电源转换器的控制器及其控制方法

摘要

本发明提供一种电源转换器的控制器及其控制方法，向电源转换器提供反相驱动信号，其中该电源转换器至少有一个第一电源单元和一个第二电源单元。控制器包括输入电路，该输入电路接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内代表第一电源单元的电流值，第一信号在第二时间段内代表第二电源单元的电流值。控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应来自该输入电路的输出信号，以向第一和第二电源单元提供反相驱动信号。本发明提供的电源转换器的控制器，可以避免产生偏置，实现的良好电流匹配，改善电源转换器的效率和可靠性。

权利要求

1.一种向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，其特征在于所述电源转换器至少有一个第一电源单元和一个第二电源单元，所述控制器包括：输入电路，所述输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据所述第一和第二信号之差提供一个输出信号，所述第一信号在第一时间段内表示所述第一电源单元所提供的电流值，所述第一信号在第二时间段内表示所述第二电源单元所提供的电流值；以及输出电路，所述输出电路至少响应所述输出信号，以向所述第一和第二电源单元提供反相驱动信号。

2.根据权利要求1所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，其特征在于：所述输入电路包括脉宽调制电路，且所述输出信号包括一个脉宽调制信号。

3.根据权利要求2所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，其特征在于：所述脉宽调制电路包括一个脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器包括一个与所述第一路径相连的输入端和另一个与所述第二路径相连的输入端，其中所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号。

4.根据权利要求3所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，其特征在于：所述驱动信号包括脉宽调制信号，其中所述锯齿斜坡信号响应所述输出电路，以在任何一个所述脉宽调制信号的下降沿处复位。

5.根据权利要求1所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，其特征在于：所述第一路径包括一个电流放大器，所述电流放大器在所述第一时间段内与所述第一电源单元的一个电流检测器相连，所述电流放大器在所述第二时间段内与所述第二电源单元的一个电流检测器相连。

6.一种电子装置，其特征在于包括一个至少拥有一个第一电源单元和一个第二电源单元的电源转换器，和一个所述电源转换器的控制器，所述控制器包括：输入电路，所述输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据所述第一和第二信号之差提供一个输出信号，所述第一信号在第一时间段内表示所述第一电源单元所提供的电流值，所述第一信号在第二时间段内表示所述第二电源单元所提供的电流值；以及输出电路，所述输出电路至少响应所述输出信号，以向所述第一和第二电源单元提供反相驱动信号。

7.根据权利要求6所述的电子装置，其特征在于：所述输入电路包括脉宽调制电路，且所述输出信号包括一个脉宽调制信号。

8.根据权利要求7所述的电子装置，其特征在于：所述脉宽调制电路包括一个脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器包括一个与所述第一路径相连的输入端和另一个与所述第二路径相连的输入端，其中所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号。

9.根据权利要求8所述的电子装置，其特征在于：所述驱动信号包括脉宽调制信号，其中所述锯齿斜坡信号响应所述输出电路，以在任何一个所述脉宽调制信号的下降沿处复位。

10.根据权利要求6所述的电子装置，其特征在于：所述第一路径包括一个电流放大器，所述电流放大器在所述第一时间段内与所述第一电源单元的一个电流检测器相连，所述电流放大器在所述第二时间段内与所述第二电源单元的一个电流检测器相连。

11.一种电源转换器的控制方法，其特征在于包括：

比较一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据所述第一和第二信号之差提供一个输出信号，所述第一信号在第一时间段内表示一个第一电源单元所提供的电流值，所述第一信号在第二时间段内表示一个第二电源单元所提供的电流值；

以及

向一个电源转换器提供多个驱动信号，所述电源转换器至少有所述第一电源单元和所述第二电源单元。

12.根据权利要求11所述的电源转换器的控制方法，其特征在于：所述输出信号包括一个脉宽调制信号。

13.根据权利要求12所述的电源转换器的控制方法，其特征在于：所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号，且其中所述多个驱动信号包括多个脉宽调制信号。

14.根据权利要求13所述的电源转换器的控制方法，其特征在于还包括：根据所述多个脉宽调制信号中的任何一个脉宽调制信号的下降沿，令所述锯齿斜坡信号复位。

15.根据权利要求11所述的电源转换器的控制方法，其特征在于还包括：

用一个电流放大器放大来自所述第一电源单元的第一检测所得信号，以提供所述第一信号；以及用一个所述电流放大器放大来自所述第二电源单元的第二检测所得信号，以提供所述第一信号。

16.一种电源转换系统，其特征在于包括：

一个拥有第一电源单元和第二电源单元的电源转换器，每个所述第一和第二电源单元包括一个拥有初级线圈和次级线圈的变压器，和多个与所述初级和次级线圈相连的开关，所述多个开关在第一复位时间段内响应至少一个驱动信号，以令所述初级和次级线圈短路；以及一个控制器，所述控制器向每个所述第一和第二电源单元提供所述至少一个驱动信号，所述控制器包括输入电路，所述输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据所述第一和第二信号之差提供一个输出信号，所述第一信号在第一时间段内表示所述第一电源单元所提供的电流值，所述第一信号在第二时间段内表示所述第二电源单元所提供的电流值，所述控制器还包括输出电路，所述输出电路至少响应所述输出信号，以向每个所述第一和第二电源单元提供所述至少一个驱动信号。

17.根据权利要求16所述的电源转换系统，其特征在于：所述控制器的所述输入电路脉宽调制电路包括一个脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器包括一个与所述第一路径相连的输入端和另一个与所述第二路径相连的输入端，其中来自所述第二路径的所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号。

18.根据权利要求16所述的电源转换系统，其特征在于：所述第一路径包括一个电流放大器，所述电流放大器在所述第一时间段内与所述第一电源单元的一个电流检测器相连，所述电流放大器在所述第二时间段内与所述第二电源单元的一个电流检测器相连。

说明书

电源转换器的控制器及其控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及电源转换器的控制器，更具体的是涉及直流-直流转换器的控制器。 背景技术

[0002] 很多电子装置采用直流-直流转换器将直流输入电压转换成一个直流输出电压。一个直流-直流转换器的拓扑结构中可以有一个由全桥初级线圈和倍流整流器次级线圈组成的变压器。在此例中，一个全桥电路可以连接在隔离变压器的初级线圈的两端，一个倍流整流器电路可以连接在隔离变压器的次级线圈两端。全桥电路可以由四个开关组成，这四个开关以已知的电桥配置形式排列而成。倍流整流器可以有两个开关。 [0003] 在一种已知的排列方式中，全桥电路的四个开关可以由四个独立的控制信号控制，倍流整流器电路的两个开关可以由另外两个控制信号控制。这样，在这种已知的排列方式中，需要向这些开关提供六个不同的控制信号。此外，六个开关响应这六个相关的控制信号，以使在功率传输周期之前次级线圈是短路的，而初级线圈是断开的(全桥的四个开关是断开的)。因此，该已知排列方式需要变压器有一个尺寸相对大的铁芯，因为对于磁化曲线上的每个周期，铁芯几乎会返回到铁芯没有磁化时的初始状态。

[0004] 一个直流-直流转换器可以拥有基于多个变压器的多个电源单元。在现有技术中的一个实施例中，直流-直流转换器的控制器为一个电流模式的控制器，该控制器向每个电源单元提供反相的脉宽调制信号。每个电源单元的电流检测信息反馈至控 制器。每个电源单元的独立的电流通道有独立的元件，这些独立元件会造成不同电源单元的不同电流通道之间的不匹配，例如：不匹配程度可达正/负30％或更高。这会降低该直流-直流转换器的效率和可靠性。

发明内容

[0005] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种电源转换器的控制器及其控制方法，以及含有电源控制器及其控制器的电子装置和系统。

[0006] 为了实现上述目的，本发明提供一种向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，其中该电源转换器至少有一个第一电源单元和一个第二电源单元。控制器包括输入电路，该输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值。控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应来自输入电路的输出信号，以向第一和第二电源单元提供反相驱动信号。

[0007] 本发明所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，所述输入电路包括脉宽调制(PWM)电路，且所述输出信号包括一个脉宽调制信号。

[0008] 本发明所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，所述脉宽调制电路包括一个脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器包括一个与所述第一路径相连的输入端和另一个与所述第二路径相连的输入端，其中所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号。 [0009] 本发明所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器， 所述驱动信号包括脉宽调制信号，其中所述锯齿斜坡信号响应所述输出电路，以在任何一个所述脉宽调制信号的下降沿处复位。

[0010] 本发明所述的向电源转换器提供反相驱动信号的控制器，所述第一路径包括一个电流放大器，所述电流放大器在所述第一时间段内与所述第一电源单元的一个电流检测器相连，所述电流放大器在所述第二时间段内与所述第二电源单元的一个电流检测器相连。 [0011] 为了实现上述目的，本发明还提供一种电子装置，该电子装置包括一个拥有至少一个第一电源单元和一个第二电源单元的电源转换器，一个电源转换器的控制器。该控制器包括输入电路，该输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值。控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应该输出信号，以向第一和第二电源单元提供反相驱动信号。

[0012] 本发明所述的电子装置，所述输入电路包括脉宽调制电路，且所述输出信号包括一个脉宽调制信号。

[0013] 本发明所述的电子装置，所述脉宽调制电路包括一个脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器包括一个与所述第一路径相连的输入端和另一个与所述第二路径相连的输入端，其中所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号。

[0014] 本发明所述的电子装置，所述驱动信号包括脉宽调制信号，其中所述锯齿斜坡信号响应所述输出电路，以在任何一个所述脉宽调制信号的下降沿处复位。 [0015] 本发明所述的电子装置，所述第一路径包括一个电流放大 器，所述电流放大器在所述第一时间段内与所述第一电源单元的一个电流检测器相连，所述电流放大器在所述第二时间段内与所述第二电源单元的一个电流检测器相连。

[0016] 为了实现上述目的，本发明还提供一种电源转换器的控制方法，包括：比较一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号，第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值；和向一个电源转换器提供多个驱动信号，其中该电源转换器至少有一个第一电源单元和一个第二电源单元。 [0017] 本发明所述的电源转换器的控制方法，所述输出信号包括一个脉宽调制信号。 [0018] 本发明所述的电源转换器的控制方法，所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号，且其中所述多个驱动信号包括多个脉宽调制信号。

[0019] 本发明所述的电源转换器的控制方法，还包括：根据所述多个脉宽调制信号中的任何一个脉宽调制信号的下降沿，令所述锯齿斜坡信号复位。

[0020] 本发明所述的电源转换器的控制方法，还包括：用一个电流放大器放大来自所述第一电源单元的第一检测所得信号，以提供所述第一信号；以及用一个所述电流放大器放大来自所述第二电源单元的第二检测所得信号，以提供所述第一信号。 [0021] 为了实现上述目的，本发明还提供一种电源转换系统。该系统包括一个电源转换器和一个电源转换器的控制器。电源转换器包括一个第一电源单元和一个第二电源单元，其中第一和第二电源单元的每一个单元包括一个变压器，该变压器有一个初级线圈和一个次级线圈。该电源转换器还包括多个与初级和 次级线圈相连的开关，所述多个开关在第一复位时间段内响应至少一个驱动信号，以令初级和次级线圈短路。控制器可以向第一和第二电源单元的每一个单元提供所述至少一个驱动信号。该控制器可以包括输入电路，该输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值。该控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应该输出信号，以向第一和第二电源单元的每一个单元提供所述至少一个驱动信号。

[0022] 本发明所述的电源转换系统，所述控制器的所述输入电路脉宽调制电路包括一个脉宽调制比较器，所述脉宽调制比较器包括一个与所述第一路径相连的输入端和另一个与所述第二路径相连的输入端，其中来自所述第二路径的所述第二信号包括一个锯齿斜坡信号。

[0023] 本发明所述的电源转换系统，所述第一路径包括一个电流放大器，所述电流放大器在所述第一时间段内与所述第一电源单元的一个电流检测器相连，所述电流放大器在所述第二时间段内与所述第二电源单元的一个电流检测器相连。

[0024] 为了实现上述目的，本发明还提供一种电源转换器，该电源转换器包括一个拥有初级线圈和次级线圈的变压器及多个与初级和次级线圈相连的开关。所述多个开关响应至少一个控制信号，以令初级和次级线圈在第一复位时间段内短路。这样，变压器可以有一个较小的铁芯，并且铁芯的磁性特性合理地远 离饱和。

[0025] 本发明所述的电源转换器，所述多个开关包括：一个第一高侧开关和一个第一低侧开关，所述两个开关沿着一个全桥电路的第一路径相串联，一个位于所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间的第一节点；以及一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，所述两个开关沿着所述全桥电路的第二路径相串联，一个位于所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间的第二节点，其中所述初级线圈连接在所述第一节点和所述第二节点之间，且其中在所述第一复位时间段内，所述第一和第二高侧开关断开，所述第一和第二低侧开关闭合，以令所述初级线圈短路。

[0026] 本发明所述的电源转换器，所述多个开关还包括：一个与所述次级线圈一端相连的第一整流器开关；以及一个与所述次级线圈另一端相连的第二整流器开关，其中所述第一和第二整流器开关在所述第一复位时间段内闭合，以令所述次级线圈短路。 [0027] 本发明所述的电源转换器，所述全桥电路的第一路径上的所述第一低侧开关和所述第一整流器开关响应一个第一控制信号，所述全桥电路的第二路径上的所述第二低侧开关和所述第二整流器开关响应一个第二控制信号。

[0028] 本发明所述的电源转换器，所述全桥电路的第一路径上的所述第一高侧开关响应一个第三控制信号，所述全桥电路的第二路径上的所述第二高侧开关响应一个第四控制信号。

[0029] 为了实现上述目的，本发明还提供一种拥有类似电源转换器的电子装置，包括一个接收一个输入电源信号和提供一个输出电源信号的电源转换器，所述电源转换器包括：一个变压器，所述变压器有一个初级线圈和一个次级线圈；以及多个与所述 初级和次级线圈相连的开关，所述多个开关响应至少一个控制信号，以令所述初级和次级线圈在一个第一复位时间段内短路。

[0030] 本发明所述的电子装置，所述多个开关包括：一个第一高侧开关和一个第一低侧开关，所述两个开关沿着一个全桥电路的第一路径相串联，一个位于所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间的第一节点；以及一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，所述两个开关沿着所述全桥电路的第二路径相串联，一个位于所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间的第二节点，其中所述初级线圈连接在所述第一节点和所述第二节点之间，且其中在所述第一复位时间段内，所述第一和第二高侧开关断开，所述第一和第二低侧开关闭合，以令所述初级线圈短路。

[0031] 本发明所述的电子装置，所述多个开关还包括：一个与所述次级线圈一端相连的第一整流器开关； 以及一个与所述次级线圈另一端相连的第二整流器开关，其中所述第一和第二整流器开关在所述第一复位时间段内闭合，以令所述次级线圈短路。 [0032] 本发明所述的电子装置，所述全桥电路的第一路径上的所述第一低侧开关和所述第一整流器开关响应一个第一控制信号，所述全桥电路的第二路径上的所述第二低侧开关和所述第二整流器开关响应一个第二控制信号。

[0033] 本发明所述的电子装置，所述全桥电路的第一路径上的所述第一高侧开关响应一个第三控制信号，所述全桥电路的第二路径上的所述第二高侧开关响应一个第四控制信号。

[0034] 为了实现上述目的，本发明还提供一种转换电源的方法，包括：在一个第一时间段内，将一个输入电压采样至一个变压器的初级线圈；以及在一个第二时间段内，令所述变压器的所述初级线圈短路。

[0035] 本发明所述的转换电源的方法，还包括：在所述第二时间段内，令所述变压器的次级线圈短路。

[0036] 为了实现上述目的，本发明还提供一种转换电源的方法，包括：提供一个第一控制信号，以控制一个与一个全桥电路的第一路径相连的第一高侧开关的状态；提供一个第二控制信号，以控制一个与所述全桥电路的第二路径相连的第二高侧开关的状态，所述全桥电路连接在一个变压器的初级线圈的两端；提供一个第三控制信号，以同时控制与所述全桥电路的第一路径相连的一个第一低侧开关的状态和一个整流器电路的一个第一整流器开关的状态，所述第一整流器开关与所述变压器的次级线圈一端相连；提供一个第四控制信号，以同时控制与所述全桥电路的第二路径相连的一个第二低侧开关的状态和所述整流器电路的一个第二整流器开关的状态，所述第二整流器开关与所述变压器的次级线圈另一端相连。

[0037] 本发明所述的转换电源的方法，还包括：在第一时间段内，通过闭合所述全桥电路的第一路径上的所述第一低侧开关和闭合所述全桥电路的第二路径上的所述第二低侧开关令所述初级线圈在所述第一时间段内短路。

[0038] 本发明所述的转换电源的方法，还包括：在所述第一时间段内，通过闭合所述第一整流器开关和闭合所述第二整流器开关令所述次级线圈在所述第一时间段内短路。 [0039] 为了实现上述目的，本发明还提供了一个电源转换器，该电源转换器包括一个拥有第一路径和第二路径的全桥电路，每条路径包括一个高侧电桥开关和一个与之串联的低侧电桥开关，每条路径还拥有一个节点，该节点位于该高侧和低侧电桥开关之间，并且每条路径与一个输入电压端相连。该电源转换器还包括一个变压器，该变压器拥有一个初级线圈和一个次级 线圈，该初级线圈连接在该全桥电路的两条路径的两个节点之间。该电源转换器还包括一个整流器电路，该整流器电路包括一个第一和一个第二整流器开关，该第一整流器开关与次级线圈的一端相连，该第二整流器开关与次级线圈的另一端相连。第一路径的低侧开关和第一整流器开关同时由一个第一控制信号驱动，第二路径的低侧开关和第二整流器开关同时由一个第二控制信号驱动。

[0040] 本发明所述的电源转换器，在一个第一复位时间段内，所述第一和第二路径上的所述高侧开关断开，且所述第一和第二路径上的所述低侧开关闭合，以令所述初级线圈短路。

[0041] 本发明所述的电源转换器，所述第一和第二整流器开关在所述第一复位时间段内闭合，以令所述次级线圈在所述第一复位时间段内短路。

[0042] 为了实现上述目的，本发明还提供一种电源转换器，包括多个并联的直流-直流转换器，所述多个直流-直流转换器中的至少一个直流-直流转换器包括：一个变压器，所述变压器有一个初级线圈和一个次级线圈；以及多个与所述初级和次级线圈相连的开关，所述多个开关响应至少一个控制信号，以令所述初级和次级线圈在一个第一复位时间段内短路。

[0043] 本发明所述的电源转换器，所述多个开关包括：一个第一高侧开关和一个第一低侧开关，所述两个开关沿着一个全桥电路的第一路径相串联，一个位于所述第一高侧开关和所述第一低侧开关之间的第一节点；以及一个第二高侧开关和一个第二低侧开关，所述两个开关沿着所述全桥电路的第二路径相串联，一个位于所述第二高侧开关和所述第二低侧开关之间的第二节点，其中所述初级线圈连接在所述第一节点和所述第二节点之间，且其中在所述第一复位时间段内，所述第一和第二高 侧开关断开，所述第一和第二低侧开关闭合，以令所述初级线圈短路。

[0044] 本发明所述的电源转换器，所述多个开关还包括：一个与所述次级线圈一端相连的第一整流器开关；以及一个与所述次级线圈另一端相连的第二整流器开关，其中所述第一和第二整流器开关在所述第一复位时间段内闭合，以令所述次级线圈短路。 [0045] 本发明所述的电源转换器，每个所述直流-直流转换器的所述多个开关响应与每个所述直流-直流转换器相关的一个驱动器的控制信号。

[0046] 本发明所述的电源转换器，所述多个开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管且所述驱动器包括一个双金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器。

[0047] 本发明的优势是控制器只有一个输入电路，例如：在一实施例中只有一个PWM比较器。因此，可以采用相同的PWM比较器来产生所有PWM信号，由此可以避免偏置的产生，否则，若对每个电源单元采用独立的PWM比较器，就会产生偏置。

[0048] 此外，对于两个电源单元的两个电流通道可以采用相同的电流放大器， 由此可以避免产生任何电流放大器偏置，否则，若对每个电源单元采用独立的电流比较器，就会产生电流放大器偏置。另外，提供至PWM比较器的锯齿斜坡信号类似地拓展，以进一步避免与补偿斜坡之间的任何不匹配情况。因此，任何放大器偏置，PWM比较器偏置，补偿斜坡不匹配都能有效地消除。所以，可以达到基于两个电源单元的两个变压器之间的良好电流匹配。因此，由这样一个控制器控制的直流-直流转换器的效率和可靠性可以得到改善。 附图说明

[0049] 图1为一个实施例中一个拥有直流-直流转换器的电子装置的模块图。 [0050] 图2为图1中的直流-直流转换器的一个实施例的电路图。

[0051] 图3为图2中的直流-直流转换器的时序图。

[0052] 图4为图2中的变压器铁芯的磁化曲线图。

[0053] 图5为拥有多个并联电源单元的直流-直流转换器的另一个实施例的电路图。 [0054] 图6为图1中的直流-直流转换器的另一个实施例的电路图，该实施例中有两个并联的电源单元，并由来自相关控制器的反相驱动信号驱动。

[0055] 图7为图6中的控制器的另一个实施例的电路图。

[0056] 图8为一个时序图，该时序图示出了图7中控制器的操作。

具体实施方式

[0057] 图1描述了一个拥有一个电源转换器，例如一个实施例中的直流-直流转换器102的电子装置100。该电子装置100可以是任何类型的电子装置，可以包括一台服务器，一台台式电脑、一台笔记本电脑、手机、个人数字助理等，但并不局限于这些装置。电子装置100可以接收来自任何类型的电源的能量，例如一个直流电源104。该直流电源可以是任何类型的电源，例如：交流/直流适配器、直流“香烟”型适配器、电池或充电电池。一个充电电池可以包括任何类型的充电电池，例如锂离子、镍镉、镍金属氢电池或类似电池。直流-直流转换器102可以接收一个直流输入电压Vin，并向负载108提供一个直流输出电压Vout。由直流-直流转换器102提供的输出电压Vout可能比输入电压Vin高或低。 [0058] 图2详细示出了图1中的直流-直流转换器102的一个实施例102a的电路图。
通常，直流-直流转换器102a接收一个直流输入电压Vin，并提供一个理想的直流输出电压Vout。直流-直流转换器102a可以包括一个变压器202、一个全桥电路、一个整流器电路205和一个输出滤波器212。变压器202拥有一个初级线圈206、一个次级线圈208和一个铁芯210。全桥电路有一对路径170，172。路径170上还有一个高侧开关S1和一个与之串联的低侧开关S3。路径170上有一个位于开关S1与开关S3之间的节点LX1。路径170的高侧开关S1连接在电压输入端和节点LX1之间，路径170的低侧开关S3连接在节点LX1与地之间。类似的，全桥电路的路径172有一个高侧开关S2、一个与之串联的低侧开关S4和一个位于开关S2与开关S4之间的节点LX2。变压器202的初级线圈206连接在全桥电路的节点LX1与LX2之间。整流器电路205可以是一个倍流整流器电路，该倍流整流器电路包括与变压器202的次级线圈208两端相连的开关S5和开关S6。开关S5连接在节点N1与地之间，开关S6连接在节点N2与地之间。输出滤波器212可以包括电感L1、L2和电容Cout。

[0059] 控制器214可以向各个开关S1、S2、S3、S4、S5和S6提供控制信号HDR1、LDR1、HDR2和LDR2。开关S1至S6可以由任意类型的晶体管实现，包括双极型晶体管和场效应晶体管。在一个实施例中，可以采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。控制器214还可以接收来自直流-直流转换器102a的信号，该信号代表直流-直流转换器的输出电压Vout，控制器214能够至少部分地根据该信号做出切换的决定。

[0060] 本实施例的一个优势是，为了同步驱动开关S3和S5，控制信号LDR1既可以作为全桥电路的路径170上的低侧开关S3的控制信号，又可以作为整流器电路205的开关S5的控制信号。 此外，为了同步驱动开关S4和S6，控制信号LDR2既可以作为全桥电路的路径172上的低侧开关S4的控制信号，又可以作为整流器电路205的开关S6的控制信号。如此，只需要四个控制信号HDR1、LDR1、HDR2和LDR2就可以控制所有六个开关S1至S6的操作。

[0061] 为了进一步具体描述直流-直流转换器的工作，图3示出了四个控制信号HDR1、LDR1、HDR2和LDR2的时序图，其中该四个控制信号控制图2中的直流-直流转换器的开关S1至S6。图3还示出了图2的直流-直流转换器102a的各个节点LX1、LX2、N1和N2在各个时间段T1、T2、T3和T4内的典型电压值。通常， 当一个相关开关对应的相关控制信号为高电平，则该开关闭合，由此电流导通。相反， 当一个相关开关对应的相关控制信号为低电平，则该开关断开，由此电流不导通。本领域的技术人员会了解还存在一些其它开关和控制信号的配置，并且这些开关可以响应这些控制信号。

[0062] 在时间段T1内，控制信号HDR1为高电平，控制信号LDR1和HDR2为低电平，而控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1闭合，开关S3和S5断开，开关S2断开，开关S4和S6闭合。因此，在时间段T1内，节点LX1可以通过闭合的开关S1与直流输入电压Vin连接，节点LX2可以通过闭合的开关S4与地连接。如此，节点LX1拥有一个与Vin相关的电压值，而节点LX2的电压值为零。由于初级线圈206有电流流经，次级线圈208出现感应电压值， 因此节点N1的电压值与节点LX1的电压值相关。在时间段T1内，节点LX1的电压值与节点N1的相对电压大小的比较依赖于变压器202的类型。对于降压变压器而言，它传输一个比输入电压Vin低的输出电压Vout，所以在时间段T1内节点N1的电压值小于节点LX1的电压值， 如图3所示。

[0063] 同样在时间段T1内，节点N2与次级线圈208的相应一端通过闭合开关S6与地相连。如此，节点N2在时间段T1内的电压值为零。因此，在时间段T1内，功率在这个第一功率传输时间段内通过开关S1和节点LX1从输入电压Vin被传送至初级线圈206，并感应到次级线圈208，在节点N1处可视。

[0064] 在时间段T2内，控制信号HDR1为低电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号HDR2为低电平，控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S3和S5闭合，开关S2断开，开关S4和S6闭合。本实施例的一个优势是，在时间段T2内，变压器202的初级线圈206和次级线圈208均短路，T2在此被称为复位时间段。在此所称的“短路”表示电路中拥有电势差的两点相接触。在一个实施例中，通过将初级线圈206接地，初级线圈206可以短路，或者如图2所示直接接地，或者如图5所示通过电阻Rsense间接接地。

[0065] 在图2的实施例中，由于节点LX1和LX2可以通过闭合开关S3和S4(此时开关S1和S2断开)接地，初级线圈206可以短路。次级线圈208也可以通过开关S5和S6短路。与现有技术的一个实施例中仅令次级线圈208短路，而令初级线圈206开路的做法不同，在本实施例中由于在时间段T2内初级和次级线圈206、208均短路，所以存储在变压器铁芯
210中的能量可以更完全地保存。因此，可以采用一个相对较小尺寸的铁芯。此外，根据开关S1至S6的状态，节点LX1、LX2、N1和N2在复位时间段T2内的电压均为零。 [0066] 时间段T3为一个第二功率传输时间段，通常，在该时间段内，开关S1与S4，开关S2与S3向变压器202的初级线圈206提供极性相反的直流输入电压Vin。例如，在时间段T3内，控 制信号HDR1为低电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号HDR2为高电平，控制信号LDR2为低电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S3和S5闭合，开关S2闭合，开关S4和S6断开。如此，节点LX2会有一个与Vin相关的电压值，而节点LX1的电压为零。由于初级线圈206有电流流经，次级线圈208出现感应所得的电压，因此节点N2的电压值与节点LX2的电压值相关。在时间段T3内，节点LX2的电压与节点N2的相对电压大小的比较依赖于变压器202的类型。对于降压变压器而言，在时间段T3内节点N2的电压值小于节点LX2的电压值，如图3所示。

[0067] 同样在时间段T3内，节点N1与次级线圈208的相关一端通过闭合开关S5与地相连。如此，节点N1在时间段T3内的电压为零。因此，在时间段T3内，功率在该第二功率传输时间段内通过开关S2和节点LX2从输入电压Vin被传送至初级线圈206，并感应到次级线圈208，在节点N2处可视。

[0068] 最后，时间段T4与先前讨论的时间段T2相似。即控制信号HDR1为低电平，控制信号LDR1为高电平，控制信号HDR2为低电平，控制信号LDR2为高电平。作为对这些控制信号的响应，开关S1断开，开关S3和开关S5闭合，开关S2断开，开关S4和S6闭合。本发明的一个优势是，在时间段T4内，变压器202的初级线圈206和次级线圈208均短路，正如先前所述的时间段T2。此外，根据开关S1至S6的状态，节点LX1、LX2、N1和N2在复位时间段T4内的电压均为零。

[0069] 图4为图2中变压器202的铁芯210关于磁通量密度(B)-磁场强度(H)的典型铁芯磁化曲线图。铁芯在磁滞回线406的点402、404处达到磁饱和。有利的是，在时间段T1和T3期间的每个功率传输周期之前，铁芯保持前一周期的磁化值。对于磁 化曲线上所反映的每个功率传输周期，铁芯始于一个预充电值，该预充电值先被放电(在时间段T2和T4内)，然后再以相反的方向充电至同一个值(在时间段T1和T3期间)。以这种方式，铁芯远离饱和点402、404，并且铁芯210的工作点接近B-H轴上的零点。如此，铁芯210的物理尺寸可以小于现有技术的实施例中的尺寸，这是本发明的一个优势。在一个例子中，通过令初级和次级线圈短路，保存的铁芯能量可达最大值的90％，而仅有次级线圈短路时，保存的铁芯能量约为最大值的60％。因此，在这个例子中，铁芯尺寸可以减小约30％。 [0070] 除了铁芯尺寸减少之外，控制器214仅需要向直流-直流转换器102a提供四个控制信号HDR1、LDR1和HDR2、LDR2。如图3所示，控制信号HDR1和LDR1在时间段T1至T4的每个时间段内相位相反，例如当控制信号LDR1为低电平时，控制信号HDR1为高电平，反之亦然。控制信号HDR2和LDR2在每个时间段内的相位也相反。 此外， 每对反相控制信号(HDR1/LDR1和HDR2/LDR2)之间被某个时间段隔开，例如图3所示的一个实施例中的时间段T2。本发明的一个优势是，提供信号HDR1、LDR1和HDR2、LDR2的控制器214可以很容易地获得，且不贵。例如，若开关S1至S6均由MOS FET实现，该控制器214的一部分可以是一个本领域所知的双MOSFET驱动器。例如，在另外一个应用中，这样一个双MOSFET驱动器可以向一个降压型转换器提供开关控制信号。

[0071] 在复位时间段T2和T4内，图2中电源转换器102a可以将变压器202的初级线圈206和次级线圈208短路，以便保存铁芯磁性。参照图3的时序图，图2中电源转换器102a示出了在复位时间段内令初级线圈206和次级线圈208短路的多种方法中的一种。例如，在另一个实施例中，通过闭合高侧开关S1和S2，并 提供一个通向另一个端口的路径，可以令初级线圈短路，其中该端口的电压和初级线圈的电压不同。若开关S1至S6都是MOSFET晶体管，则该方法和其它一些令初级和次级线圈短路的方法就不能利用容易得到且低成本的双MOSFET驱动器。

[0072] 图5描述了直流-直流转换器102b的另一个实施例，该直流-直流转换器102b拥有多个电源单元102-1、102-2...102-N。每个电源单元102-1，102-2...102-N与先前在图2中详细描述的直流-直流转换器102a类似。每个电源单元102-1、102-2...102-N并联在一起。每个电源单元还有一个相关的驱动器508-1、508-2...508-N。在一个实施例中，驱动器508-1、508-2...508-N可以是双MOSFET驱动器。每个驱动器接收来自控制器509的相同的脉宽调制信号PWM1和PWM2。控制器509根据周期性的峰值电流检测技术可以产生信号PWM1和PWM2。因为提供给每个驱动器508-1、508-2...508-N的是相同的信号PWM1和PWM2，所以在电源单元内部会有一个内部平衡。N个电源单元可以并联，且不需要另外电路，如图5中描述的拓扑结构所示。即每个增加的电源单元仅需要将相关的驱动器与信号PWM1和PWM2相连，并和其它电源单元并联。

[0073] 由于每个驱动器508-1、508-2...508-N接收相同的PWM1和PWM2信号，所以每个电源单元102-1、102-2...102-N之间的匹配实际上相当于每个电源单元之间的物质元件匹配，例如：每个电源单元的电感、变压器、晶体管和电阻。由于来自每个驱动器的控制信号LDR1、LDR2、HDR1和HDR2是根据相同的PWM1和PWM2信号来提供的，所以各个功率传输阶段之间的延迟(例如各个时间段T2和T4的长度)也可以匹配。这还能防止电流从一个电源单元的输出流向另一个电源单元，因为导通时间(例如T1和T3)也是一致的。如此，因为在零负载 的情况下，每个电源单元的输出之间不会有额外的偏置电流，所以每个电源单元的元件的容差只要求一个百分比的匹配误差。

[0074] 图5的电流检测原理图采用一个差分拓扑结构的加法电阻性网络，以消除每个电源单元之间的地电位偏置。对于与每个电源单元相关的电阻性网络的每个部分，它们采用一个高侧平衡电阻(Rhigh_1...Rhigh_N)和一个低侧平衡电阻(Rlow_1...Rlow_N)。在一个实施例中，所有的高侧平衡电阻(Rhigh_1...Rhigh_N)和所有的低侧平衡电阻(Rlow_1...Rlow_N)的值均相等。节点528(节点CSP)和节点530(节点CSN)之间的电压为N个检测电阻(RSENSE1...RSENSE_N)两端的瞬时平均电压值，如等式(1)所给出的，其中N代表电源单元102-1、102-2...102-N的个数。

[0075]

[0076] 本发明的一个优势是，图5的实施例的瞬态响应速度与拥有一个单级电源单元的直流-直流转换器相比相对快一些，这是由于等效输出电感为单级电源单元的直流-直流转换器的N分之一，其中N为电源单元的个数。若每个电源单元的所有变压器基本上相同，则所有电感两端的电压也相等。另外， 由于所有电感都并联，这样等效电感将会是原来的N分之一。在负载瞬态变化情况下，输出电流上升能力将提高N倍。

[0077] 图6示出了图1中的直流-直流转换器102的另一个实施例102c。该实施例中有两个并联的电源单元102-1、102-2和与实施例相关的一个控制器602。尽管这里只示出了两个电源单元102-1、102-2，事实上可以有任意个电源单元相并联。

[0078] 控制器602可以向每个电源单元102-1、102-2的相关驱动 器612、614、616和618提供反相驱动信号，例如相移脉宽调制(PWM)信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4。每个驱动器612、614、616和618可以响应其相应的PWM输入信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4，以提供相关控制信号HDR和LDR来驱动电源单元102-1、102-2的相应开关。

[0079] 每个电源单元102-1、102-2类似于图2中详述的实施例，并可以结合图3中的时序图来参考。因此，相同的部分其标号相同，同时，为了清楚起见，在这里省去每个电源单元102-1、102-2的工作情况的重复描述。每个驱动器响应相应的PWM输入信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4，以提供与相应的PWM输入信号同相的相关控制信号HDR和提供与相应的PWM输入信号反相的控制信号LDR。例如，驱动器612可以向开关S1_1提供控制信号HDR1，该控制信号HDR1与控制器602提供的PWM1信号同步，且驱动器612可以向开关S3_1和S5_1提供与HDR1反相的控制信号LDR1。

[0080] 控制器602除了提供例如PWM1、PWM2、PWM3和PWM4驱动信号之外，还能够接收各种输入信号。例如：控制器602的CSP12端和CSN12端可以接收一个输入信号，该信号代表来自第一电源单元102-1的沿路径685的电流大小。CSP12端和CSN12端分别与节点680和682相连，即连接在第一电源单元102-1的检测电阻Rsense12的两端。类似，控制器602的CSP34端和CSN34端可以接收另一个输入信号，该信号代表来自第二电源单元102-2的沿路径690的电流大小。CSP34端和CSN34端分别与节点684和686相连，即连接在第二电源单元102-2的检测电阻Rsense34的两端。检测电阻Rsense12和Rsense34可以作为电流检测器，这是由于相应检测电阻两端的压降与流经它的电流成正比。控制器602还接收一个参考电压信号 VREF，该参考电压信号可由任意参考源(未示出)提供。控制器602的EAN端还可以接收一个代表直流-直流转换器102c的输出电压Vout。输出电压值Vout被分压器分压。EAN端与图7中的误差放大器742的反相输入端相连。

[0081] 图7示出了图6的控制器602的一个实施例602a，而图8为一个时序图，该时序图示出了图7的控制器602a的操作。控制器602a包括输入电路729和输出电路718。这里所谓的“电路”包括：例如，单个的固线式电路、可编程电路、状态机电路和/或固件(存储可编程电路执行的指令)，或上述电路的组合。输入电路729还包括PWM电路，用于提供一个输出PWM信号。在一个实施例中，PWM电路还包括PWM比较器730，该比较器730的反相输入端与路径725相连，其同相输入端与路径722相连。

[0082] PWM比较器730接收来自路径722和725的信号并提供一个输出信号PWM，该PWM输出信号的脉宽或占空比与这两个信号之差有关。本发明的一个优势是，路径722提供的信号在一个时间段内代表第一电源单元102-1的电流，在另一个时间段内代表第二电源单元102-2的电流。这个可以通过利用开关S10和S11选择性地将CSP12、CSN12端或CSP34、CSN34端通过相同的电流放大器740与路径722相连来实现。当从触发器712中输出的MUX信号为数字“1”时，开关S10与开关S11的所处位置如图7所示，使得CSP12和CSN12端与电流放大器740相连。或者，当MUX信号为数字“0”时，开关切换到相反位置，将CSP34和CSN34端与电流放大器740相连。本实施例的一个优势是，来自第一电源单元102-1和第二电源单元102-2的两个电流通道均采用相同的电流放大器740，因此，可以避免当每个电流通道分别采用类似电流放大器时而产生的偏置。

[0083] PWM比较器730还可以通过路径725在其反相输入端接收另一个信号。该信号可以是一个锯齿斜坡信号。产生这一锯齿斜坡信号的为一个电压放大器742，该电压放大器742比较VRE F端接收到的参考电压与EAN端接收到的电压信号之间的电压差。锯齿斜坡信号746利用MUX信号的上升沿和下降沿令斜坡信号置位或复位。

[0084] 根据通过路径725的锯齿斜坡信号和通过路径722的电流信号之差，PWM比较器730通过路径741向输出电路718提供一个PWM输出信号。当电流放大器740的输出超过斜坡补偿和误差放大器输出信号的合并信号时，PWM比较器730会提供一个数字“1”的PWM输出信号，反之，则提供一个数字“0”信号。输出电路718响应多个信号，包括来自PWM比较器730的PWM信号，以提供输出信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4。

[0085] 在操作中，输入至触发器708置位端的时钟信号2×0’变为数字“1”时可以令触发器708置位。触发器708被认为是与第一电源单元102-1相关的第一通道触发器，因为提供至第一电源单元102-1的驱动器612、614的PWM1、PWM2信号至少部分与触发器708的输出有关。一旦被时钟信号2×0’置位，则触发器708的输出Q变为数字“1”。输出Q可以提供至与门790、791。若PWM1max信号为数字“1”且PWM2max信号为数字“0”，则PWM1将被置位成数字“1”，而PWM2将保持数字“0”不变。这是因为在此例中，与门790的两个输入信号都为数字“1”，而与门791的一个输入信号PWM2max为数字“0”。换言之，在此例中，若PWM1max为数字“1”且PWM2m ax为数字“0”，则触发器708的输出Q控制PWM1信号。在图8所示的时序图中，PWM1max和PWM2max相位相反，使得与门790提供的PWM1信号和与门791提供的PWM2信号不同时为数字“1”。

[0086] PWM1信号保持数字“1”直至触发器708复位为止。若或门770的输出变为数字“1”，触发器708复位。 当与门773的输出变为数字“1”或者输入至或门的信号2×350’变为数字“1”，则会出现或门770的输出变为数字“1”的情况。如图8中所示，当PWM1为数字“1”时，输入至与门773的MUX信号为数字“1”且输入至与门773的blank2×0’信号也为数字“1”。因此，一旦PWM比较器730提供的PWM信号变为数字“1”后，与门773的输出也将为数字“1”。若MUX信号和blank2×0’信号都为数字“1”，则PWM比较器730基本上控制了与门773的输出，并由此控制了触发器708的复位。当电流放大器740的输出(在此例中，由于MUX信号为数字“1”，CSP12和CSN12端连接至电流放大器740)超过斜坡补偿和误差放大器742输出信号的合并信号时，PWM比较器730将提供一个数字“1”信号，反之，则提供一个数字“0”信号。

[0087] 若PWM比较器730没有提供数字“1”(提供数字“1”能使与门773的输出变为数字“1”从而通过或门770将触发器708复位)，则输入至或门770的信号2×350’无论如何将最终使触发器708复位。信号2×350’用来将PWM1和PWM2的最大占空比限制至一个合适的值，例如：将PWM1和PWM2的占空比限制至低于50％。

[0088] 一旦触发器708被复位，则将发生两事件。第一，MUX信号将改变状态；第二，提供至PWM比较器730的反相输入端的锯齿斜坡信号将被复位。这是因为当触发器708被复位后，触发器708的输出Q\变为数字“1”。接着，边沿检测器750将检测出此状态，并令触发器712复位。触发器712的复位致使由触发器712提供的MUX信号状态从数字“1”变为数字“0”。开关S10和S11响应该数字“0”的MUX信号，以改变位置使CSP34 和CSN34与电流放大器740相连。 因此，来自第二电源单元102-2的另一个电流通道通过电流放大器740，沿着路径722提供至PWM比较器730。

[0089] 然后，第二通道触发器710被时钟信号2×180’置位。一旦被时钟信号2×180’置位，触发器710的输出Q将接着变为数字“1”。若PWM3max信号为数字“1”且PWM4max信号为数字“0”，则PMW3将被置位成数字“1”，而PWM4将保持数字“0”不变。这是因为在此例中，与门793的两个输入信号都为数字“1”，而与门794的一个输入信号PWM4max为数字“0”。换言之，在此例中，若PWM3max为数字“1”且PWM4max为数字“0”，则触发器710的输出Q控制PWM3。在图8所示的时序图中，PWM3max和PWM4max相位相反，使得与门793提供的PWM3信号和与门794提供的PWM4信号不同时为数字 “1”。

[0090] PWM3信号保持数字“1”直至触发器710复位为止的方式与PWM1信号保持数字“1”直至触发器708复位为止的方式相似。即，若或门771的输出变为数字“1”，则触发器710被复位。若与门774的输出变为数字“1”或者输入至或门771的信号2×170’变为数字“1”，则会出现或门771的输出变为数字“1”的情况。当PWM3信号为数字“1”时，输入至与门774的MUX\信号为数字“1”且输入至与门774的blank2×180’信号也为数字“1”。因此，一旦PWM比较器730提供的PWM信号变为数字“1”后，与门774的输出也将为数字“1”。若MUX\信号和blank2×180’信号都为数字“1”，则PWM比较器730基本上控制了与门774的输出，并由此控制了触发器710的复位。当电流放大器740的输出(在此例中，由于MUX为数字“1”，CSP12和CSN12连接至电流放大器740)超过斜坡补偿和误差放大器 742输出信号的合并信号时，PWM比较器730将提供一个数字“1”信号，反之，则提供一个数字“0”信号。

[0091] 若PWM比较器730没有提供数字“1”(提供数字“1”能使与门774的输出变为数字“1”从而通过或门771将触发器710复位)，则输入至或门771的信号2×170’无论如何将最终使触发器710复位。信号2×170’用来将PWM3和PWM4的最大占空比限制至一个合适的值，例如：将PWM3和PWM4的占空比限制至低于50％。

[0092] 一旦触发器710被复位，则将发生两事件。第一，MUX信号将改变状态；第二，锯齿斜坡信号将被复位。这是因为当触发器710被复位后，触发器710的输出Q\变为数字“1”。接着，边沿检测器752将检测出此状态，并令触发器712置位。触发器712的置位致使由触发器712提供的MUX信号状态从数字“0”变为数字“1”。

[0093] 接着，触发器708再次被时钟信号2×0’置位，如图8所示。然而，与时钟信号2×0’的第一次置位不同，PWM1max此时为数字“0”，且PWM2max此时为数字“1”。因此，在此例中，由于输入至与门791的两个输入信号(来自触发器708的Q和PWM2max)均为数字“1”，所以触发器708的置位会致使由与门791的输出提供的PWM2输出变为数字“1”， 同时由于PWM1max为数字“0”，所以PWM1为数字“0”。接下去的步骤将与先前所述相似，不同的是，当PWM比较器730变为数字“1”时，PWM比较器730现在将令PWM2信号复位。 [0094] 接着，触发器710再次被时钟信号2×170’置位，如图8所示。然而，与时钟信号
2×170’的第一次置位不同，PWM3max此时为数字“0”，且PWM4max此时为数字“1”。因此，在此例中，由于输入至与门794的两个输入信号(来自触发器710的 Q和PWM4max)均为数字“1”，所以触发器710的置位会致使由与门794的输出提供的PWM4输出变为数字“1”，同时由于PWM3max为数字“0”，所以PWM3为数字“0”。接下去的步骤将与先前所述相似，不同的是，当PWM比较器730变为数字“1”时，PWM比较器730现在将令PWM4信号复位。该步骤将继续令输出信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4置位和复位，由此提供反相驱动信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4。当MUX信号改变状态后，锯齿斜坡信号会被复位，与PWM1、PWM2、PWM3和PWM4信号的下降沿同步。

[0095] 本发明提供了一个控制器的实施例，该控制器向一个电源转换器提供反相驱动信号，其中该电源转换器至少有一个第一电源单元和一个第二电源单元。控制器包括输入电路，该输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值。控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应来自输入电路的输出信号，以向第一和第二电源单元提供反相驱动信号。

[0096] 本发明还提供了一个电子装置的实施例，该电子装置包括一个拥有至少一个第一电源单元和一个第二电源单元的电源转换器，一个电源转换器的控制器。该控制器包括输入电路，该输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值。控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应该输出信号，以向第一和第二电源单元提供反相驱动信号。

[0097] 本发明还提供了一种方法，该方法包括：比较一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号，第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值；和向一个电源转换器提供多个驱动信号，其中该电源转换器至少有一个第一电源单元和一个第二电源单元。

[0098] 本发明还提供了一个系统的实施例。该系统包括一个电源转换器和一个电源转换器的控制器。电源转换器包括一个第一电源单元和一个第二电源单元，其中第一和第二电源单元的每一个单元包括一个变压器，该变压器有一个初级线圈和一个次级线圈。该电源转换器还包括多个与初级和次级线圈相连的开关，所述多个开关在第一复位时间段内响应至少一个驱动信号，以令初级和次级线圈短路。控制器可以向第一和第二电源单元的每一个单元提供所述至少一个驱动信号。该控制器可以包括输入电路，该输入电路能够接收一个来自第一路径的第一信号和一个来自第二路径的第二信号，并根据第一和第二信号之差提供一个输出信号。第一信号在第一时间段内表示第一电源单元所提供的电流值，第一信号在第二时间段内表示第二电源单元所提供的电流值。该控制器还包括输出电路，该输出电路至少响应该输出信号，以向第一和第二电源单元的每一个单元提供所述至少一个驱动信号。

[0099] 本发明的优势是，这些实施例中的控制器只有一个输入电路，例如：在一个实施例中只有一个PWM比较器730。当开关S10和S11与CSP12和CSN12端相连时，该PWM比较器730在一个时间段内接收一个沿路径722的信号，该信号代表第一电源单元102-1的电流值；当开关S10和S11与CSP34和CSN34 端相连时，相同的PWM比较器730接收一个沿路径722的信号，该信号代表第二电源单元102-2的电流值。因此，可以采用相同的PWM比较器730来产生所有PWM1、PWM2、PWM3和PWM4信号，由此可以避免偏置的产生，否则，若对每个电源单元102-1、102-2采用独立的PWM比较器，就会产生偏置。

[0100] 此外，对于电源单元102-1、102-2的两个电流通道可以采用相同的电流放大器740，由此可以避免产生任何电流放大器偏置，否则，若对每个电源单元102-1、102-2采用独立的电流比较器，就会产生电流放大器偏置。另外，提供至PWM比较器730的锯齿斜坡信号类似地拓展，以进一步避免与补偿斜坡之间的任何不匹配情况。因此，任何放大器偏置，PWM比较器偏置，补偿斜坡不匹配都能有效地消除。所以，可以达到基于两个电源单元
102-1、102-2的两个变压器之间的良好电流匹配。因此，由这样一个控制器控制的直流-直流转换器102的效率和可靠性可以得到改善。

[0101] 本发明提供了一个电源转换器，该电源转换器包括一个拥有初级线圈和次级线圈的变压器及多个与初级和次级线圈相连的开关。所述多个开关响应至少一个控制信号，以令初级和次级线圈在第一复位时间段内短路。例如，在一个实施例中，对于图2中的电源转换器102而言，在时间段T2和T4内，开关S1和S2断开，开关S3和S4闭合。这样，变压器的初级线圈206可以通过闭合开关S3和S4而短路。此外，次级线圈208可以通过闭合开关S5和S6而短路。这样，变压器202有一个较小的铁芯210，并且铁芯的磁性特性合理地远离饱和。此外，本发明还提供了一个拥有类似电源转换器的电子装置。本发明还提供了一种方法，该方法包括在第一时间段内，将输入电压采样至变压器的初级线圈；在第二时间段内，令变压器的初级线圈短路。

[0102] 本发明还提供了一个电源转换器，该电源转换器包括一个拥有第一路径和第二路径的全桥电路，每条路径包括一个高侧电桥开关和一个与之串联的低侧电桥开关，每条路径还拥有一个节点，该节点位于该高侧和低侧电桥开关之间，并且每条路径与一个输入电压端相连。该电源转换器还包括一个变压器，该变压器拥有一个初级线圈和一个次级线圈，该初级线圈连接在该全桥电路的两条路径的两个节点之间。该电源转换器还包括一个整流器电路，该整流器电路包括一个第一和一个第二整流器开关，该第一整流器开关与次级线圈的一端相连，该第二整流器开关与次级线圈的另一端相连。第一路径的低侧开关和第一整流器开关同时由一个第一控制信号驱动，第二路径的低侧开关和第二整流器开关同时由一个第二控制信号驱动。

[0103] 例如，在一个实施例中，控制信号LDR1同时驱动路径170上的低侧开关S3和整流器电路205中的开关S5。控制信号LDR2同时驱动路径172上的低侧开关S4和整流器电路205中的开关S6。因此，仅需要四个控制信号LDR1、LDR2、HDR1和HDR2就可以驱动六个开关。驱动信号的性质决定了它们可以由容易获得且不贵的普通驱动器来驱动。当开关S1至S6由MOSFET晶体管实现时，这样的驱动器可以是一个双MOSFET驱动器。 [0104] 在这里使用的术语与措辞是揭示内容的术语，但没有局限性。在采用这些术语和措辞时，不排除其它与这里所展示和描述的特征(或特征的一部分)相似的等价物。并且应该意识到的是，在权利要求范围内，本发明可能有多种修改。本发明还可能存在其它一些修改、变动及其它。因此，权利要求旨在覆盖所有这些等价物。