用于多频带正交频分复用收发机的前同步码发生器转让专利
申请号 : CN200510070094.0
文献号 : CN1697438B
文献日 : 2010-10-06
发明人 : 约西·埃利克 , 阿萨夫·古雷维特兹 , 埃亚·霍赫多夫
申请人 : 印芬龙科技股份有限公司
摘要 :
一种用于无线个人区域网(WPAN)的多频带频分复用(OFDM)收发机的前同步码发生器，其可在时间频率交织(TFI)模式和固定频率交织(FFI)模式之间切换，其中在所述时间频率交织模式中，所述收发机根据预定的跳频方式在不同频带中发送数据分组，而在所述固定频率交织模式中，所述收发机在至少一个固定频带中发送数据分组，其中所述前同步码发生器在固定频率交织(FFI)模式中，通过将数据分组的预定前同步码与伪随机数据序列相乘，来对所述前同步码进行扰码，以使所述前同步码的功率谱变平坦。
权利要求 :
1.一种用于无线个人区域网WPAN的多频带正交频分复用OFDM收发机的前同步码发生器，其可在时间频率交织TFI模式和固定频率交织FFI模式之间切换，其中在所述时间频率交织模式中，所述收发机根据预定的跳频方式在不同频带中发送数据分组，而在所述固定频率交织模式中，所述收发机在至少一个固定频带中发送数据分组，其中所述前同步码发生器包括计算单元，所述计算单元用于在固定频率交织FFI模式中，通过将存储在所述前同步码发生器的第一存储器中的数据分组的预定前同步码与存储在所述前同步码发生器的另一存储器中的伪随机数据序列相乘，来对所述预定前同步码进行扰码，以使所述预定前同步码的功率谱变平坦。
2.根据权利要求1所述的前同步码发生器，其特征在于所述伪随机数据序列是二进制的。
3.根据权利要求1所述的前同步码发生器，其特征在于所述预定前同步码包括预定数目N的正交频分复用OFDM符号。
4.根据权利要求1所述的前同步码发生器，其特征在于所述前同步码发生器包括：所述第一存储器，用于存储至少一个预定前同步码，
第二存储器，用于存储至少一个长伪随机数据序列，
第三存储器，用于存储至少一个短伪随机数据序列，和
所述计算单元，用于使用所选中的伪随机数据序列来对所述预定前同步码进行扰码。
5.根据权利要求4所述的前同步码发生器，其特征在于所述前同步码发生器还包括：第一选择单元，用于响应信道选择信号，选择预定前同步码，
第二选择单元，用于响应所述信道选择信号，选择存储在所述第二存储器中的长伪随机数据序列，和第三选择单元，用于响应所述信道选择信号，选择存储在所述第三存储器中的短伪随机数据序列。
6.根据权利要求5所述的前同步码发生器，其特征在于所述前同步码发生器还包括：第四选择单元，其响应前同步码选择信号，选择由所述第二选择单元输出的长伪随机数据序列或由所述第三选择单元输出的短伪随机数据序列。
7.根据权利要求4所述的前同步码发生器，其特征在于所述计算单元将所选中的预定前同步码与所选中的伪随机数据序列以Kronecker乘积的形式相乘。
8.根据权利要求2所述的前同步码发生器，其特征在于所述二进制伪随机数据序列每个都包括预定数目的二进制数据值，其中二进制数据值的数目与所述预定前同步码内的正交频分复用OFDM符号数目N一致。
9.根据权利要求1所述的前同步码发生器，其特征在于所述预定前同步码的每个正交频分复用OFDM符号由数据样本的序列组成。
10.根据权利要求9所述的前同步码发生器，其特征在于每个正交频分复用OFDM符号由128个数据样本组成。
11.根据权利要求4所述的前同步码发生器，其特征在于在所述第二存储器中，用于固定频率交织FFI数据传输的长伪随机序列被存储为如下形式：XLONG＝(-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1)。
12.根据权利要求4所述的前同步码发生器，其特征在于在所述第三存储器中，用于固定频率交织FFI数据传输的短伪随机序列被存储为如下形式：XSHORT＝(-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1)。
13.一种生成用于无线个人区域网WPAN的多频带正交频分复用OFDM收发机的前同步码的方法，包括如下步骤：(a)在时间频率交织TFI模式和固定频率交织FFI模式之间切换，其中在所述时间频率交织模式中，所述收发机根据预定的跳频方式在不同频带中发送数据分组，而在所述固定频率交织模式中，所述收发机在至少一个固定频带中发送数据分组；
(b)在固定频率交织FFI模式中，通过将数据分组的预定前同步码与伪随机数据序列相乘，来对所述预定前同步码进行扰码，以使所述预定前同步码的功率谱变平坦。
说明书 :
技术领域
本发明一般地涉及一种用于与相同的局部区域中的其他无线局域网(WLAN)同时工作的无线局域网(WLAN)的收发机，具体地，涉及所述收发机的前同步码发生器以及前同步码检测器。
背景技术
图1示出了根据现有技术的无线系统中的数据传输。属于同一无线局域网(WLAN)的几个收发机通过时间共享来使用相同的数据传输信道。在任意特定时刻，只有一个收发机进行传输。因此，来自每个收发机的传输就像突发似的。为了帮助接收收发机识别数据传输突发，并且为了提取所传送的信息数据，发射收发机在数据传输突发的数据部分之前发送预先定义的前同步码信号。接收数据传输突发的收发机包括前同步码检测单元，其识别前同步码，并据此识别数据传输突发。收发机还使用前同步码来估计数据信息提取所需的数据传输和信道参数，例如信道响应以及载波和定时偏移。
通常，几个通信网络共享相同的数据传输介质。具体地，共存无线网络利用相同的频谱。
图2示出了根据现有技术的两个共存无线网络。
无线局域网(WLAN)代表一种个人计算机或希望传送数字数据的其他设备之间的新型通信方式。无线网络不依赖电缆作为通信介质。无论是双绞线、同轴电缆或是光纤，在建筑物内用于数据通信系统的硬接线是昂贵的，并且安装、维护和更改都很麻烦。为了避免这些缺点，无线网络使用覆盖了从几MHz到几THz的大频率范围的信号，在空中传输数据。取决于所占用的频率，无线网络包括射频无线网络、微波无线网络和红外无线网络。
无线网络主要用来将建筑物内的设备或者将便携式或移动设备连接到网络。其他应用使移动设备连接到数据库，以及连接到例如委员会或商务会议中的特别网络。
无线局域网(WLAN)和无线个人区域网(WPAN)被用来在相对短的范围内传送信息。在IEEE 802.15.3标准中定义了无线个人区域网(WPAN)。
在许多情形和场景中，彼此处于同一局部区域中的几个无线局域网(WLAN)同时工作。典型的情形是一个大办公室，其中有许多小办公间，它们属于同一公司的不同部门，例如研究部门、会计部门、销售部门。这种情形中，每个部门的计算机通过分离的无线局域网(WLAN)连接起来。包括几个收发机的无线局域网(WLAN)被称为Piconet。
图2示出了两个无线局域网(WLAN)在相同局部区域工作的典型场景。
在所示出的示例中，第一发射收发机A2在无线局域网WLANA的数据传输信道上向第一无线局域网WLANA的接收收发机A4发送数据。另外，第二无线局域网WLANB的发射收发机B3在该无线局域网的数据传输信道上向同一无线局域网WLANB的接收收发机B1发送数据。半双工地执行收发机之间的数据交换，即，收发机可以通过数据链路向同一无线局域网的另一收发机发送或接收数据。通过数据分组来交换数据。
每个Piconet WLANi具有其各自的数据传输信道，即，相应的Piconet WLANi的所有收发机都使用该数据传输信道。
在大多数情形中，无线局域网WLAN可用的频率资源受到规则的限制。通常向无线局域网分配特定的频带。在该频带内，要求每个收发机的辐射不超过指定的平均功率谱密度(PSD)。
为了同时操作几个无线局域网，已经提出了一些建议。
在根据现有技术的频分复用(FDM)系统中，将所分配的频带分为几个子频带。在FDM系统中，每个数据传输信道使用不同的子频带，因此每个Piconet也使用不同的子频带。这样，可以无干扰地同时执行不同Piconet(WLAN)中的数据传输。
FDM系统的缺点是，相对于任何Piconet都可以使用整个所分配的频带的情形，每个Piconet的可用容量变小了。
信道容量由下述公式给出：
如果允许每个Piconet使用全部频带，而不是所分配的子频带，则其容量会更大。FDM系统中容量的减少直接转变为吞吐量减少。因此，在FDM系统中，对任何特定的发射机-接收机距离可达到的数据比特率减小。
在根据现有技术的CDMA-DSSS(码分多址-直接序列扩频)系统中，使用直接序列扩频作为调制方案。在DSSS中，对每个信息符号，发送许多短数据符号组成的序列。为了支持几个数据传输信道或Piconet，对不同的数据传输信道，使用彼此之间具有低互相关的不同数据序列。
在CDMA-DSSS系统中，每个信道可以使用整个频带，直至可以达到最大的可能吞吐量。如果某些Piconet在相同区域中工作，则一个Piconet的传输被其他Piconet视为附加的噪声。
CDMA-DSSS系统的缺点是，存在所谓的远近问题。当一个Piconet中的收发机进行传输时，该传输将被其他Piconet视为附加的噪声。附加噪声的水平正比于扩频序列之间的互相关和所接收到的干扰信号的功率水平。例如，如果Piconet A的干扰收发机靠近Piconet B的接收收发机，即比离Piconet B的发射收发机更近，则Piconet B的接收收发机所看到的附加噪声水平导致接收机可达到的比特率大大降低，从而甚至可能发生完全阻止数据传输的情况。
根据现有技术，同时操作几个无线局域网(WLAN)的另一建议是，使用CDMA-FH(码分多址-跳频)系统。在这种CDMA-FH系统中，原始频带被分为几个子频带。任何发射收发机在特定时间间隔内使用特定的子频带，然后移至下一频带。预先定义的跳频序列控制子频带的顺序，从而发射和接收收发机都能知道何时切换到下一频率以及切换到哪一个子频带。
在传统的CDMA-FH系统中，不同的数据传输信道分配有不同的跳频序列。
图3示出了根据现有技术的CDMA-FH系统中的数据传输信道。具有四个数据传输信道的CDMA-FH系统可以在相同的局部区域中同时操作四个Piconet或无线局域网(WLAN)。在所示出的示例中，任何收发机在242ns的传输间隔中使用特定的频带，在70ns的预定保护时间中保持空闲，并且在下一传输间隔内使用下一频带……。
对任何数据传输信道A、B、C、D，跳频序列都是固定的。在所给出的示例中，数据传输信道A具有跳频序列abc，信道B具有跳频序列acb、信道C具有跳频序列aabbcc，信道D具有跳频序列aaccbb。
当两个收发机同时使用相同频带时发生冲突。例如，在第一传输间隔期间，当信道A和B都使用频率fa时，以及在第四传输间隔期间，当信道A和B再次使用频率fa时，在数据传输信道A和数据传输信道B之间发生冲突。另外，例如在第一传输间隔期间，当信道B和D都使用频率fa，以及在第六传输间隔期间，当信道B和D都使用频率fb时，信道B和信道D之间发生冲突。
当两个无线网络的跳频顺序不同时，属于不同无线局域网的两个收发机可以同时发送。可能发生两个收发机同时使用相同载波频率的情况。
图4图示了同时来自两个不同网络WLAN A、WLAN B中的收发机的同时数据传输。每个数据传输突发包括前同步码信号和数据信号。数据信号包括头数据和净荷数据。
收发机中用于解码网络A中的突发(burst)的前同步码检测器需要区分网络B的前同步码。此外，在其他传输可能同时存在时，接收收发机能够从合法的前同步码中检测并估计相关参数。
一种可能的CDMA-FH解决方案基于OFDM，并且被称为多频带OFDM。这种情形中，收发机在一个频带中发送单个OFDM，然后跳至下一频带，以发送下一OFDM符号。图3A描述了每个信道的6个OFDM符号。
如图3A所示，多频带OFDM收发机以时间频率交织(TFI)模式执行频带跳跃，其中在每个频带中发送OFDM符号。频带跳跃序列被定义为存储在存储器中的TFC代码(时间频率代码)。不同的共存网络使用不同的TFC代码。这使得不同的网络能同时传输。来自共存网络的OFDM符号冲突。在一般场景中，这种冲突水平允许进行有效的通信。但是，在某些情形中，这种冲突是严重的，并且通信是低效的。为了克服不同网络的传输之间的严重冲突，可以实现无线网络之间的频域分离(称为FDM)。这通过加入使用恒定频带(固定的频带)的TFC代码实现。因此，根据现有技术的多频带OFDM可在时间频率交织模式(TFI模式)和固定频率交织模式(FFI模式)之间切换。图3B示出了7个信道(7个TFC)，其中4个信道是TFI类型，而3个信道是FFI类型。
从图3中可以看到，在TFI模式中，收发机占用三个频带，其中每个频带具有预定的频率带宽。在定义了超宽带无线个人接入网物理层的发展多频带OFDM标准中，收发机可以按照两种模式(即，TFI模式和FFI模式)发送如图5所示的相同前同步码。图5示出了所谓的具有N＝24+6个OFDM符号的长前同步码。第一前同步码部分(24个OFDM符号)通常用于分组检测/获取、粗略频率估计、增益控制、同步、定时和偏移估计。如图5所示的传统前同步码的第一部分包括24个OFDM符号，其中前21个OFDM符号相同，最后3个OFDM符号反转。这3个OFDM符号用于数据分组内的同步。第二前同步码部分通常用于信道估计，其中信道估计序列包括6个OFDM符号。根据发展的多频带OFDM标准，一个OFDM符号的周期是312.5ns，即，242.5ns的数据长度(528Msps时128个样本)以及两次传输之间70ns的静寂时间(528Msps时37个样本)。因此，OFDM符号率Rs＝3.2MHz＝1/312.5ns。当使用三个频带时，存在七种可能的时间频率代码(TFC)。前四种TFC代码定义收发机处于TFI模式时的频带跳跃序列。当收发机切换到FFI模式时，收发机在固定的频带中发送信号。如下表以及图3A所示，第五TFC代码指示收发机在第一频带中发送信号，第六TFC代码指示收发机在第二频带中发送信号，第七TFC代码指示收发机在第三频带中发送信号。
下面的TFC代码具有三个频带，下表中对此进行了总结：
表1：
TFC指数 代码 类型 1 [1，2，3] TFI 2 [1，3，2] TFI 3 [1，1，2，2，3，3] TFI 4 [1，1，3，3，2，2] TFI 5 [1] FFI 6 [2] FFI 7 [3] FFI
根据现有技术的多频带频分复用收发机使用两种类型的前同步码。第一种类型的前同步码的第一部分如图5所示，包括N＝24个OFDM符号，并被称为长前同步码。第二前同步码被称为短前同步码，在第一前同步码部分中包括N＝12个OFDM符号。
当在相对容易执行检测的情形中同一发射机发送分组序列时，即，当给定了良好的信噪比，并且分组间的保护时间已知时，使用短前同步码。
在包括N个OFDM符号的前同步码第一部分内，每个OFDM符号通常不是频域信号。符号是由时域序列定义的时域信号。不过，这些符号保持与OFDM符号相同的持续时间和功率，并在本说明书中被称为OFDM符号。
在用于无线网络的传统OFDM收发机中，在FFI模式和TFI模式中，前同步码都相同。图5中示出了前同步码的开始部分，即，其中前N-K个符号用于接收收发机所进行的前同步码检测。K＝3个前同步码OFDM符号部分(也被称为分界符)用来识别前同步码的第一部分的结尾。如图5所示的帧同步序列的OFDM符号相对于开始21个OFDM符号的OFDM符号反转。OFDM符号反转使得接收方能够通过观察三个频带中的单个频带，来识别分界符。
但是，根据现有技术的OFDM收发机在TFI模式和FFI模式中使用相同的前同步码序列，这种OFDM收发机有两个主要的缺点。因为如图5所示的帧同步序列具有21个OFDM符号，其中一个OFDM符号的周期是312.5ns，所以在频域有波动，每3.2MHz就有一个频率峰。前同步码的波动功率谱影响全部的所测量的传输频率谱，包括前同步码和数据。波动的前同步码谱的影响在收发机的FFI模式中尤其严重，这是因为前同步码信号在相同频带中包括长部分的重复OFDM符号，重复速率为RS＝3.2MHz。为了使收发机性能最佳，使用最大的允许发射功率。诸如美国的联邦通信委员会(FCC)之类的规则团体将PSD限制在分辨率带宽RPSD＝1MHz。这意味着在任何1MHz的频带内，功率受限。因为现有技术的FFI模式的PSD有波动，所以与PSD平坦的情形相比，收发机减小总体发射功率，从而谱峰不会超过规则所设置的允许水平。FCC对超宽带通信所定义的PSD例如是-41.3dBm/MHz。实际上，减小收发机的发射功率导致在接收收发机处的信噪比(SNR)降低，从而数据传输的性能恶化。必要的发射功率降低导致数据率减小、所支持的范围减小、以及误码率BER增加。
根据现有技术的传统收发机在TFI模式和FFI模式中使用相同的前同步码序列，这种OFDM收发机另一缺点是，在FFI模式这对分界符的检测不确定。图5所示的分界符包括3个OFDM符号，即，在TFI模式中用来跳频的每个频带都有一个OFDM符号。对分界符的检测对于下一阶段的分组接收是必需的。这通过检测前同步码的第一部分中的最后K＝3个OFDM符号来完成。在TFI模式中，分界符内的单个反转OFDM符号唯一地识别分界符的定时。但是，在FFI模式中，使用固定的频率，并且在接收收发机处丢失的符号可能在接收收发机的分界符定时中引入不确定性，其中符号的丢失例如是由冲突符号引起的。例如，如果第N-2个OFDM符号接收不好，则接收收发机中的分界符检测器可能错误地认为第N-1个OFDM符号是第N-2个OFDM符号，并据此输出错误的判决。在同时操作网络时，这种情形可能会导致分组丢失，因为某些符号可能冲突，并被错误地检测。
通常，几个通信网络共享相同的数据传输介质。具体地，共存无线网络利用相同的频谱。
图2示出了根据现有技术的两个共存无线网络。
无线局域网(WLAN)代表一种个人计算机或希望传送数字数据的其他设备之间的新型通信方式。无线网络不依赖电缆作为通信介质。无论是双绞线、同轴电缆或是光纤，在建筑物内用于数据通信系统的硬接线是昂贵的，并且安装、维护和更改都很麻烦。为了避免这些缺点，无线网络使用覆盖了从几MHz到几THz的大频率范围的信号，在空中传输数据。取决于所占用的频率，无线网络包括射频无线网络、微波无线网络和红外无线网络。
无线网络主要用来将建筑物内的设备或者将便携式或移动设备连接到网络。其他应用使移动设备连接到数据库，以及连接到例如委员会或商务会议中的特别网络。
无线局域网(WLAN)和无线个人区域网(WPAN)被用来在相对短的范围内传送信息。在IEEE 802.15.3标准中定义了无线个人区域网(WPAN)。
在许多情形和场景中，彼此处于同一局部区域中的几个无线局域网(WLAN)同时工作。典型的情形是一个大办公室，其中有许多小办公间，它们属于同一公司的不同部门，例如研究部门、会计部门、销售部门。这种情形中，每个部门的计算机通过分离的无线局域网(WLAN)连接起来。包括几个收发机的无线局域网(WLAN)被称为Piconet。
图2示出了两个无线局域网(WLAN)在相同局部区域工作的典型场景。
在所示出的示例中，第一发射收发机A2在无线局域网WLANA的数据传输信道上向第一无线局域网WLANA的接收收发机A4发送数据。另外，第二无线局域网WLANB的发射收发机B3在该无线局域网的数据传输信道上向同一无线局域网WLANB的接收收发机B1发送数据。半双工地执行收发机之间的数据交换，即，收发机可以通过数据链路向同一无线局域网的另一收发机发送或接收数据。通过数据分组来交换数据。
每个Piconet WLANi具有其各自的数据传输信道，即，相应的Piconet WLANi的所有收发机都使用该数据传输信道。
在大多数情形中，无线局域网WLAN可用的频率资源受到规则的限制。通常向无线局域网分配特定的频带。在该频带内，要求每个收发机的辐射不超过指定的平均功率谱密度(PSD)。
为了同时操作几个无线局域网，已经提出了一些建议。
在根据现有技术的频分复用(FDM)系统中，将所分配的频带分为几个子频带。在FDM系统中，每个数据传输信道使用不同的子频带，因此每个Piconet也使用不同的子频带。这样，可以无干扰地同时执行不同Piconet(WLAN)中的数据传输。
FDM系统的缺点是，相对于任何Piconet都可以使用整个所分配的频带的情形，每个Piconet的可用容量变小了。
信道容量由下述公式给出：
如果允许每个Piconet使用全部频带，而不是所分配的子频带，则其容量会更大。FDM系统中容量的减少直接转变为吞吐量减少。因此，在FDM系统中，对任何特定的发射机-接收机距离可达到的数据比特率减小。
在根据现有技术的CDMA-DSSS(码分多址-直接序列扩频)系统中，使用直接序列扩频作为调制方案。在DSSS中，对每个信息符号，发送许多短数据符号组成的序列。为了支持几个数据传输信道或Piconet，对不同的数据传输信道，使用彼此之间具有低互相关的不同数据序列。
在CDMA-DSSS系统中，每个信道可以使用整个频带，直至可以达到最大的可能吞吐量。如果某些Piconet在相同区域中工作，则一个Piconet的传输被其他Piconet视为附加的噪声。
CDMA-DSSS系统的缺点是，存在所谓的远近问题。当一个Piconet中的收发机进行传输时，该传输将被其他Piconet视为附加的噪声。附加噪声的水平正比于扩频序列之间的互相关和所接收到的干扰信号的功率水平。例如，如果Piconet A的干扰收发机靠近Piconet B的接收收发机，即比离Piconet B的发射收发机更近，则Piconet B的接收收发机所看到的附加噪声水平导致接收机可达到的比特率大大降低，从而甚至可能发生完全阻止数据传输的情况。
根据现有技术，同时操作几个无线局域网(WLAN)的另一建议是，使用CDMA-FH(码分多址-跳频)系统。在这种CDMA-FH系统中，原始频带被分为几个子频带。任何发射收发机在特定时间间隔内使用特定的子频带，然后移至下一频带。预先定义的跳频序列控制子频带的顺序，从而发射和接收收发机都能知道何时切换到下一频率以及切换到哪一个子频带。
在传统的CDMA-FH系统中，不同的数据传输信道分配有不同的跳频序列。
图3示出了根据现有技术的CDMA-FH系统中的数据传输信道。具有四个数据传输信道的CDMA-FH系统可以在相同的局部区域中同时操作四个Piconet或无线局域网(WLAN)。在所示出的示例中，任何收发机在242ns的传输间隔中使用特定的频带，在70ns的预定保护时间中保持空闲，并且在下一传输间隔内使用下一频带……。
对任何数据传输信道A、B、C、D，跳频序列都是固定的。在所给出的示例中，数据传输信道A具有跳频序列abc，信道B具有跳频序列acb、信道C具有跳频序列aabbcc，信道D具有跳频序列aaccbb。
当两个收发机同时使用相同频带时发生冲突。例如，在第一传输间隔期间，当信道A和B都使用频率fa时，以及在第四传输间隔期间，当信道A和B再次使用频率fa时，在数据传输信道A和数据传输信道B之间发生冲突。另外，例如在第一传输间隔期间，当信道B和D都使用频率fa，以及在第六传输间隔期间，当信道B和D都使用频率fb时，信道B和信道D之间发生冲突。
当两个无线网络的跳频顺序不同时，属于不同无线局域网的两个收发机可以同时发送。可能发生两个收发机同时使用相同载波频率的情况。
图4图示了同时来自两个不同网络WLAN A、WLAN B中的收发机的同时数据传输。每个数据传输突发包括前同步码信号和数据信号。数据信号包括头数据和净荷数据。
收发机中用于解码网络A中的突发(burst)的前同步码检测器需要区分网络B的前同步码。此外，在其他传输可能同时存在时，接收收发机能够从合法的前同步码中检测并估计相关参数。
一种可能的CDMA-FH解决方案基于OFDM，并且被称为多频带OFDM。这种情形中，收发机在一个频带中发送单个OFDM，然后跳至下一频带，以发送下一OFDM符号。图3A描述了每个信道的6个OFDM符号。
如图3A所示，多频带OFDM收发机以时间频率交织(TFI)模式执行频带跳跃，其中在每个频带中发送OFDM符号。频带跳跃序列被定义为存储在存储器中的TFC代码(时间频率代码)。不同的共存网络使用不同的TFC代码。这使得不同的网络能同时传输。来自共存网络的OFDM符号冲突。在一般场景中，这种冲突水平允许进行有效的通信。但是，在某些情形中，这种冲突是严重的，并且通信是低效的。为了克服不同网络的传输之间的严重冲突，可以实现无线网络之间的频域分离(称为FDM)。这通过加入使用恒定频带(固定的频带)的TFC代码实现。因此，根据现有技术的多频带OFDM可在时间频率交织模式(TFI模式)和固定频率交织模式(FFI模式)之间切换。图3B示出了7个信道(7个TFC)，其中4个信道是TFI类型，而3个信道是FFI类型。
从图3中可以看到，在TFI模式中，收发机占用三个频带，其中每个频带具有预定的频率带宽。在定义了超宽带无线个人接入网物理层的发展多频带OFDM标准中，收发机可以按照两种模式(即，TFI模式和FFI模式)发送如图5所示的相同前同步码。图5示出了所谓的具有N＝24+6个OFDM符号的长前同步码。第一前同步码部分(24个OFDM符号)通常用于分组检测/获取、粗略频率估计、增益控制、同步、定时和偏移估计。如图5所示的传统前同步码的第一部分包括24个OFDM符号，其中前21个OFDM符号相同，最后3个OFDM符号反转。这3个OFDM符号用于数据分组内的同步。第二前同步码部分通常用于信道估计，其中信道估计序列包括6个OFDM符号。根据发展的多频带OFDM标准，一个OFDM符号的周期是312.5ns，即，242.5ns的数据长度(528Msps时128个样本)以及两次传输之间70ns的静寂时间(528Msps时37个样本)。因此，OFDM符号率Rs＝3.2MHz＝1/312.5ns。当使用三个频带时，存在七种可能的时间频率代码(TFC)。前四种TFC代码定义收发机处于TFI模式时的频带跳跃序列。当收发机切换到FFI模式时，收发机在固定的频带中发送信号。如下表以及图3A所示，第五TFC代码指示收发机在第一频带中发送信号，第六TFC代码指示收发机在第二频带中发送信号，第七TFC代码指示收发机在第三频带中发送信号。
下面的TFC代码具有三个频带，下表中对此进行了总结：
表1：
TFC指数 代码 类型 1 [1，2，3] TFI 2 [1，3，2] TFI 3 [1，1，2，2，3，3] TFI 4 [1，1，3，3，2，2] TFI 5 [1] FFI 6 [2] FFI 7 [3] FFI
根据现有技术的多频带频分复用收发机使用两种类型的前同步码。第一种类型的前同步码的第一部分如图5所示，包括N＝24个OFDM符号，并被称为长前同步码。第二前同步码被称为短前同步码，在第一前同步码部分中包括N＝12个OFDM符号。
当在相对容易执行检测的情形中同一发射机发送分组序列时，即，当给定了良好的信噪比，并且分组间的保护时间已知时，使用短前同步码。
在包括N个OFDM符号的前同步码第一部分内，每个OFDM符号通常不是频域信号。符号是由时域序列定义的时域信号。不过，这些符号保持与OFDM符号相同的持续时间和功率，并在本说明书中被称为OFDM符号。
在用于无线网络的传统OFDM收发机中，在FFI模式和TFI模式中，前同步码都相同。图5中示出了前同步码的开始部分，即，其中前N-K个符号用于接收收发机所进行的前同步码检测。K＝3个前同步码OFDM符号部分(也被称为分界符)用来识别前同步码的第一部分的结尾。如图5所示的帧同步序列的OFDM符号相对于开始21个OFDM符号的OFDM符号反转。OFDM符号反转使得接收方能够通过观察三个频带中的单个频带，来识别分界符。
但是，根据现有技术的OFDM收发机在TFI模式和FFI模式中使用相同的前同步码序列，这种OFDM收发机有两个主要的缺点。因为如图5所示的帧同步序列具有21个OFDM符号，其中一个OFDM符号的周期是312.5ns，所以在频域有波动，每3.2MHz就有一个频率峰。前同步码的波动功率谱影响全部的所测量的传输频率谱，包括前同步码和数据。波动的前同步码谱的影响在收发机的FFI模式中尤其严重，这是因为前同步码信号在相同频带中包括长部分的重复OFDM符号，重复速率为RS＝3.2MHz。为了使收发机性能最佳，使用最大的允许发射功率。诸如美国的联邦通信委员会(FCC)之类的规则团体将PSD限制在分辨率带宽RPSD＝1MHz。这意味着在任何1MHz的频带内，功率受限。因为现有技术的FFI模式的PSD有波动，所以与PSD平坦的情形相比，收发机减小总体发射功率，从而谱峰不会超过规则所设置的允许水平。FCC对超宽带通信所定义的PSD例如是-41.3dBm/MHz。实际上，减小收发机的发射功率导致在接收收发机处的信噪比(SNR)降低，从而数据传输的性能恶化。必要的发射功率降低导致数据率减小、所支持的范围减小、以及误码率BER增加。
根据现有技术的传统收发机在TFI模式和FFI模式中使用相同的前同步码序列，这种OFDM收发机另一缺点是，在FFI模式这对分界符的检测不确定。图5所示的分界符包括3个OFDM符号，即，在TFI模式中用来跳频的每个频带都有一个OFDM符号。对分界符的检测对于下一阶段的分组接收是必需的。这通过检测前同步码的第一部分中的最后K＝3个OFDM符号来完成。在TFI模式中，分界符内的单个反转OFDM符号唯一地识别分界符的定时。但是，在FFI模式中，使用固定的频率，并且在接收收发机处丢失的符号可能在接收收发机的分界符定时中引入不确定性，其中符号的丢失例如是由冲突符号引起的。例如，如果第N-2个OFDM符号接收不好，则接收收发机中的分界符检测器可能错误地认为第N-1个OFDM符号是第N-2个OFDM符号，并据此输出错误的判决。在同时操作网络时，这种情形可能会导致分组丢失，因为某些符号可能冲突，并被错误地检测。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种用于多频带正交频分复用收发机的前同步码发生器，其克服了上述缺点，具体地，本发明的目的是提供一种前同步码发生器，其中FFI模式中的前同步码谱更平坦。
通过具有权利要求1的特征的前同步码发生器来实现此目的。
本发明提供了一种用于无线个人区域网WPAN的多频带正交频分复用OFDM收发机的前同步码发生器，其可在时间频率交织(TFI)模式和固定频率交织(FFI)模式之间切换，其中在所述时间频率交织模式中，收发机根据预定的跳频方式在不同频带中发送数据分组，而在所述固定频率交织模式中，收发机在固定频带中发送数据分组，其中前同步码发生器在固定频率交织(FFI)模式中，通过将数据分组的预定前同步码与伪随机数据序列相乘，来对数据分组的预定前同步码进行扰码，以使所述前同步码的功率谱变平坦。
在优选实施例中，伪随机数据序列是二进制的。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，前同步码包括预定数目N的OFDM符号。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，前同步码发生器包括用于存储至少一个前同步码的存储器、用于存储至少一个伪随机数据序列的存储器、以及用于在控制信号指示收发机处于FFI模式时使用所述伪随机数据序列对所述前同步码进行扰码的计算单元。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，二进制伪随机数据序列包括预定数目的二进制数据值，其中二进制数据值的数目与该前同步码内的N个OFDM符号数目一致。
在前同步码发生器的优选实施例中，所述前同步码的每个OFDM符号由数据样本的序列组成。
在优选实施例中，每个OFDM符号由128个数据样本组成。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，在前同步码发生器的存储器中存储有包括24个OFDM符号的长前同步码，并且存储有包括12个OFDM符号的短前同步码。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，在前同步码发生器的存储器中存储有包括24个二进制数据值的长伪随机序列(XLONG)，并且存储有包括12个二进制数据值的短伪随机序列(XSHORT)。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，长伪随机序列(XLONG)是：
XLONG＝(-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1)。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，短伪随机序列(XSHORT)是：
XSHORT＝(-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1)。
通过具有权利要求1的特征的前同步码发生器来实现此目的。
本发明提供了一种用于无线个人区域网WPAN的多频带正交频分复用OFDM收发机的前同步码发生器，其可在时间频率交织(TFI)模式和固定频率交织(FFI)模式之间切换，其中在所述时间频率交织模式中，收发机根据预定的跳频方式在不同频带中发送数据分组，而在所述固定频率交织模式中，收发机在固定频带中发送数据分组，其中前同步码发生器在固定频率交织(FFI)模式中，通过将数据分组的预定前同步码与伪随机数据序列相乘，来对数据分组的预定前同步码进行扰码，以使所述前同步码的功率谱变平坦。
在优选实施例中，伪随机数据序列是二进制的。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，前同步码包括预定数目N的OFDM符号。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，前同步码发生器包括用于存储至少一个前同步码的存储器、用于存储至少一个伪随机数据序列的存储器、以及用于在控制信号指示收发机处于FFI模式时使用所述伪随机数据序列对所述前同步码进行扰码的计算单元。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，二进制伪随机数据序列包括预定数目的二进制数据值，其中二进制数据值的数目与该前同步码内的N个OFDM符号数目一致。
在前同步码发生器的优选实施例中，所述前同步码的每个OFDM符号由数据样本的序列组成。
在优选实施例中，每个OFDM符号由128个数据样本组成。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，在前同步码发生器的存储器中存储有包括24个OFDM符号的长前同步码，并且存储有包括12个OFDM符号的短前同步码。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，在前同步码发生器的存储器中存储有包括24个二进制数据值的长伪随机序列(XLONG)，并且存储有包括12个二进制数据值的短伪随机序列(XSHORT)。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，长伪随机序列(XLONG)是：
XLONG＝(-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1)。
在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中，短伪随机序列(XSHORT)是：
XSHORT＝(-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，1，1)。
附图说明
下面参考附图描述用于多频带正交频分复用收发机的前同步码发生器的优选实施例，其中：
图1示出了根据现有技术、模拟数据传输突发信号通过无线网络的传输；
图2示意性地示出了根据现有技术的两个不同无线局域网，其中每个都包括几个同时工作的收发机；
图3a、3b示出了根据现有技术的无线局域网所采用的跳频方案，其使用四个不同的TFI数据传输信道，并使用三个不同的FFI数据传输信道；
图4示出了模拟数据传输突发信号通过在相同的局部区域中同时工作的两个无线局域网的传输；
图5示出了根据现有技术的传统多频带OFDM收发机所使用的前同步码；
图6示出了根据本发明的包括前同步码发生器的收发机的方框图；
图7示出了根据本发明的前同步码发生器的优选实施例的方框图；
图8示出了图6所示的收发机的前同步码检测器内的分界符检测器的方框图；
图9示出了图6所示的收发机的前同步码检测器内的分界符检测器另一实施例；
图10示出了根据本发明的具有前同步码的PLCP帧的格式；
图11示出了根据本发明的前同步码发生器所生成的前同步码的基带功率谱密度(PSD)；
图12示出了数据传输信道的基带功率谱密度(PSD)；
图13示出了用于FFI信道的现有技术前同步码在一部分频带中的基带功率谱密度(PSD)；
图14示出了由根据本发明的前同步码发生器所生成的前同步码的基带功率谱密度(PSD)；
图15示出了根据本发明的前同步码发生器所使用的时域前同步码的覆盖序列(cover sequence)；
图16示出了根据本发明的前同步码发生器所使用的缩短时域前同步码的覆盖序列；
图17示出了在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中所使用的FFI模式下的OFDM符号的数据样本。
图1示出了根据现有技术、模拟数据传输突发信号通过无线网络的传输；
图2示意性地示出了根据现有技术的两个不同无线局域网，其中每个都包括几个同时工作的收发机；
图3a、3b示出了根据现有技术的无线局域网所采用的跳频方案，其使用四个不同的TFI数据传输信道，并使用三个不同的FFI数据传输信道；
图4示出了模拟数据传输突发信号通过在相同的局部区域中同时工作的两个无线局域网的传输；
图5示出了根据现有技术的传统多频带OFDM收发机所使用的前同步码；
图6示出了根据本发明的包括前同步码发生器的收发机的方框图；
图7示出了根据本发明的前同步码发生器的优选实施例的方框图；
图8示出了图6所示的收发机的前同步码检测器内的分界符检测器的方框图；
图9示出了图6所示的收发机的前同步码检测器内的分界符检测器另一实施例；
图10示出了根据本发明的具有前同步码的PLCP帧的格式；
图11示出了根据本发明的前同步码发生器所生成的前同步码的基带功率谱密度(PSD)；
图12示出了数据传输信道的基带功率谱密度(PSD)；
图13示出了用于FFI信道的现有技术前同步码在一部分频带中的基带功率谱密度(PSD)；
图14示出了由根据本发明的前同步码发生器所生成的前同步码的基带功率谱密度(PSD)；
图15示出了根据本发明的前同步码发生器所使用的时域前同步码的覆盖序列(cover sequence)；
图16示出了根据本发明的前同步码发生器所使用的缩短时域前同步码的覆盖序列；
图17示出了在根据本发明的前同步码发生器的优选实施例中所使用的FFI模式下的OFDM符号的数据样本。
具体实施方式
从图6可以看到，用于无线局域(WLAN)的收发机1包括发射机和接收机，收发机1包括根据本发明的前同步码发生器。
发射机将数据信息分组从较高的通信层转换为RF(射频)信号。收发机的接收机从所接收到的RF信号中提取分组信息。
从图6可以看到，根据本发明的收发机1中所包括的发射机包括下列单元。发射机包括编码器和调制单元3，其通过加入冗余比特，对从较高通信层控制单元2接收到的数据比特进行编码，并对数字数据信号进行调制，由此生成时域采样信号。在优选实施例中，该时域采样信号是对偶信号或复信号。编码和调制单元3向调度器4提供复信号(I+iQ)。
收发机1中所包括的发射机还包括根据本发明的前同步码发生器5。前同步码发生器5向调度器4提供前同步码数据序列。前同步码数据序列专用于收发机1所使用的数据传输信道，即，前同步码发生器5所生成的前同步码对包括图6所示的收发机1的无线局域网(WLAN)是唯一的。
收发机1的调度器4对编码和调制单元3提供的数据样本序列和前同步码发生器5所生成的前同步码进行装配，以执行数字数据传输突发，其被输出到至少一个数模转换器6。数模转换器6将从调度器4接收到的数字时域信号转换为连续的模拟信号。数模转换器6的输出与上变频器7相连。上变频器7通过使用载波信号调制所接收到的信号，将数模转换器6所生成的基带模拟连续信号转换为RF信号，以生成模拟数据传输突发信号。收发机1经由天线将所生成的模拟数据传输突发信号发送到使用相同数据传输信道的相同无线局域网的接收收发机。当应用跳频时(即，在TFI模式中)，周期性地改变调制载波。
收发机1还包括接收机，其包括带通滤波器8，用于对从收发机1的天线提供的接收RF信号进行滤波。
带通滤波器8的输出与下变频器9相连。下变频器9对滤波后的RF信号进行解调，并将RF信号转换为复数基带信号。当应用跳频时，周期性地改变下变频器9所使用的解调频率。
在下变频器9的输出端，配备有模拟低通滤波器10。
至少一个模数转换器11对从低通滤波器10提供的连续时间信号进行采样，以产生离散的时域信号。
收发机1还包括前同步码检测器12，其用于检测预先定义的前同步码的存在，其中该前同步码专用于收发机1所属的无线局域网(WLAN)。此外，前同步码检测器12提取用于解调所接收到的数据传输突发的参数。这些参数由前同步码检测器12向解调和纠错单元13提供。
解调器和纠错单元13使用被编码的冗余，对所接收到的数据传输突发的数据部分进行解调，以估计所接收到的数据分组的信息内容。
可以看出，收发机1包括根据本发明的前同步码发生器5以及由较高通信层控制单元2控制的前同步码检测器12。
图7示出了根据本发明的前同步码发生器5的优选实施例。如图6所示，前同步码发生器5从收发机1的较高通信层2接收信道选择信号。信道选择信号定义了由TFC代码所定义的跳频序列。在优选实施例中，存在七个信道，其中前四个信道在TFI模式中执行真正的跳频，而剩下的三个信道在FFI模式中在固定频带中发送数据分组，而不跳频。
在前同步码发生器的符号存储器中存储有五组数据样本，其中前四组用于开始四个数据传输信道，它们应用真正的跳频，而第五组数据样本用于所有三个FFI数据信道，它们使用相同的数据样本组。图17示出了存储在符号存储器中的一组128个数据样本，它们用于三个FFI数据传输信道。第一选择单元A响应信道选择信号，选择存储在符号存储器中的一组数据样本，并将这128个数据样本提供给计算单元，其中计算单元用于将两个数据向量相乘。
在前同步码发生器5的另一存储器中存储有三个长伪随机序列(XLONG)。前两个数据信道使用一个长伪随机数据序列(XLONG1/2)，第三和第四信道使用不同的长伪随机数据序列(XLONG3/4)。FFI数据传输信道使用第三长伪随机序列(XLONG5/6/7)，用于对前同步码进行扰码。选择单元B响应信道选择信号，选择存储在前同步码发生器5的第二存储器中的一个伪随机序列，并将其转发到第四选择单元D。
前同步码发生器5包括第三存储器，用于存储三个短伪随机序列(XSHORT)。FFI数据传输信道使用存储在所述存储器中的第三短伪随机序列(XSHORT5/6/7)。前同步码发生器5的选择单元C响应信道选择信号，选择存储在第三存储器中的相关伪随机序列。数据传输信道1和2使用存储在所述存储器中的第一短伪随机序列(XSHORT1/2)，数据传输信道3和4使用存储在所述存储器中的第二短伪随机序列(XSHORT3/4)。
响应于前同步码选择信号，第四选择单元D选择前同步码发生器5的计算单元应该使用长伪随机序列(XLONG)或短伪随机序列(XSHORT)。计算单元将由选择单元A选中的数据样本向量与由选择单元D所转发的伪随机序列相乘。计算单元以所谓Kronecker乘积的形式将两个向量相乘：
在优选实施例中，每个TFC的序列XSHORT与XLONG中最后12个元素相同。因此，在该实施例中，图5中的第三存储器不是必需的。
对于长度为128个数据样本的向量与包括24个比特的长伪随机序列(XLONG)，计算单元的输出如下：
输出＝x(1)*y(1)，x(2)*y(1)，…，x(128)*y(1)，…
x(1)*y(2)，x(2)*y(2)，…，x(128)*y(2)，…(1)
x(1)*y(24)，x(2)*y(24)，…，x(128)*y(24)，…
图15示出了图7所示的前同步码发生器5的第二存储器(XLONGMEMORY)的数据内容。
图16示出了根据本发明的前同步码发生器5的第三存储器(XSHORTMEMORY)的数据内容。
图15、16的第三列是在收发机1的FFI模式中所使用的伪随机数据序列。长伪随机数据序列(包括24个数据条目)的最后十二个数据条目与图16所示的相应短伪随机数据序列(XSHORT)的十二个数据条目相同。
因为数据传输信道的、包括十二个数据条目的短伪随机数据序列与相应长伪随机数据序列(XLONG)的最后十二个数据条目相同，所以可以简化收发机，因为用于分界符检测器的相同设计可以用于长前同步码和短前同步码。
图7所示的根据本发明的前同步码发生器5在固定频率交织模式(FFI)中通过将预定前同步码与选中的伪随机数据序列(XLONG/XSHORT)相乘，生成数据分组的前同步码，以使前同步码的功率谱平坦。
存储在前同步码发生器5的存储器中的伪随机数据序列(X)或扰码向量实现了鲁棒(robust)的分界符检测。从图6中可以看到，收发机1包括前同步码检测器12。前同步码检测器12包括分界符检测单元。
图8示出了收发机1的前同步码检测器12中所使用的分界符检测器的第一实施例。图8示出了所谓的最大似然分界符检测器。在收发机1的模拟前端处理从天线接收到的信号，其中收发机1的模拟前端将信号放大，对希望的频带进行滤波，并且将所需频带下变频到基带。在模数转换器11处对模拟前端输出信号采样。使用两个模数转换器对基带I/Q信号进行采样。
当激活图8所示的分界符检测器时，已经检测到前同步码，并且已经调节了自动增益控制(AGC)。模数转换器11的I/Q转换后输出信号是复信号，其与128长的前同步码符号进行相关。对于图17所示的前同步码符号的具体定义，在低复杂度下有效地完成了相关，从而不需要使用128长的相关器。每312.5ns就生成符号相关器的输出，并且分界符相关器使用该输出来与K个分界符二进制样本进行相关，即，伪随机数据序列X中的最后K个元素。
另一电路生成分界符相关器的输出信号的绝对值。该电路所生成的较高值指示高的分界符似然。较小值指示小的分界符似然。比较器将绝对值与可调整的阈值相比较，以做出分界符判决，并识别前同步码。
图8示出了基于最大似然的分界符检测器的具体实施例。还有最大似然分界符检测器的其他可能实施例。所有这些分界符检测器的共同特征是，检测器系统的性能由下述相关性的特征所决定。
对于给定的序列X，当Z＝(z1，z2，…，zk)＝(XN-K+1，XN-K，…，XN)是X的分界符，这是X的最后K个元素的序列。
R(n)由如下的绝对互相关函数给出：
其中n＝0，1，…，N-K
在n＝N-K时获得R(n)的最大值，并且最大值是R(N-K)＝K。对X的一个好选择是，对n＝0，1，…，N-K-1，R(n)获得相对于最大值R(N-K)＝K较小的值。该标准改进了基于最大似然的分界符检测的性能。
对于上面指定的XLONG，并且对于K＝6，与峰值(R(N-6)＝6)相比，对所有n＝0，1，…，N-7，相关的上界是R(n)≤2。这也适用于上面指定的XSHORT，并且对于K＝6，与峰值(R(N-6)＝6)相比，对所有n＝0，1，…，N-7，R(n)≤2。在峰值R(N-K)与任何在前的R(n)值之间的至少为4的差别向噪声环境下基于最大似然的分界符检测提供了鲁棒性。
图9示出了前同步码检测器12内的分界符检测器的另一实施例。每312.5ns向差分单元提供符号相关器的输出，以计算差分值。在优选实施例中，复数相关器输出与前一相关器输出的共轭相乘。
Out(t)＝Input(t)*conjugate(Input(t-1))(4)
“t…是使用312.5ns作为单位的时间指数。
当是X的差分分界符时，分界符相关器将其输入序列的实部与进行相关
将分界符相关器输出与阈值相比较，以做出分界符判决。
上述方案提出了差分分界符检测器的特定实现。还有可能的检测器的其他变体。所有这些检测器的共同特征是，检测器的性能由下述差分相关决定。
对于给定的序列是X的差分型，这是长度为N-1的序列，其中每个元素是X中两个相邻元素的乘积。类似地，是X的差分分界符，这是的最后K-1个元素的序列。
差分相关D(n)由下述互相关函数给出：
其中n＝0，1，…，N-K (6)
在n＝N-K时获得D(n)的最大值，并且最大值D(N-K)＝K-1。对X的一个好选择是，对n＝0，1，…，N-K-1，D(n)获得相对于最大值D(N-K)＝K-1较小的值。该标准改进了差分分界符检测器的性能。
对于上面指定的XLONG，并且对于K＝6，与峰值(D(N-6)＝5)相比，对n＝0，1，…，N-7，差分相关是上界D(n)≤1。对于上面指定的XSHORT，并且对于K＝6，与峰值(D(N-6)＝5)相比，对n＝0，1，…，N-7，D(n)≤2。在峰值D(N-K)与任何在前的D(n)值之间的至少为4的差别向噪声环境下差分最大似然分界符检测提供了鲁棒性。虽然这种保护小于最大似然情形下的保护，但是差分分界符检测器相对于最大似然方法仍然具有某些其他优点，因为不需要载波偏移补偿。
图10示出了包括根据本发明的前同步码的帧的数据格式。前同步码先于PLCP头和净荷数据部分。这里所希望的信息数据率在53.3和480MB/s之间。PLCP前同步码序列与特定的时间频率代码(TFC)相关联。前同步码信号是在基带的实信号，但是对于数据率高于大约100mbps的模式，所发送的信号是基带的复信号。将PLCP前同步码插入到复数基带信号的实部中。
图11示出了由根据本发明的前同步码发生器所生成的前同步码在大约500MHz的整个频带内的基带功率谱密度(PSD)。
图12示出了数据传输信道1的基带功率谱密度。
图13示出了由现有技术的前同步码发生器所生成的FFI数据传输信道(即，数据传输信道5至7)中的前同步码在0和60MHz之间的基带功率谱密度。
图14示出了由根据本发明的前同步码发生器5所生成的在相同频带中的基带功率谱密度(PSD)。图13和14相比，由根据本发明的前同步码发生器5所生成的前同步码导致的谱峰明显小于由现有技术的前同步码发生器所生成的峰。由根据本发明的前同步码发生器5所生成的前同步码的功率谱变得平坦，并且实现了在收发机的固定频率交织模式(FFI)中更高的发射功率。
多频带OFDM收发机1具有特别的FFI模式，并且使用长度为N的伪随机序列来对前同步码进行扰码。通过选择特定的伪随机序列X，使前同步码功率谱变平坦，以在小于OFDM符号率的分辨率带宽规格下改进性能。前同步码发生器5使用特定的伪随机序列，并且改进了收发机1的分界符检测性能。
发射机将数据信息分组从较高的通信层转换为RF(射频)信号。收发机的接收机从所接收到的RF信号中提取分组信息。
从图6可以看到，根据本发明的收发机1中所包括的发射机包括下列单元。发射机包括编码器和调制单元3，其通过加入冗余比特，对从较高通信层控制单元2接收到的数据比特进行编码，并对数字数据信号进行调制，由此生成时域采样信号。在优选实施例中，该时域采样信号是对偶信号或复信号。编码和调制单元3向调度器4提供复信号(I+iQ)。
收发机1中所包括的发射机还包括根据本发明的前同步码发生器5。前同步码发生器5向调度器4提供前同步码数据序列。前同步码数据序列专用于收发机1所使用的数据传输信道，即，前同步码发生器5所生成的前同步码对包括图6所示的收发机1的无线局域网(WLAN)是唯一的。
收发机1的调度器4对编码和调制单元3提供的数据样本序列和前同步码发生器5所生成的前同步码进行装配，以执行数字数据传输突发，其被输出到至少一个数模转换器6。数模转换器6将从调度器4接收到的数字时域信号转换为连续的模拟信号。数模转换器6的输出与上变频器7相连。上变频器7通过使用载波信号调制所接收到的信号，将数模转换器6所生成的基带模拟连续信号转换为RF信号，以生成模拟数据传输突发信号。收发机1经由天线将所生成的模拟数据传输突发信号发送到使用相同数据传输信道的相同无线局域网的接收收发机。当应用跳频时(即，在TFI模式中)，周期性地改变调制载波。
收发机1还包括接收机，其包括带通滤波器8，用于对从收发机1的天线提供的接收RF信号进行滤波。
带通滤波器8的输出与下变频器9相连。下变频器9对滤波后的RF信号进行解调，并将RF信号转换为复数基带信号。当应用跳频时，周期性地改变下变频器9所使用的解调频率。
在下变频器9的输出端，配备有模拟低通滤波器10。
至少一个模数转换器11对从低通滤波器10提供的连续时间信号进行采样，以产生离散的时域信号。
收发机1还包括前同步码检测器12，其用于检测预先定义的前同步码的存在，其中该前同步码专用于收发机1所属的无线局域网(WLAN)。此外，前同步码检测器12提取用于解调所接收到的数据传输突发的参数。这些参数由前同步码检测器12向解调和纠错单元13提供。
解调器和纠错单元13使用被编码的冗余，对所接收到的数据传输突发的数据部分进行解调，以估计所接收到的数据分组的信息内容。
可以看出，收发机1包括根据本发明的前同步码发生器5以及由较高通信层控制单元2控制的前同步码检测器12。
图7示出了根据本发明的前同步码发生器5的优选实施例。如图6所示，前同步码发生器5从收发机1的较高通信层2接收信道选择信号。信道选择信号定义了由TFC代码所定义的跳频序列。在优选实施例中，存在七个信道，其中前四个信道在TFI模式中执行真正的跳频，而剩下的三个信道在FFI模式中在固定频带中发送数据分组，而不跳频。
在前同步码发生器的符号存储器中存储有五组数据样本，其中前四组用于开始四个数据传输信道，它们应用真正的跳频，而第五组数据样本用于所有三个FFI数据信道，它们使用相同的数据样本组。图17示出了存储在符号存储器中的一组128个数据样本，它们用于三个FFI数据传输信道。第一选择单元A响应信道选择信号，选择存储在符号存储器中的一组数据样本，并将这128个数据样本提供给计算单元，其中计算单元用于将两个数据向量相乘。
在前同步码发生器5的另一存储器中存储有三个长伪随机序列(XLONG)。前两个数据信道使用一个长伪随机数据序列(XLONG1/2)，第三和第四信道使用不同的长伪随机数据序列(XLONG3/4)。FFI数据传输信道使用第三长伪随机序列(XLONG5/6/7)，用于对前同步码进行扰码。选择单元B响应信道选择信号，选择存储在前同步码发生器5的第二存储器中的一个伪随机序列，并将其转发到第四选择单元D。
前同步码发生器5包括第三存储器，用于存储三个短伪随机序列(XSHORT)。FFI数据传输信道使用存储在所述存储器中的第三短伪随机序列(XSHORT5/6/7)。前同步码发生器5的选择单元C响应信道选择信号，选择存储在第三存储器中的相关伪随机序列。数据传输信道1和2使用存储在所述存储器中的第一短伪随机序列(XSHORT1/2)，数据传输信道3和4使用存储在所述存储器中的第二短伪随机序列(XSHORT3/4)。
响应于前同步码选择信号，第四选择单元D选择前同步码发生器5的计算单元应该使用长伪随机序列(XLONG)或短伪随机序列(XSHORT)。计算单元将由选择单元A选中的数据样本向量与由选择单元D所转发的伪随机序列相乘。计算单元以所谓Kronecker乘积的形式将两个向量相乘：
在优选实施例中，每个TFC的序列XSHORT与XLONG中最后12个元素相同。因此，在该实施例中，图5中的第三存储器不是必需的。
对于长度为128个数据样本的向量与包括24个比特的长伪随机序列(XLONG)，计算单元的输出如下：
输出＝x(1)*y(1)，x(2)*y(1)，…，x(128)*y(1)，…
x(1)*y(2)，x(2)*y(2)，…，x(128)*y(2)，…(1)
x(1)*y(24)，x(2)*y(24)，…，x(128)*y(24)，…
图15示出了图7所示的前同步码发生器5的第二存储器(XLONGMEMORY)的数据内容。
图16示出了根据本发明的前同步码发生器5的第三存储器(XSHORTMEMORY)的数据内容。
图15、16的第三列是在收发机1的FFI模式中所使用的伪随机数据序列。长伪随机数据序列(包括24个数据条目)的最后十二个数据条目与图16所示的相应短伪随机数据序列(XSHORT)的十二个数据条目相同。
因为数据传输信道的、包括十二个数据条目的短伪随机数据序列与相应长伪随机数据序列(XLONG)的最后十二个数据条目相同，所以可以简化收发机，因为用于分界符检测器的相同设计可以用于长前同步码和短前同步码。
图7所示的根据本发明的前同步码发生器5在固定频率交织模式(FFI)中通过将预定前同步码与选中的伪随机数据序列(XLONG/XSHORT)相乘，生成数据分组的前同步码，以使前同步码的功率谱平坦。
存储在前同步码发生器5的存储器中的伪随机数据序列(X)或扰码向量实现了鲁棒(robust)的分界符检测。从图6中可以看到，收发机1包括前同步码检测器12。前同步码检测器12包括分界符检测单元。
图8示出了收发机1的前同步码检测器12中所使用的分界符检测器的第一实施例。图8示出了所谓的最大似然分界符检测器。在收发机1的模拟前端处理从天线接收到的信号，其中收发机1的模拟前端将信号放大，对希望的频带进行滤波，并且将所需频带下变频到基带。在模数转换器11处对模拟前端输出信号采样。使用两个模数转换器对基带I/Q信号进行采样。
当激活图8所示的分界符检测器时，已经检测到前同步码，并且已经调节了自动增益控制(AGC)。模数转换器11的I/Q转换后输出信号是复信号，其与128长的前同步码符号进行相关。对于图17所示的前同步码符号的具体定义，在低复杂度下有效地完成了相关，从而不需要使用128长的相关器。每312.5ns就生成符号相关器的输出，并且分界符相关器使用该输出来与K个分界符二进制样本进行相关，即，伪随机数据序列X中的最后K个元素。
另一电路生成分界符相关器的输出信号的绝对值。该电路所生成的较高值指示高的分界符似然。较小值指示小的分界符似然。比较器将绝对值与可调整的阈值相比较，以做出分界符判决，并识别前同步码。
图8示出了基于最大似然的分界符检测器的具体实施例。还有最大似然分界符检测器的其他可能实施例。所有这些分界符检测器的共同特征是，检测器系统的性能由下述相关性的特征所决定。
对于给定的序列X，当Z＝(z1，z2，…，zk)＝(XN-K+1，XN-K，…，XN)是X的分界符，这是X的最后K个元素的序列。
R(n)由如下的绝对互相关函数给出：
其中n＝0，1，…，N-K
在n＝N-K时获得R(n)的最大值，并且最大值是R(N-K)＝K。对X的一个好选择是，对n＝0，1，…，N-K-1，R(n)获得相对于最大值R(N-K)＝K较小的值。该标准改进了基于最大似然的分界符检测的性能。
对于上面指定的XLONG，并且对于K＝6，与峰值(R(N-6)＝6)相比，对所有n＝0，1，…，N-7，相关的上界是R(n)≤2。这也适用于上面指定的XSHORT，并且对于K＝6，与峰值(R(N-6)＝6)相比，对所有n＝0，1，…，N-7，R(n)≤2。在峰值R(N-K)与任何在前的R(n)值之间的至少为4的差别向噪声环境下基于最大似然的分界符检测提供了鲁棒性。
图9示出了前同步码检测器12内的分界符检测器的另一实施例。每312.5ns向差分单元提供符号相关器的输出，以计算差分值。在优选实施例中，复数相关器输出与前一相关器输出的共轭相乘。
Out(t)＝Input(t)*conjugate(Input(t-1))(4)
“t…是使用312.5ns作为单位的时间指数。
当是X的差分分界符时，分界符相关器将其输入序列的实部与进行相关
将分界符相关器输出与阈值相比较，以做出分界符判决。
上述方案提出了差分分界符检测器的特定实现。还有可能的检测器的其他变体。所有这些检测器的共同特征是，检测器的性能由下述差分相关决定。
对于给定的序列是X的差分型，这是长度为N-1的序列，其中每个元素是X中两个相邻元素的乘积。类似地，是X的差分分界符，这是的最后K-1个元素的序列。
差分相关D(n)由下述互相关函数给出：
其中n＝0，1，…，N-K (6)
在n＝N-K时获得D(n)的最大值，并且最大值D(N-K)＝K-1。对X的一个好选择是，对n＝0，1，…，N-K-1，D(n)获得相对于最大值D(N-K)＝K-1较小的值。该标准改进了差分分界符检测器的性能。
对于上面指定的XLONG，并且对于K＝6，与峰值(D(N-6)＝5)相比，对n＝0，1，…，N-7，差分相关是上界D(n)≤1。对于上面指定的XSHORT，并且对于K＝6，与峰值(D(N-6)＝5)相比，对n＝0，1，…，N-7，D(n)≤2。在峰值D(N-K)与任何在前的D(n)值之间的至少为4的差别向噪声环境下差分最大似然分界符检测提供了鲁棒性。虽然这种保护小于最大似然情形下的保护，但是差分分界符检测器相对于最大似然方法仍然具有某些其他优点，因为不需要载波偏移补偿。
图10示出了包括根据本发明的前同步码的帧的数据格式。前同步码先于PLCP头和净荷数据部分。这里所希望的信息数据率在53.3和480MB/s之间。PLCP前同步码序列与特定的时间频率代码(TFC)相关联。前同步码信号是在基带的实信号，但是对于数据率高于大约100mbps的模式，所发送的信号是基带的复信号。将PLCP前同步码插入到复数基带信号的实部中。
图11示出了由根据本发明的前同步码发生器所生成的前同步码在大约500MHz的整个频带内的基带功率谱密度(PSD)。
图12示出了数据传输信道1的基带功率谱密度。
图13示出了由现有技术的前同步码发生器所生成的FFI数据传输信道(即，数据传输信道5至7)中的前同步码在0和60MHz之间的基带功率谱密度。
图14示出了由根据本发明的前同步码发生器5所生成的在相同频带中的基带功率谱密度(PSD)。图13和14相比，由根据本发明的前同步码发生器5所生成的前同步码导致的谱峰明显小于由现有技术的前同步码发生器所生成的峰。由根据本发明的前同步码发生器5所生成的前同步码的功率谱变得平坦，并且实现了在收发机的固定频率交织模式(FFI)中更高的发射功率。
多频带OFDM收发机1具有特别的FFI模式，并且使用长度为N的伪随机序列来对前同步码进行扰码。通过选择特定的伪随机序列X，使前同步码功率谱变平坦，以在小于OFDM符号率的分辨率带宽规格下改进性能。前同步码发生器5使用特定的伪随机序列，并且改进了收发机1的分界符检测性能。