开关的作用，本专业技术人员可以知道整个电路可以使用BJT晶体管，或任何类型晶体管的组合，包含MOSFET和BJT加以构建。其他修改也是可能的。例如与驱动电路_B和驱动电路_D关联的驱动电路可以由共集级电路组成，因为相关联的晶体管接地，因此不会出现浮置状态。这里所述的PLL电路最好为本专业已知的普通PLL电路70，通过适当地修改用以接收输入信号和产生控制信号，如上所述。脉冲产生器22最好为一脉宽调制电路(PWM)或频宽调制电路(FWM)，两者都为本专业所熟知的。同样地，保护电路62和计时器由已知电路构成并加以适当修改，以如此所述进行工作。

[0041] 图5描述了本发明液晶显示系统的一实施例。液晶显示系统500包含薄膜晶体管显示屏501。薄膜晶体管显示屏501耦合至列驱动电路502。列驱动电路502控制在薄膜晶体管显示屏501上的列。薄膜晶体管显示屏501也耦合至行驱动电路503。行驱动电路503控制在薄膜晶体管显示屏501上的行。列驱动电路502和行驱动电路503耦合至时序控制器504。时序控制器504控制列驱动电路502和行驱动电路503的时序。时序控制器
504耦合至视频信号处理器505。视频信号处理器505处理视频信号。在另一实施例中，视频信号处理器505可以为一定标器装置。

[0042] 薄膜晶体管显示屏501由显示照明系统599照明。显示照明系统599包含冷阴极荧光灯562。冷阴极荧光灯562耦合至次级变压器绕组560。次级变压器绕组560为冷阴极荧光灯562提供电流。次级变压器绕组560耦合至初级变压器绕组518。初级变压器绕组518为次级变压器绕组560提供磁通量。初级变压器绕组518耦合至开关532。开关532允许电流流经初级变压器绕组518。初级变压器绕组518也耦合至开关512。开关512允许电流经过初级变压器绕组518。开关532和开关512耦合至控制器550。控制器550提供脉冲信号，用来控制开关532和开关512之间的切换。值得注意的是，在此描述的任何控制器均可作为控制器550。同样值得注意的是，在此描述的任何显示照明系统均可替代显示照明系统599。

[0043] 图6描述了本发明液晶显示系统的另一实施例。液晶显示系统600包含薄膜晶体管显示屏601。薄膜晶体管显示屏601耦合至列驱动电路602。列驱动电路602控制在薄膜晶体管显示屏601上的列。薄膜晶体管显示屏601也耦合至行驱动电路603。行驱动电路603控制在薄膜晶体管显示屏601上的行。列驱动电路602和行驱动电路603耦合至时序控制器604。时序控制器604控制列驱动电路602和行驱动电路603的时序。时序控制器604耦合至视频信号处理器605。视频信号处理器605处理视频信号。视频信号处理器605耦合至视频解调器606。视频解调器606解调视频信号。视频解调器606耦合至调谐器607。调谐器607为视频解调器606提供视频信号。调谐器607把液晶显示系统600调整到一特定频率。视频解调器606也耦合至微控制器608。调谐器607也耦合至音频解调器611。音频解调器611解调来自调谐器607的音频信号。音频解调器611也耦合至音频信号处理器610。音频信号处理器610处理来自音频解调器611的音频信号。音频信号处理器610耦合至音频放大器609。音频放大器609放大来自音频信号处理器610的音频信号。

[0044] 薄膜晶体管显示屏601由显示照明系统699照明。显示照明系统699包含冷阴极荧光灯662。冷阴极荧光灯662耦合至次级变压器绕组660。次级变压器绕组660为冷阴极荧光灯662提供电流。次级变压器绕组660耦合至初级变压器绕组618。初级变压器绕组618为次级变压器绕组660提供磁通量。初级变压器绕组618耦合至开关632。开关632允许电流流经初级变压器绕组618。初级变压器绕组618也耦合至开关612。开关612允许电流经过初级变压器绕组618。开关632和开关612耦合至控制器650。控制器650提供脉冲信号，用来控制开关632和开关612之间的切换。值得注意的是，在此描述的任何控制器可作为控制器650。同样值得注意的是，在此描述的任何显示照明系统可以替代显示照明系统699。

[0045] 图7描述了本发明液晶显示系统的另一实施例。液晶显示系统700包含图形适配器790。液晶显示系统700也可以包含上述和图5中所示的液晶显示系统500的部件，或上述和图6中显示的液晶显示系统600的部件。图形适配器790耦合至一视频信号处理器，该视频信号处理器505可以是上述和图5中所示的视频信号处理器505，或上述和图6中所示的视频信号处理器605。

[0046] 图形适配器790耦合至芯片组核心逻辑791。芯片组核心逻辑791传输在与其相连的装置之间的数据。芯片组核心逻辑791也耦合至微处理器792。微处理器792处理数据，包括视频数据。芯片组核心逻辑791也耦合至储存器793。储存器793随机存取储存器，并提供数据的短期存储。芯片组核心逻辑791也耦合至硬盘驱动器794。硬盘驱动器794提供数据的长期存储。芯片组核心逻辑791也耦合至光盘驱动器795。光盘驱动器795从CD-ROM或DVD-ROM检索数据。

[0047] 参考图8，描述了本发明开关模式CCFL供电电路100的一实施例。本发明是一开关模式电源，为冷阴极荧光灯(CCFL)提供能量。此电源把一直流(DC)低电压转换为一交流(AC)高电压，并提供给CCFL。

[0048] 开关模式电源电路包含一第一开关，此开关含有源极、漏极和栅极。第一开关的漏极连接至升压变压器的初级绕组。此升压变压器的次级绕组的匝数至少是初级绕组匝数的20倍，最好为50至150倍。第一开关的源极连接至一电源。

[0049] 第二开关也含有源极、漏极和栅极。第二开关的漏极同时连接至第一开关的漏极和变压器初级绕组的一端。第二开关的源极连接至一电源的接地参考。初级绕组含有一第二端，此第二端连接至一二电容分压器的中点。这样，这两个开关串联，近似地均分电源的输入电压。这两个电容串联后与电源两端相连。

[0050] 一控制电路传送控制信号至第一和第二开关，以180度相移交替闭合开关。当第一开关闭合时，一电流以一参考正向流经第一开关和变压器的初级绕组。当第二开关闭合时，此电流以反向流经变压器的初级绕组，并流经第二开关。

[0051] 变压器从两个方向上被驱动，所以铁心的磁通量扫动用于与变压器相关的磁滞曲线中的两个象限。这样就减少变压器铁心的大小，从而节省了变压器的成本。

[0052] 两个电容组成了一电容分压器，连接至变压器初级绕组的一端。当每一个开关闭合时，两个电容被流经变压器初级绕组的电流充电或放电。当第一开关闭合时，电流为第一电容放电的同时为第二个电容充电，且在第一开关断开、连接在第二开关的本体二极管导通时，该电流被重置。当第二开关闭合时，流经变压器初级绕组的电流反向。随着此电流流动方向，第一电容被充电，第二电容被放电。在第二开关被断开后，电流经由第一开关的本体二极管得以恢复。若开关在他们的本体二极管导通时闭合，那么开关基本上是在零电压时闭合。此零电压切换技术使开关的切换损耗降到最低。因此，功率转换器的效率得到提高。

[0053] 供电电路100包含一控制器150，一第一开关112，一第二开关132，和一变压器120，并连接至电源274用来为一负载(例如平板显示器中的CCFL162，该平板显示器可以为一液晶显示器)提供功率。

[0054] 第一开关112可为一N-通道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)栅控开关，并包含一漏极114，该漏极连接至升压变压器120的初级绕组118的一端。初级绕组118的第二端125连接至第一电容124和第二电容126的结点上。第一开关112的源极128连接至电源274的接地参考。第二开关132可为P-通道MOSFET栅控开关。P-通道开关132的漏极也连接至开关112的漏极114。开关112和开关132都分别包含本征二极管134和136。开关132的栅极138和112的栅极152连接至控制器150的输出端。

[0055] 升压变压器120的次级绕组160连接至CCFL162。与先前技术罗伊电路中变压器采用的饱和磁心的非线性磁导率相比，升压变压器120中会形成一个有着线性磁导率的磁芯，该磁芯在供电电路100工作时未饱和。升压变压器120的匝数比至少为20∶1，且通常在50∶1至150∶1的范围内。

[0056] 升压变压器120的次级绕组160与串联的两个电容163、164并联。电容163、164构成一分压器，用来检测升压变压器120的次级绕组160的电压，并将初级绕组118的矩形波变换为近似正弦波提供给CCFL负载162。在正常工作下，检测电压186常被开关170重置，该开关由流经CCFL162的电流控制。开关170的功能将在下面详述。

[0057] 控制器150可为一脉宽调制控制器，其提供第一栅极驱动信号152至开关112的栅极152，并提供一第二栅极驱动信号138至开关132的栅极138。除了为开关112、132提供驱动信号以外，控制器150还提供其他功能，例如两个用于CCFL点灯和正常工作的截然不同的频率。在控制器150中的开灯识别电路250用于判定CCFL162是否被点亮，并判定两个频率中哪一个被输出。在CCFL162点灯时，开灯信号252不被设置(de-asserted)，并表示CCFL162不被点亮，且显示其电路上是开路。基于信号252，振荡器254处得到一第一频率。点灯之后检测到一流经CCFL162的电流。因此，信号252被设置(asserted)，代表CCFL被点灯。在振荡器254输出处得到一第二频率。应注意到，开灯信号252也决定低频脉宽调制(PWM)电路258的输出256。在点灯过程中，信号256不能干扰提供至CCFL162的波形，以得到一平滑的点灯电压。换句话说，在信号252被设置之前，信号256不会影响输出控制逻辑286。

[0058] 控制器150还包含灯电流和电压检测和控制功能。灯电流通过电阻182被检测到。检测值184通过一比较器(例如控制开关112和132闭合时间的误差放大器230)与基准212相比。灯电压通过电容分压器163和164被检测到。检测值186通过一比较器232和基准214相比较。比较器232的输出234决定数字时钟计时器236的启动。在时钟计时器236启动之后过一段时间(例如一至两秒)，若输出234仍然没被设置，时钟计时器
236的输出信号238使保护电路240被设置，以停止开关112和132的工作。该时段是用来为CCFL162提供一点灯时间(例如一至两秒)。振荡器254为供电电路100的工作提供了两个频率，一较高频率用于点灯，一较低频率用于正常工作。较高频率可以比较低频率高出
20％到30％。较低频率可为如图4b所示的68KHz，或如图4e所示的65.8KHz，或低于这两个频率的任一频率值。

[0059] 低频脉宽调制电路258用以产生信号256，调整传送至灯的能量，从而实现亮度控制。信号256的频率最好在150Hz至400Hz范围内。开灯识别电路250接收灯电流检测信号184，其输出信号252被设置用来识别CCFL负载162的存在或点灯的完成。保护电路240接收表示CCFL162存在的信号252，表示在CCFL162检测电流存在的信号260，和表示开路状态的定时计时的信号238。因此，当灯162出现开路、过电流、过压状态，或在电压输入
130发生欠压时，保护电路240的输出信号262被设置，以停止开关112和132的工作。

[0060] 控制器150包含一连接至电路地(circuit ground)的接地管脚272，和一连接至一直流电压源的电压输入管脚130。在控制器150中，电压输入管脚130连接至一基准/偏置电路210，该电路产生不同的基准电压212、214等，供内部用途。电压输入管脚130也连接至一欠压锁定电路(under-voltage lock-out circuit)220和输出驱动电路222。当提供至电压输入管脚130的电压超过一阈值时，电路220的输出信号224使控制器150的其它部分开始工作。另一方面，若电压输入管脚130处的电压小于阈值时，信号224将停止控制器150其它部分的工作。

[0061] CCFL工作时，CCFL的亮度调低功能和开路的功能实质上是互补的。有利的是，两个信号168和186可以复用，在控制器150的一管脚284处接收到信号168和186。此操作降低了控制器150的成本。

[0062] 控制器150的时钟管脚276连接至振荡器254，该振荡器经过一电容278连接至电路地，或经一电阻280连接至电压输入管脚130，以在276处提供一时钟信号(最好为一斜坡信号)。

[0063] 有利的是，在本发明中，供电电路100利用与控制器150最少的连接数实现了最多的功能，来驱动CCFL负载。该电源的工作如下所述。

[0064] 将直流(DC)电压VIN施加于供电电路100。一旦130处的电压输入超过欠压锁定电路220所设定的阈值，控制器150开始工作。基准/I-偏置电路210为控制器150中的其它电路产生基准电压。

[0065] 由于CCFL162未被点灯，且没有来自CCFL负载162的电流反馈信号184，振荡器254产生一较高频率脉冲信号。驱动电路222输出一脉宽调制驱动信号152和138，分别给开关112和132。电容216被逐渐充电，这样电压260随着时间逐渐增加。因为260处的电压随着时间逐渐增加，所以驱动信号138和152的脉宽逐渐增加。因此，传送至升压变压器120和负载162的功率也逐渐增加。电容124和126的设计使得通过每个电容的电压约为输入电压的一半。在第一个半周期里，开关132闭合，一电流从电源、经开关132流至初级绕组118。该电流然后流入电容126，并包含磁化电流和反射负载电流(reflected load circuit)。当电容126充电时，电容124放电。当开关132断开时，初级绕组118的电流继续以同样方向流动。二极管134使该电流继续同方向流通。开关132闭合后经过约180度相差后，开关112闭合。电源使电流经过电容124流至初级绕组118，沿相反的方向经过开关112流至基准电路地272。该电流(包含磁化电流和反射负载电流)可沿着反向流动。
与此同时，当电容126放电时，电容124充电。当开关112断开，二极管136支持电流在初级绕组118中的继续流动。在开关112闭合后经过约180度相差后，开关132闭合。开关继续周期性地工作。因此，初级绕组118的电压实质上为一矩形波。

[0066] 图9描述了不同端口处的波形。图9(a)示出了在152处的驱动波形。图9(b)示出了138处相应的驱动波形。注意开关112和132的开关闭合时间时相差180度。当然，开关132可改用N通道装置。在此情况下，驱动信号138的逻辑被翻转，用以表示开/关(ON/OFF)驱动信号。图9(c)示出了125处的波形。叠加在直流电压(输入电压VIN的一半)上的小波纹表示电容126的充电和放电。输入电压VIN减去125处的电压得到一相似波形，该波形代表电容124的电压，该电压也有一叠加在二分之一输入电压上的小波纹。图9(d)示出114处的电压，而图9(f)示出了流经初级绕组118的电流。注意，当开关在t1处闭合时，114处的电压接近VIN。初级绕组118的电流以一基准正向流动，以使电容126充电，同时使电容124放电。因此，电容126处的电压增加(正斜率)。在时间t2处，开关132断开。初级绕组118处的电流继续以同样方向流动，并呈减小的趋势。二极管134使该电流继续流通，直到电流在t3时减小至零。在t2至t3的时段内，很显然114处的电压接近于零。由于电流以同样的方向流动，电容126处的电压仍然增加。在t3后瞬间，由于初级绕组118的反向磁动势，一小电流以反向流动，二极管136导通，114的电压等于VIN加上二极管
136的顺向压降。在时间t4，开关112闭合。电压114下降至接近于零，而初级绕组118的电流却以反向增加。当电容124被充电时，电容126放电。因此，电容126的电压减少(负斜率)。开关112在时间t5时断开，二极管136导通，电流继续流动。当初级绕组118的电流达到零时，二极管136停止导通。与此同时，小电流以基准正向流动。换句话说，由于二极管134导通，所以114处的电压接近于零。工作情况继续，直至在时间t7下一周期开始，且开关132再次闭合。升压变压器120从两个方向上被驱动，这样最大化地利用了磁通量扫动，以提供功率给CCFL负载。升压变压器120，输出电容163、164和所有与变压器120二次侧电路相关的寄生电抗元件构成一槽电路。该槽电路选出与初级绕组118处出现的矩形波相关的较高谐波元件，并在CCFL162处产生一整形的、近似正弦的波形。如图9(e)所示。注意，基于次级绕组160的寄生元件和负载162，波形172就图9(a)-9(d)和图9(f)所示的波形而言可能拥有不同的相移。172处的电压被电容163和164分压。因此，电容163和164有两种目的。一个目的是用于电压检测186，另一个目的是用于波的整形。

[0067] 当CCFL162导通时，通过CCFL162的电流被电阻182检测到。检测到的信号184被传送至一电流放大器230，该放大器在其输出260处与补偿电容216相连。信号260与一来自振荡器254的信号进行比较，并产生一输出，该输出传送至控制逻辑286，以决定开关112和132的闭合时间。一调节传送至负载的功率的一种方法是将一指令信号168提供至控制器150的输入284。284处的信号通过低频脉宽调制电路258被转换成一低频脉冲信号，传送至输出控制逻辑286，由此用低频脉冲信号调制驱动电路222的输出138和152，从而有效地控制传送至CCFL162的能量。

[0068] 点灯期间，CCFL162作为一阻抗无限大的元件连接至供电电路100。同样，在此期间，CCFL162通常要求一预定的导通电压。包含电容163和164的供电电路100检测CCFL162的电压。由此，该预定导通电压在信号186处被按比例确定，并传送至控制器150的输入284，用于电压调节。开灯识别电路250产生一信号252，该信号表示CCFL162没有打开。
信号234被设置，启动数字时钟计时电路236。同样，信号252命令振荡器254产生一适合CCFL162点灯的较高频率。在此期间，CCFL162处的电压被调节为预定值。信号234被设置后约一两秒钟，数字时钟计时器236产生一信号238。若CCFL162在信号238被设置之前点灯，那么CCFL162如上一段落所述继续工作。若CCFL162未被点灯(损坏，未连接或连接松动)，设置信号238启动保护电路240。保护电路240的输出产生一信号262，用来停止驱动电路222的工作，所以开关112和132被断开。由于CCFL162在此期间未被点灯、没有功率传送至CCFL162，因此功率控制指令信号168自然对电源的工作不起作用。换句话说，当供电电路100实现CCFL162点灯功能时，停止对调节至CCFL162的功率的亮度控制。同样，在正常工作中，开关170重置电压检测信号186，所以该信号不影响CCFL的亮度控制。因此，复用技术功能减少了管脚的数量，这样，节省了控制器150和电源电路的成本。

[0069] 振荡器254经电容278连接至基准电路地，或经电阻280连接至输入电压，并产生脉冲信号当振荡器电路254经电容278连接至电路地时，振荡器电路254产生电流至电容278，也吸收来自电容278的电流。当振荡器电路254经电阻280连接至输入电压时，振荡器电路254吸收来自电压输入和电阻280的电流。吸收和产生(sink-and-source)电流或只吸收(sink-only)电流的特性使得可以区分调节传送至CCFL162功率的不同控制模式。对于线性模式，为了区分如先前所述的低频脉宽调制模式，功率控制指令信号168命令并调节传送至CCFL162的功率，使该功率的传送无须通过低频脉宽调制电路258。当振荡器电路254经电阻280连接至电压输入时，信号168，然后284流经低频脉宽调制电路258以产生/重写一基准信号212，传送至放大器230。指令信号168因而直接控制电流反馈信号184的大小，调节通过CCFL162的电流。在这种工作模式下，282处的信号切断低频脉宽调制电路258，并允许信号284直接通过。因此，将电阻280或电容278连接至振荡器电路254不仅产生脉冲信号，还决定了CCFL负载162功率调节的控制模式(或在线性控制模式下，或在低频脉宽调制模式下)。这样的设计降低了控制器150周围所使用的元件的数目，却大大提高了设计者的灵活性。

[0070] 如上所述，相应于本发明的供电电路100的第一开关112和第二开关132由控制器150所控制，并交替闭合，因此电流交替地以第一方向和第二方向流经CCFL162，且供电电路100将直流电源转换为交流功率，为CCFL162提供功率。

[0071] 因此，本专业技术人员阅读上述披露之后将会发现本发明的各种修改和/或替代应用，这些修改和/或替代应用并不脱离本发明的精神和范围情况。所以，下列权利要求旨在解释包含所有在本发明精神和范围内的修改或替代应用。

[0072] 本专业技术人员将会发现的其它电路，和所有这些修改受限于在本发明的精神和范围，且仅由附加的权利要求限定。