VCO装置转让专利
申请号 : CN200480000930.1
文献号 : CN1701512B
文献日 : 2010-06-02
发明人 : 藤井健史 , 足立宪司 , 尾关浩明 , 岩井田峰之
申请人 : 松下电器产业株式会社
摘要 :
本发明提供用于电视播放接收机那样的无线单元中的VCO(压控振荡器)装置，提供振荡宽带振荡频率并且能够实现低功耗的VCO装置，VCO电路群(4)振荡与施加到频率控制电压端子(8)上的控制电压Vt相对应的频率的信号，LO信号选择单元(3)选择来自VCO电路群(4)的所需要的输出信号，PLL(6)把由LO信号选择单元(3)选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较并且输出根据相位差变换的电压信号，环路滤波器(7)使来自PLL(6)的输出信号平滑，输出控制频率的控制电压Vt，并且把由信号选择单元(3)选择的本地信号输出到高频信号处理单元(1)。
权利要求 :
1.一种VCO装置，其特征在于，具有：
振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路；
在该多个VCO电路中以上述振荡频率的范围最高的上述VCO电路的振荡信号的相位噪声为基准，分别设定其它上述VCO电路所具有的振荡晶体管的驱动电流的电流源电路；
切换上述VCO电路的输出信号的信号选择单元；
把由上述信号选择单元选择的本地信号分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差而变换了的信号的PLL；以及使该PLL的输出信号平滑，输出控制上述振荡频率的上述控制电压的环路滤波器。
2.根据权利要求1所述的VCO装置，其特征在于：电流源电路采用可变电流源电路。
3.根据权利要求1～2的任一项所述的VCO装置，其特征在于：具有与从VCO电路输出的振荡频率相对应地切换可变电流源电路的电流的电流控制单元。
4.根据权利要求1～2的任一项所述VCO装置，其特征在于：从多个VCO电路分别输出的振荡频率的一部分重复，而且，能够在要求的振荡频率的范围内连续可变。
5.根据权利要求1～2的任一项所述的VCO装置，其特征在于：多个VCO电路的每一个的基于施加到频率控制电压端子上的控制电压的变化和与该控制电压相对应的振荡频率的变化的振荡灵敏度基本相等。
6.根据权利要求2所述的VCO装置，其特征在于，具有：包括连接到多个上述VCO装置的输出信号和高频输入信号选择单元的MIX电路的高频信号处理单元。
7.根据权利要求6所述的VCO装置，其特征在于：高频输入信号选择单元包括低噪声放大器，进而，上述低噪声放大器具有电源通、断功能。
8.根据权利要求7所述的VCO装置，其特征在于：具有配置在上述低噪声放大器的前级或者后级，或者上述前级以及后级双方中的BPF电路，进而，上述BPF电路具有能够选择频率的调谐功能。
9.根据权利要求6所述的VCO装置，其特征在于具有：把从上述高频信号处理单元输出的模拟信号进行数字解调处理，判定接收特性的接收特性判定单元；以及输出与从该接收特性判定单元输出的数字信号相对应的电压或者电流，切换上述可变电流源电路的电流的电流控制单元。
10.根据权利要求6所述的VCO装置，其特征在于，具有：把从上述高频信号处理单元输出的模拟信号进行数字解调处理，判定数字调制方式的数字调制方式判定单元；以及输出与从该数字调制方式判定单元输出的数字信号相对应的电压或者电流，切换上述可变电流源电路的电流的电流控制单元。
说明书 :
技术领域
本发明涉及搭载在播放用接收机、通信用收发机中的VCO(压控振荡电路)装置，特别是涉及振荡频率在宽带范围的VCO装置。
背景技术
VCO装置例如在播放用接收机或者通信用接收机中使用，用作为产生用于选择任意高频信号的本地频率的电路。
图20是以往的VCO装置的电路框图。图20中，VCO电路群104振荡与施加在频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号。电流源电路105设定作为VCO电路群104的一个构成元件的振荡晶体管(未图示)的驱动电流。信号选择单元103选择VCO电路群104的输出信号，向本地信号输出端子输出本地信号fvco。PLL106把由信号选择单元103选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的电压信号。环路滤波器107使PLL106输出的输出信号平滑，输出控制本地信号fvco的振荡频率的控制电压Vt。
在具有便携电话机的移动体接收器中，如VCO电路群104所示，准备振荡频率范围不同的多个VCO电路104a、104b以及VCO电路104c是有用的。因为这不论对于为了实现搭载在移动体接收机中的IC的小型化或者低功耗，还是对于为了在低电源电压下确保正常的工作，还是对于为了在宽频率范围内得到良好的相位噪声特性都是适宜的电路构成。
图21表示供给到VCO电路104a、104b以及VCO电路104c的频率控制电压Vt与其振荡频率的关系。特别是，为了把电视用播放接收机等的频率范围宽的高频信号频率变换为第1IF信号，在VCO电路中也同样需要使频率范围宽的本地信号振荡。为了在宽带满足本地信号的振荡频率，VCO电路104a发挥把本地信号的低频频率作为振荡频率范围的作用。另外，VCO电路104b承担把本地信号的中频频率作为振荡范围，VCO电路104c承担把本地信号的高频频率作为振荡范围的作用。通过这样的VCO电路的作用分担，使得其在预定的频率范围振荡，得到要求的电特性。
另外，作为与其关联的以往技术，例如在日本特开平9-102752号公报中介绍。
然而，在使用以往的VCO装置谋求振荡频率范围宽带化的情况下，如图22所示，如从VCO电路104a、104b以及VCO电路104c的偏置(offset)频率与相位噪声的特性关系明确的那样，承担本地信号的低频侧频率的VCO电路104a振荡的信号对于VCO电路104b以及VCO电路104c，成为比较小的相位噪声。
这是因为在VCO电路内部安装的谐振电路的Q(品质因数)依赖于频率特性。随着振荡频率成为高频带，不能够忽略由电路的信号布线的阻抗或者信号布线带来的杂散电容，Q降低。如果谐振电路的Q降低则一般相位噪声增大。
如图20所示，以往的VCO装置中，设定在VCO电路104a、104b以及VCO电路104c中准备的振荡晶体管(未图示)的电流的电流源电路105在各VCO电路中共同使用或者在分别连接的情况下几乎相同地设定电流。
在这种构成中，电流源电路105的电流设定成使得频率范围最高，以便不利于降低相位噪声的例如VCO电路104c能够达到要求的特性。因此，在降低相位噪声比较有利的VCO电路104a以及VCO电路104b中必然按照小于等于要求特性的相位噪声特性工作。VCO电路104a、VCO电路104b满足预期的相位噪声。然而，由于必须供给非预期的额外的电流，因此带来功耗增加。
在具有便携电话机的移动体终端机中搭载VCO装置的情况下，由于因作为驱动用电源的电池而限制连续使用时间。因此，搭载在移动体终端机中的播放用接收机以及通信用收发机的低功耗是非常重要的问题。
图20是以往的VCO装置的电路框图。图20中，VCO电路群104振荡与施加在频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号。电流源电路105设定作为VCO电路群104的一个构成元件的振荡晶体管(未图示)的驱动电流。信号选择单元103选择VCO电路群104的输出信号，向本地信号输出端子输出本地信号fvco。PLL106把由信号选择单元103选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的电压信号。环路滤波器107使PLL106输出的输出信号平滑，输出控制本地信号fvco的振荡频率的控制电压Vt。
在具有便携电话机的移动体接收器中，如VCO电路群104所示，准备振荡频率范围不同的多个VCO电路104a、104b以及VCO电路104c是有用的。因为这不论对于为了实现搭载在移动体接收机中的IC的小型化或者低功耗，还是对于为了在低电源电压下确保正常的工作，还是对于为了在宽频率范围内得到良好的相位噪声特性都是适宜的电路构成。
图21表示供给到VCO电路104a、104b以及VCO电路104c的频率控制电压Vt与其振荡频率的关系。特别是，为了把电视用播放接收机等的频率范围宽的高频信号频率变换为第1IF信号，在VCO电路中也同样需要使频率范围宽的本地信号振荡。为了在宽带满足本地信号的振荡频率，VCO电路104a发挥把本地信号的低频频率作为振荡频率范围的作用。另外，VCO电路104b承担把本地信号的中频频率作为振荡范围，VCO电路104c承担把本地信号的高频频率作为振荡范围的作用。通过这样的VCO电路的作用分担，使得其在预定的频率范围振荡，得到要求的电特性。
另外，作为与其关联的以往技术，例如在日本特开平9-102752号公报中介绍。
然而，在使用以往的VCO装置谋求振荡频率范围宽带化的情况下，如图22所示，如从VCO电路104a、104b以及VCO电路104c的偏置(offset)频率与相位噪声的特性关系明确的那样，承担本地信号的低频侧频率的VCO电路104a振荡的信号对于VCO电路104b以及VCO电路104c，成为比较小的相位噪声。
这是因为在VCO电路内部安装的谐振电路的Q(品质因数)依赖于频率特性。随着振荡频率成为高频带，不能够忽略由电路的信号布线的阻抗或者信号布线带来的杂散电容，Q降低。如果谐振电路的Q降低则一般相位噪声增大。
如图20所示，以往的VCO装置中，设定在VCO电路104a、104b以及VCO电路104c中准备的振荡晶体管(未图示)的电流的电流源电路105在各VCO电路中共同使用或者在分别连接的情况下几乎相同地设定电流。
在这种构成中，电流源电路105的电流设定成使得频率范围最高，以便不利于降低相位噪声的例如VCO电路104c能够达到要求的特性。因此，在降低相位噪声比较有利的VCO电路104a以及VCO电路104b中必然按照小于等于要求特性的相位噪声特性工作。VCO电路104a、VCO电路104b满足预期的相位噪声。然而，由于必须供给非预期的额外的电流，因此带来功耗增加。
在具有便携电话机的移动体终端机中搭载VCO装置的情况下，由于因作为驱动用电源的电池而限制连续使用时间。因此，搭载在移动体终端机中的播放用接收机以及通信用收发机的低功耗是非常重要的问题。
发明内容
本发明目的在于提供能够达到振荡频率范围的宽化带和低功耗化双方的VCO装置以及使用了该装置的接收机。
本发明的VCO装置具有振荡与施加在频率控制电压端子的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO(压控振荡器)电路；分别设定该多个VCO电路具有的振荡晶体管的各个驱动电流的电流源电路；切换VCO电路的输出信号的信号选择单元；把由该信号选择单元选择的本地信号分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的输出信号的PLL；以及使该PLL的输出信号平滑，输出作为频率控制电压的控制电压Vt的环路滤波器。根据该结构，则能够与对于各个VCO电路的振荡频率的相位噪声的特性相对应，实现低功耗。
另外，本发明的VCO装置在VCO电路中，把可以得到与振荡频率的范围最高的VCO电路振荡的相位噪声同等的相位噪声的电流作为其它多个VCO电路的电流源电路的电流。由此，能够特别地使承担低频侧频率的VCO电路低功耗化。
另外，本发明的VCO装置是把驱动VCO电路的电流源电路的电流作为可变电流源电路的VCO装置。依据该结构，则能够根据温度变化或者电源电压变动的所谓的工作环境变动或者不同的要求特性的通信标准的切换，修正相位噪声，能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号，振荡频率范围不同的多个VCO电路；分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的可变电流源电路；把从多个VCO电路的某一个输出的本地信号和从高频信号输入端子输入的接收信号混合的高频信号处理单元；以及根据从VCO电路群输出的振荡频率切换可变电流源电路的电流的电流控制单元。
这样的构成能够以振荡晶体管的驱动电流修正根据在VCO电路中构成的谐振电路元件的Q或者寄生电容等的频率特性变动的相位噪声。由此，能够在宽带的频率范围得到更恒定的相位噪声特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路和分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的电流源电路，设定各个VCO电路的谐振电路使得与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应地振荡的频率范围的一部分重复。
即使在构成各个VCO电路的各个谐振电路中发生相对的偏离，在各个VCO电路中设定的振荡频率范围向高频方向/低频方向相反偏离的情况下，也能够使要求的振荡频率范围连续可变。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路和分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的电流源电路，设定各个VCO电路的谐振电路使得施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt的变化和由与该控制电压Vt相对应的振荡频率的变化构成的振荡灵敏度在各个VCO电路中几乎相同。通过使由控制电压Vt引起的可变电容元件的电容变动增大，其结果，在各个VCO电路中使由振荡频率变动增大引起的对于相位噪声的影响相同，能够在宽带的频率范围内得到更恒定的相位噪声性能。
另外，本发明的VCO装置由以下部分构成，这些部分是：振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路；分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的电流源电路；包括连接到VCO电路的输出一侧，而且连接到高频输入信号选择单元的输出一侧的MIX电路(MIX电路是把频率不同的两种信号相乘后输出的电路)的高频信号处理单元；切换VCO电路的输出信号的信号选择单元；把由该信号选择单元选择的本地信号分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的电压信号的PLL；以及使该PLL的输出信号平滑，输出控制振荡频率的控制电压Vt的环路滤波器。
根据这样的构成，能够把连接具有宽带的振荡频率范围的VCO电路的输出信号的MIX电路作为多个MIX电路，能够使在各个MIX电路中信号处理的频带成为不同的范围。由于能够排除在使MIX电路宽带化时成为问题的消耗电流的增加，因此在能够实现低功耗的同时能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置在高频输入信号选择单元上连接了多个低噪声放大器(LOW NOISE AMPLIFIER；以下简称为LNA)。
由此，如果在多个LNA的每一个中具有电源通、断功能，则能够选择要求的高频输入信号。另外，能够不增加在使LNA宽带在时成为问题的消耗电流，能够以低功耗得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置用多个LNA以及BPF(BAND PASSFILTER，带通滤波器)电路构成高频输入信号选择单元。
多个LNA具有电源通、断功能，另外，通过使BPF电路中具有频率可选择的谐振功能，能够选择高频输入信号。另外，在接收电波状况下，在高频输入信号中包括干扰波，特别是在干扰波的电场强度强的情况下，通过利用BPF电路使该干扰波衰减，能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路；分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的可变电流源电路；把从多个VCO电路输出的本地信号和从高频信号输入端子输入的接收信号混合的高频信号处理单元；把从高频信号处理单元输出的模拟信号进行数字解调处理，判定接收特性的接收特性判定单元；以及输出与从该接收特性判定单元输出的数字信号相对应的电压或者电流，切换可变电流源电路的电流的电流控制单元。
能够与搭载的收发机系统的通信状态的变动相对应地修正相位噪声，能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路：分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的可变电流源电路；把从多个VCO电路输出的本地信号和从高频信号输入端子输入的接收信号混合的高频信号处理单元；把从高频信号处理单元输出的模拟信号进行数字解调处理，判定数字调制方式的数字调制方式判定单元；以及输出与从该数字调制方式判定单元输出的数字信号相对应的电压或者电流，切换可变电流源的电流的电流控制单元。
在搭载的收发机系统所对应的播放标准或通信标准并用多种数字调制方式的情况下，与按照这些数字调制方式决定的振幅和相位轴上的多重性相反，能够实现低功耗。
本发明的VCO装置具有振荡与施加在频率控制电压端子的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO(压控振荡器)电路；分别设定该多个VCO电路具有的振荡晶体管的各个驱动电流的电流源电路；切换VCO电路的输出信号的信号选择单元；把由该信号选择单元选择的本地信号分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的输出信号的PLL；以及使该PLL的输出信号平滑，输出作为频率控制电压的控制电压Vt的环路滤波器。根据该结构，则能够与对于各个VCO电路的振荡频率的相位噪声的特性相对应，实现低功耗。
另外，本发明的VCO装置在VCO电路中，把可以得到与振荡频率的范围最高的VCO电路振荡的相位噪声同等的相位噪声的电流作为其它多个VCO电路的电流源电路的电流。由此，能够特别地使承担低频侧频率的VCO电路低功耗化。
另外，本发明的VCO装置是把驱动VCO电路的电流源电路的电流作为可变电流源电路的VCO装置。依据该结构，则能够根据温度变化或者电源电压变动的所谓的工作环境变动或者不同的要求特性的通信标准的切换，修正相位噪声，能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号，振荡频率范围不同的多个VCO电路；分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的可变电流源电路；把从多个VCO电路的某一个输出的本地信号和从高频信号输入端子输入的接收信号混合的高频信号处理单元；以及根据从VCO电路群输出的振荡频率切换可变电流源电路的电流的电流控制单元。
这样的构成能够以振荡晶体管的驱动电流修正根据在VCO电路中构成的谐振电路元件的Q或者寄生电容等的频率特性变动的相位噪声。由此，能够在宽带的频率范围得到更恒定的相位噪声特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路和分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的电流源电路，设定各个VCO电路的谐振电路使得与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应地振荡的频率范围的一部分重复。
即使在构成各个VCO电路的各个谐振电路中发生相对的偏离，在各个VCO电路中设定的振荡频率范围向高频方向/低频方向相反偏离的情况下，也能够使要求的振荡频率范围连续可变。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路和分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的电流源电路，设定各个VCO电路的谐振电路使得施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt的变化和由与该控制电压Vt相对应的振荡频率的变化构成的振荡灵敏度在各个VCO电路中几乎相同。通过使由控制电压Vt引起的可变电容元件的电容变动增大，其结果，在各个VCO电路中使由振荡频率变动增大引起的对于相位噪声的影响相同，能够在宽带的频率范围内得到更恒定的相位噪声性能。
另外，本发明的VCO装置由以下部分构成，这些部分是：振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路；分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的电流源电路；包括连接到VCO电路的输出一侧，而且连接到高频输入信号选择单元的输出一侧的MIX电路(MIX电路是把频率不同的两种信号相乘后输出的电路)的高频信号处理单元；切换VCO电路的输出信号的信号选择单元；把由该信号选择单元选择的本地信号分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的电压信号的PLL；以及使该PLL的输出信号平滑，输出控制振荡频率的控制电压Vt的环路滤波器。
根据这样的构成，能够把连接具有宽带的振荡频率范围的VCO电路的输出信号的MIX电路作为多个MIX电路，能够使在各个MIX电路中信号处理的频带成为不同的范围。由于能够排除在使MIX电路宽带化时成为问题的消耗电流的增加，因此在能够实现低功耗的同时能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置在高频输入信号选择单元上连接了多个低噪声放大器(LOW NOISE AMPLIFIER；以下简称为LNA)。
由此，如果在多个LNA的每一个中具有电源通、断功能，则能够选择要求的高频输入信号。另外，能够不增加在使LNA宽带在时成为问题的消耗电流，能够以低功耗得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置用多个LNA以及BPF(BAND PASSFILTER，带通滤波器)电路构成高频输入信号选择单元。
多个LNA具有电源通、断功能，另外，通过使BPF电路中具有频率可选择的谐振功能，能够选择高频输入信号。另外，在接收电波状况下，在高频输入信号中包括干扰波，特别是在干扰波的电场强度强的情况下，通过利用BPF电路使该干扰波衰减，能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路；分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的可变电流源电路；把从多个VCO电路输出的本地信号和从高频信号输入端子输入的接收信号混合的高频信号处理单元；把从高频信号处理单元输出的模拟信号进行数字解调处理，判定接收特性的接收特性判定单元；以及输出与从该接收特性判定单元输出的数字信号相对应的电压或者电流，切换可变电流源电路的电流的电流控制单元。
能够与搭载的收发机系统的通信状态的变动相对应地修正相位噪声，能够得到良好的通信特性。
另外，本发明的VCO装置具有振荡与施加到频率控制电压端子上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围不同的多个VCO电路：分别设定该多个VCO电路的各个驱动电流的可变电流源电路；把从多个VCO电路输出的本地信号和从高频信号输入端子输入的接收信号混合的高频信号处理单元；把从高频信号处理单元输出的模拟信号进行数字解调处理，判定数字调制方式的数字调制方式判定单元；以及输出与从该数字调制方式判定单元输出的数字信号相对应的电压或者电流，切换可变电流源的电流的电流控制单元。
在搭载的收发机系统所对应的播放标准或通信标准并用多种数字调制方式的情况下，与按照这些数字调制方式决定的振幅和相位轴上的多重性相反，能够实现低功耗。
附图说明
图1是本发明的VCO装置的电路框图。
图2是表示本发明的VCO电路的相位噪声与驱动电流的关系的特性图。
图3是本发明的VCO装置的另一实施形态的电路框图。
图4是本发明的另一VCO装置的实施形态的电路框图。
图5是使用了一般的谐振电路的VCO装置的框图。
图6表示够忽视由IC处理引起的偏离时的振荡频率范围。
图7表示不能够忽视由IC处理引起的偏离时的振荡频率范围。
图8表示在多个VCO电路中使振荡灵敏度不恒定时的振荡频率范围。
图9表示在多个VCO电路中使振荡灵敏度恒定时的振荡频率范围。
图10是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图11是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图12是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图13是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图14是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图15是本发明的VCO电路中的相位噪声与驱动电流的相关图。
图16是表示调整本发明的可变电流源电路的电流的工作的一个例子的流程图。
图17是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图18是与本发明的数字调制方式相对应的VCO电路的要求的相位噪声与电流的相关图。
图19是表示根据本发明的数字调制方式调整电流的工作的一个例子的流程图。
图20是以往的VCO装置的电路框图。
图21是以往的VCO装置中的控制电压与振荡频率的特性关系图。
图22示出以往的VCO装置中的偏置频率与相位噪声的特性关系图。
符号说明
1：高频信号处理单元
2a：高频信号输入端子
2b：高频信号输出端子
3：LO信号选择单元
4：VCO电路群
4a、4b、4c：VCO电路
5、9：电流源电路群
5a、5b、5c：电流源电路
6：PLL
7：环路滤波器
8：频率控制电压端子
9a、9b、9c：可变电流源电路
11：数字解调电路
12：BER判定电路
13：电流控制单元
14：选台单元
15：接收特性判定单元
16：数字调制方式检测电路
17：数字调制方式判定电路
18：数字调制方式判定单元
20a、20b、20c：MIX电路
21：高频输入信号选择单元
22：高频输出信号选择单元
23：低噪声放大器群(LNA群)
23a、23b、23c：低噪声放大器(LNA)
24：BFP
图2是表示本发明的VCO电路的相位噪声与驱动电流的关系的特性图。
图3是本发明的VCO装置的另一实施形态的电路框图。
图4是本发明的另一VCO装置的实施形态的电路框图。
图5是使用了一般的谐振电路的VCO装置的框图。
图6表示够忽视由IC处理引起的偏离时的振荡频率范围。
图7表示不能够忽视由IC处理引起的偏离时的振荡频率范围。
图8表示在多个VCO电路中使振荡灵敏度不恒定时的振荡频率范围。
图9表示在多个VCO电路中使振荡灵敏度恒定时的振荡频率范围。
图10是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图11是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图12是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图13是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图14是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图15是本发明的VCO电路中的相位噪声与驱动电流的相关图。
图16是表示调整本发明的可变电流源电路的电流的工作的一个例子的流程图。
图17是本发明的VCO装置的其它实施形态的电路框图。
图18是与本发明的数字调制方式相对应的VCO电路的要求的相位噪声与电流的相关图。
图19是表示根据本发明的数字调制方式调整电流的工作的一个例子的流程图。
图20是以往的VCO装置的电路框图。
图21是以往的VCO装置中的控制电压与振荡频率的特性关系图。
图22示出以往的VCO装置中的偏置频率与相位噪声的特性关系图。
符号说明
1：高频信号处理单元
2a：高频信号输入端子
2b：高频信号输出端子
3：LO信号选择单元
4：VCO电路群
4a、4b、4c：VCO电路
5、9：电流源电路群
5a、5b、5c：电流源电路
6：PLL
7：环路滤波器
8：频率控制电压端子
9a、9b、9c：可变电流源电路
11：数字解调电路
12：BER判定电路
13：电流控制单元
14：选台单元
15：接收特性判定单元
16：数字调制方式检测电路
17：数字调制方式判定电路
18：数字调制方式判定单元
20a、20b、20c：MIX电路
21：高频输入信号选择单元
22：高频输出信号选择单元
23：低噪声放大器群(LNA群)
23a、23b、23c：低噪声放大器(LNA)
24：BFP
具体实施方式
以下，说明本发明的实施形态
(实施形态1)
图1是示出本发明的VCO装置的一个例子的框图。
本发明的VCO装置具有高频信号处理单元1。高频信号处理单元1例如能够用于在便携电话机那样的移动体终端机中搭载的收发电路。在高频信号处理单元1中具备高频信号输入端子2a和高频信号输出端子2b。
本发明的VCO装置具有VCO电路群4。VCO电路群4振荡与施加到频率控制电压端子8的控制电压Vt相对应的频率的信号。LO信号选择单元3从VCO电路群4中选择要求的输出信号。PLL6把由LO信号选择单元3选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据两者的相位差变换了的电压信号。环路滤波器7使PLL6的输出信号平滑后，输出用于控制本地信号fvco的振荡频率的控制电压Vt，把由LO信号选择单元3选择的本地信号fvco向高频信号处理单元1输出。
进而，在移动体终端机中一般要求小型、低功耗。从而，对移动体终端机中搭载的VCO装置当然也要求小型、低功耗。另外，VCO装置一般IC化。为此，要求即使在IC封装的小型化或者在低电源电压下也能够正常地工作的IC。
图1所示的本发明的VCO电路群4适用于接收或者发送宽带的频率范围。VCO电路群4具备VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c共3个VCO电路。在这3个VCO电路的每一个中构成振荡预定的频率范围的所谓的振荡晶体管(未图示)。
电流源电路群5具备电流源电路5a、电流源电路5b以及电流源电路5c。电流源电路5a用于驱动VCO电路4a而提供。同样，电流源电路5b用于驱动VCO电路4b，电流源电路5c用于驱动VCO电路4c而提供。电流源电路5a、电流源电路5b以及电流源电路5c被设定为相互不同的电流值。即，使得振荡相互不同的频率范围那样，分担作用和功能。
具有这样构成的本发明的VCO装置能够根据对于振荡频率范围不同的各个VCO电路的振荡频率的相位噪声特性，分别设定电流使其工作。由此，能够根据频率特性或者设备要求的特性，设定各个VCO电路的相位噪声的最佳值。
图2示出上述相位噪声与分别对应于电流源电路5a、5b以及5c的电流A、B以及C的关系。
示出振荡频率的范围不同的3个VCO电路，即，承担低频侧频率的VCO电路4a、承担中频频率的VCO电路4b以及承担高频侧频率的VCO电路4c与在驱动这些电路的各个电流源电路5a、电流源电路5b以及电流源电路5c中设定的电流A、B以及C的值和相位噪声的关系。
这样的VCO电路必须承认受到电路的阻抗或者杂散电容的影响。特别是，承担高频侧频率的VCO电路4c最容易受到其影响。换言之，在降低相位噪声方面越是承担低频侧频率的VCO电路越有利，理想的是还能够减小电流源电路的电流。
(实施形态2)
图3是表示本发明的VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图1所示的实施形态1的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号。
VCO电路群4的构成与实施形态1(图1)相同。即，具有振荡频率范围不同的VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c。为了驱动VCO电路群4具备电流源电路群9。电流源电路群9具有可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c。可变电流源电路9a用于驱动VCO电路4a而提供。同样，可变电流源9b用于驱动VCO电路4b，可变电流源电路9c用于驱动VCO电路4c而提供。
图3所示的VCO装置与图1所示的装置的不同点在于电流源电路群9是可变电流源。其它的构成即，VCO电路群4、高频信号处理单元1、LO信号选择单元3、PLL6以及环路滤波器7的构成与图1所示的基本相同，因此省略详细的说明。
为了进行实施形态2的说明而使用的图3所示的本发明的VCO电路装置由于具有可变电流源电路9c，因此不仅通过对于VCO电路4a、4b以及VCO电路4c振荡的振荡频率的相位噪声特性，而且通过温度或者电源电压等周边工作环境的变动或者通信标准，即周围环境或通信方式，能够与通信装置等的电特性相吻合的实现多种要求的特性。
(实施形态3)
图4是表示本发明的VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与为了说明实施形态1使用的图1以及为了说明实施形态2使用的图3的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
图4与上述2个实施形态的不同点在于具备用于与本地信号振荡频率fvco相对应地控制电流源电路群9的可变电流源电路9a、9b以及9c的各电流的电流控制单元13，以及设定PLL电路6的分频比地控制在VCO电路中振荡的频率的选台单元14。
电流控制单元13根据从选台单元14输出的分频比设定信号，输出控制电流源电路群9的电流的电压或者电流信号。由此，能够切换VCO电路4a、4b以及4c具有的振荡晶体管(未图示)的驱动电流。
如果依据使用图4说明的实施形态3的构成，则能够得到即使是宽带的频率范围也能够使相位噪声几乎成为恒定的VCO装置。
(实施形态4)
图5是利用了一般的谐振电路例的VCO装置的框图。特别例示出VCO电路的具体的电路构成。另外，例示了准备2个振荡频率范围不同的VCO电路的情况。VCO电路1以及VCO电路2由并联连接的负性电阻部分(-R)、电感器L以及电容器C的LC并联谐振构成。
并联连接了这些元件的部分是具有被供给了电源电压的晶体管等的生成功率的有源元件的并联谐振电路，电路中的负性电阻部分(-R)在生成功率这样的宗旨下与通常的电阻不同。由LC并联谐振产生的谐振频率fout能够用下式求出。
这里，Ctotal是固定容量的电容器C10和C11通过可变电容元件Cv20的合成电容值。构成图5所示的谐振电路时的Ctotal能够用下式表示。
为了使谐振频率fout变化，使用通过其两个端子之间的电位差电容发生变化的可变电容元件Cv，根据从环路滤波器7输出的控制电压Vt控制可变电容元件的电容量Cv，能够使振荡频率fout变化。
图6和图7图示了图5所示的2个VCO电路1、VCO电路2的振荡频率范围。图6示出能够忽视因制造VCO电路1以及VCO电路2的IC工艺产生的偏离时的振荡频率范围的一个例子。图7示出不能够忽视因IC工艺产生的偏离时的振荡频率范围的一个例子。
这里，使用具体例子求图5所示的VCO装置具有的VCO电路1以及VCO电路2的各自的谐振频率fout1和fout2。把可变电容元件Cv的控制电压Vt取为V1＝1.0V，V2＝2.0V，使电压Vt在V1～V2的范围内变化时的VCO电路1和VCO电路2的谐振频率的范围如果取：
L10＝5.5nH，C10＝1.0pF，C11＝20.0pF，L20＝4.0nH，C20＝1.0pF，C21＝20.0pF，Cv10＝Cv20＝2.0pF(Vt＝V1＝1.0V时)
Cv10＝Cv20＝1.0pF(Vt＝V2＝2.0V时)
则成为
VCO电路1：1278MHz＜fout1＜1513MHz
VCO电路2：1499MHz＜fout2＜1801MHz
即，VCO电路1和VCO电路2与施加到频率控制电压端子8上的控制电压Vt相对应，振荡频率中的一部分频率范围(1499MHz～1536MHz)重复。
其次，假定各个VCO电路1以及VCO电路2的谐振电路中构成的电感器L10和电感器L20的电感(H)中相对的偏离发生4％(±2％)或者5％(±2.5％)，除去电感器以外，取为上述条件下的作为VCO电路1和VCO电路2的谐振频率范围的fout1’和fout2’假定电感的相对偏离为4％(±2％)，
L10＝5.61nH＝5.5nH×1.02(+2％的偏离)
L20＝3.92nH＝5.5nH×0.98(-2％的偏离)
于是成为：
VCO电路1：1266MHz＜fout1’＜1536MHz
VCO电路2：1522MHz＜fout2’＜1829MHz
另外，假定电感的相对偏离为5％(±2.5％)，
L10＝5.64nH＝5.5nH×1.025(+2.5％的偏离)
L20＝3.90nH＝5.5nH×0.975(-2.5％的偏离)
于是成为：
VCO电路1：1263.0MHz＜fout1’＜1517.1MHz
VCO电路2：1518.1MHz＜fout2’＜1824.0MHz
即，如果电感器的相对偏离超过5％，则产生出作为VCO电路1和VCO电路2的任一个都不能够输出的频率范围的1517.1MHz～1518.1MHz。
即，由于根据上述电感器的相对偏离，产生出不能够连续变化的振荡频率，因此在用多个VCO电路构成的VCO装置中，采用使振荡与施加到频率控制电压端子8上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围的一部分重复的构成。
另外，在实施形态4中，叙述了电感器偏离时的例子。而对于作为电感器以外元件的电容器或者可变电容元件的偏离，可以说也是相同的。为此，考虑电感器、电容器以及可变电容元件的复合的偏离决定各个VCO电路1以及VCO电路2的电路常数，使得多个VCO电路的振荡频率范围的一部分重复。
另外，在实施形态4中，作为一个例子，以电感器的相对偏离为4％、5％，叙述了振荡频率的范围。然而，由于因IC工艺偏离的范围不同，因此根据该偏离的范围，还能够使多个VCO电路的振荡频率的一部分重复。这是各个VCO电路的设计事项之一。
另外，本实施形态4中，说明了使用不平衡型振荡电路的例子。当然，也可以采取使用了差动放大电路的平衡型振荡电路。
另外，在实施形态4中，使用了可变电容元件，而只要是能够根据端子间的电位差改变电容值的元件，则也能够使用其它的元件。
进而，图8和图9示出VCO电路的振荡灵敏度。图8示出使振荡灵敏度在多个VCO电路中不恒定时的振荡频率与控制电压Vt的关系。图9示出使振荡灵敏度在多个VCO电路中几乎恒定时的振荡频率与控制电压Vt的关系。图8示出已经在上述求出的fout1与fout2的振荡频率与控制电压Vt的关系。
图5示出的VCO电路1和VCO电路2把电容器(C10＝C20＝1.0pF，C11＝C21＝20.0pF)和可变电容元件(Vt＝V1＝10V时，Cv10＝Cv20＝2.0pF；Vt＝V2＝2.0V时，Cv10＝Cv20＝1.0pF)取为相同的构成，只是改变电感器10(＝5.5nH)和电感器20(＝4.0nH)的常数，得到不同的频率范围。
这里，如果把VCO电路1的振荡灵敏度记为Δfout1/ΔVt，把VCO电路2的振荡灵敏度记为Δfout2/ΔVt，则成为：
Δfout1/ΔVt＝(fout1max-fout1min)/(2.0-1.0)＝302MHz/V
Δfout2/ΔVt＝(fout2max-fout2min)/(2.0-1.0)＝258MHz/V
振荡灵敏度不同。
振荡灵敏度高的VCO电路1的一方易于受到控制电压Vt的影响，相位噪声易于劣化。因此，难以在宽带的频率范围中得到恒定的相位噪声特性。
图9示出使多个VCO电路的振荡灵敏度几乎恒定时的振荡频率与控制电压Vt的关系。把VCO电路1和VCO电路2的振荡频率分别表示为fout1”和fout2”。
在各个振荡灵敏度的调整中，使用电感器(L10、L20)和电容器(C11、C21)。这些变更后的常数是L10＝5.3nH，L20＝4.1nH，C11＝45.0pF，C21＝9.5pF。
这里，与上述相同地示出常数调整后的振荡灵敏度。如果把VCO电路1的振荡灵敏度记为Δfout1”/ΔVt，把VCO电路2的振荡灵敏度记为Δfout2”/ΔVt，则成为：
Δfout1”/ΔVt＝(fout1”max-fout1”min)/(2.0-1.0)＝274MHz/V
Δfout2”/ΔVt＝(fout2”max-fout2”min)/(2.0-1.0)＝275MHz/V
如从上述所明确的那样，由于VCO电路1与VCO电路2的振荡灵敏度几乎恒定，因此由控制电压Vt引起的对于相位噪声的影响也恒定，能够在宽带的频率范围内得到更恒定的相位噪声性能。
另外，在实施形态4中，为了说明上的方便，由于可变电容元件仅使用1个元件，进而，采取用狭窄的控制电压Vt(1.0V～2.0V)控制振荡频率的构成，因此振荡灵敏度非常高。然而，最好降低振荡灵敏度，特别是使其在宽带的频率范围内振荡的情况下，通过采用并联连接了多个能够根据施加到元件的端子之间的电位差使电容值可变的元件的构成，能够降低振荡灵敏度。
(实施形态5)
图10是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图1所示的实施形态1的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
VCO电路群4具有振荡频率范围不同的VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c。LO信号选择单元3从VCO电路4a、4b以及4c的3个输出信号(本地信号)中选择一个本地信号。PLL6把由信号选择单元3选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的电压信号。
环路滤波器7使从PLL6输出的输出信号平滑后，生成控制在VCO电路中振荡的振荡频率的控制电压Vt。从环路滤波器7输出的控制电压Vt控制在VCO电路群4中振荡的振荡频率。
图10所示的实施形态5还具有由多个MIX电路20a、MIX电路20b以及MIX电路20c构成的MIX电路群。这些多个MIX电路的一方的输入连接到高频输入信号选择单元21的输出一侧。另外，多个MIX电路的另一方的输入分别连接到VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c的输出一侧。多个MIX电路20a、MIX电路20b以及MIX电路20c的各个的输出一侧连接到高频输出信号选择单元22。
依据这样的构成，则通过采用在分别连接振荡频率范围不同的多个VCO电路的各个MIX电路中信号处理的频带不是以电视播放为代表的宽带范围，而是把分割了该宽带范围以内的一部分作为信号处理频带的MIX电路，能够不增加使MIX电路宽带化时成为问题的消耗电流，以低功耗得到良好的通信特性。
(实施形态6)
图11是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图10所示的实施形态5的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
VCO电路群4具有构成为使得振荡频率范围不同的VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c。另外，具有电流源电路9。电流源电路9由可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c构成。可变电流源电路9a是VCO电路4a的驱动电流源。同样，可变电流源电路9b、可变电流源电路9c是为了驱动VCO电路4b、VCO电路4c分别连接的电流源。
如果分别调整可变电流源电路9a、9b以及可变电流源电路9c的电流，使VCO电路4a、4b以及VCO电路4c工作，则能够得到具有不仅根据对于振荡频率的相位噪声特性，而且根据温度或者电源电压等工作环境的变动或者通信标准而不同的多种要求的特性的VCO装置。
(实施形态7)
图12是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图11所示的实施形态6的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
在高频信号输入端子2a上连接LNA群23。LNA23群具有频带不同的LNA23a、LNA23b以及LNA23c，采用把这些多个LNA的各个输出信号输入到进行相同信号处理的频带不同的MIX电路20a、MIX电路20b以及MIX电路20c的构成。
在LNA23a、LNA23b以及LNA23c中虽然没有图示，但是在每一个中具备使它们的工作电源通、断的开关功能。接通了电源的LNA把从高频信号输入端子2a供给的输入信号放大，把放大了的信号分别输出到MIX电路20a、20b以及20c。高频输出选择单元22选择从MIX电路20a、20b以及MIX电路20c输出的高频输出信号，把其中的1个输出到高频信号输出端子2b。
另外，各个LNA的信号处理带宽通过取为把分割了宽带频率范围内的一部分作为处理带宽，能够不增加使LNA宽带化时成为问题的消耗电流，以低功耗得到良好的通信特性。
(实施形态8)
图13是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图12所示的实施形态7的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
在LNA群23的输出一侧连接了具有可选择频率的调谐功能的BPF(带通滤波器)电路24这一点与图12不同。LNA群23中也如图12所示，构成LNA23a、LNA23b以及LNA23c的3个LNA。BPF电路24的输出信号供给到MIX电路20a、20b以及MIX电路20c。
在输入到高频信号输入端子2a中的高频信号中包含不希望的干扰波，特别是在干扰波的电场强度强的情况下，通过在BPF电路24中使这些干扰波衰减，能够得到良好的通信特性。
另外，在图13中，把BPF电路24配置在LNA群23的后一级，而也可以配置在LNA群23的前一级，即，高频信号输入端子2a的后面。另外，还可以配置在LNA群23的前一级以及后一级的双方。
(实施形态9)
图14是表示包括VCO装置的接收机的构成的一个例子的框图。另外，对与图3所示的实施形态2的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
图14所示的VCO装置具有接收特性判定单元15。接收特性判定单元15具有数字解调处理电路11以及BER判定电路12。
图14所示的VCO装置具有与图4所示的装置几乎相同的电流控制单元13。数字解调电路11对从高频信号输出端子2b供给的输出信号进行数字解调处理，进而，检测比特率错误(Bit Error Rate；以下称为BER)。BER判定电路12输出与上述BER检测结果相对应的数字信号。另外，所谓“BER”表示数字调制信号的接收品质，是表示在某个一定期间中接收的比特序列中包括多少错误比特的比率。
电流控制单元13输出与从BER判定电路12输出的数字信号相对应的模拟信号，调整在电流源电路9内部安装的可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c的电流。
其次，作为一个例子，使用图15以及图16说明由数字解调处理电路11、BER判定电路12以及电流控制单元13怎样调整图14所示的VCO电路4c的可变电流源电路9c的电流。
图15示出以纵轴为相位噪声，以横轴为电流时的图14所示的VCO电路4c的输出信号FVCO的相位噪声(c、d、e)与在电流源电路9c中设定的电流(C、D、E)的关系。图15中，示出上述相位噪声与上述电流的关系在电流C时相位噪声变为最小的，钵形的特性曲线。无论使电流比C小，将其设定为用D、E示出的值，还是使其比用C示出的值大，将其设定为用F、G表示的值，相位噪声在每一个方向都增大。
因此，为了减小相位噪声实现优良的接收性能，一般最好设定为电流C。其中，这些相位噪声与电流的关系最好根据周边温度或者电源电压这样的所谓工作环境条件进行再次调整。即，如果工作环境变化，则必须留意使相位噪声更小的最佳电流并不是电流C。从而，为了维持优良的接收性能，进行设定使得与接收性能的变化相对应，把电流源9c的电流调整为最佳值，减小相位噪声。
其次，参照图14、图15，说明图16所示的流程。图16是示出了调整电流的顺序的流程图。另外，流程图的第1步骤，即作为初始条件，将图15所示的VCO电路4c的可变电流源电路9c设定为相位噪声成为最小的电流C(S100)。
接着，数字解调处理电路11对从包括VCO装置的接收机的高频信号输出端子2b输出的信号进行数字解调处理，检测BER-1(S102)。在该预定时间以后，检测BER-2(S104)。
前面已经叙述过，由于“BER”是表示在某个预定时间内接收的比特序列中包含多少错误比特的比率，因此在预定时间前后分别检测BER，进行比较。
判定电路12把BER-1与BER-2进行比较，在BER-2比BER-1大的情况下，判定为接收结果恶化(S106)。这时，电流控制单元13为了调整相位噪声与电流的关系，进行设定使得可变电流源电路9c的电流变为比C低的值E(S108)。
然后，同样在检测了BER-2以后的预定时间，检测BER-3(S110)。在BER-3比BER-2小的情况下，判定为改善了接收结果(S112)。这时，把可变电流源电路9c的电流设定为比E更低的D。同样，在经过预定时间以后，检测BER-5(S116)。在BER-5比BER-3小的情况下，判断为进一步改善了接收结果，在把电流设定为D的状态下继续工作(S114)。在BER-5比BER-3大的情况下，判断为接收结果进一步恶化，把电流返回到E的状态(S108)。
进而，在检测为BER-3比BER-2大的情况下，判断为接收结果恶化，把可变电流源电路9c的电流从E设定为F(S118)。然后，检测BER-4(S120)，把BER-3与BER-4进行比较(S130)。在BER-4比BER-3小的情况下，判断为接收结果进一步恶化，把电流设定为比F大的G的值(S124)。然后，检测BER-6(S126)，把BER-4与BER-6进行比较(S128)。在BER-6比BER-4小的情况下判断为改善了接收结果，在把电流设定为G的状态下继续进行工作(S124)。在BER-6比BER-4大的情况下判断为接收结果恶化，在把电流设定为G的状态(S118)下继续进行工作。
以下同样，通过边进行BER的检测和判定，边根据接收结果的变动调整电流源电路9的电流，控制VCO装置的相位噪声特性。
如上所述，通过与表示接收机特性的优劣的BER的变化相对应，调整各个VCO电路的电流，即使温度或者电源电压这样的工作环境发生变化也能够修正相位噪声，能够得到实现在宽带中成为良好的相位噪声特性的VCO装置的效果。
(实施形态10)
图17是表示包括VCO装置的接收机的构成的一个例子的框图。另外，对与图3所示的实施形态2的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
另外，使用图17说明的实施形态10在具有数字调制方式判定单元18这一点与前面的其它实施形态不同。数字调制方式判定单元18具有数字调制方式检测电路16和数字调制方式判定电路17。数字调制方式检测电路16在检测从高频信号输出端子2b输出的输出信号的数字调制方式的同时，进行数字解调处理。
数字调制方式判定电路17输出与由数字调制方式检测电路16检测出的数字调制方式相对应的模拟信号。图17还具有电流控制单元13。电流控制单元13根据来自数字调制方式判定电路17的模拟信号，调整电流源电路9中具备的可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c的电流。
接着，使用图15、图18以及图19说明通过数字调制方式检测电路16、数字调制方式判定电路17以及电流控制单元13进行的，基于可变电流源电路9c的VCO电路4c的电流调整工作。
图18示出数字调制方式(接收机要求的CNR)和与此相对应的VCO电路的要求的相位噪声以及电流的关系。这里，数字调制方式(1)、数字调制方式(2)以及数字调制方式(3)分别假定为256QAM、16QAM以及QPSK这样的调制复用度不同的数字调制方式。
在一般的数字调制方式中，分辨率被高度调制复用了的256QAM等的方式能够提高每单位频带的传输速度。然而，需要极大地确保从传输信号路径经过高频信号处理单元输入到数字解调单元中的IF信号的信号对于噪声的功率比(CNR)。
根据接收信号的数字调制方式，决定接收机要求的CNR以及搭载在接收机中的VCO装置的预期的相位噪声。在近年来的无线通信中，存在根据其用途或者使用环境切换调制方式使传输速度或者传输品质多样化的播放通信标准。从而，不是把搭载在接收机中的VCO装置的相位噪声特定为预定的值，而是按照与各种调制方式相适应的要求的特性保持数字解调处理的解调率被认为为最佳的设计。
因此，如图18所示，设定与调制方式(1)、调制方式(2)以及调制方式(3)的每一个相对应的相位噪声c、相位噪声e以及相位噪声d，通过把VCO电路的电流分别调整为C、E以及D的值，能够在接收调制复用度(MODULATION MULTIPLICITY)比较小的数字调制方式的信号时得到低消耗电流化的效果。
图19是示出了根据数字调制方式调整上述电流的工作的一个例子的流程图。首先，VCO电路4c的可变电流源电路9c在多种数字调制方式中，被设定为用于实现要求的CNR最大，即最严格，而且实现便小的相位噪声c的电流C(S200)。
接着，由数字解调处理电路11检测数字调制方式(S202)，在检测结果是调制方式(2)的情况下(S204)，使可变电流源电路9c的电流减少到电流E(S206)，而且，实现调制方式(2)的解调效率能够维持的相位噪声e。
在调制方式不是调制方式(2)的情况下，判定是否是调制方式(3)(S208)。在判定为是调制方式(3)的情况下进行设定使得电流变为进一步减少的D(S210)。在不是调制方式(3)的情况下，进行再次设定，使得其再次变为电流C(S200)。
然后同样地检测数字调制方式。在是不同的调制方式的情况下，例如，调制方式(3)在再次设定为与调制方式相适应的可变电流源电路的电流的状态下继续进行工作。
如上所述，本发明的VCO装置在接收或者发送同时使用了不同的若干种数字调制信号的播放标准或通信标准的高频信号的情况下，能够根据接收的数字调制方式可变地调整各个VCO电路的电流。
例如，在数字调制中，处理16QAM等代码间比较接近，由信号对于噪声的功率比(CNR)产生的信号恶化的影响大的方式的高频信号的情况下，增大VCO电路的电流，另一方面，在处理QPSK等代码之间比较不接近，由信号对于噪声的功率比(CNR)产生的信号恶化的影响小的方式的高频信号的情况下，积极地减少VCO电路的电流，由于进行这样的调整，因此能够得到实现宽带而且低消耗电流的VCO装置的效果。
另外，在本发明的各实施形态中，VCO电路采用3个的构成，但并不限于这种构成，也能够适用于具有2个或2个以上的VCO电路的VCO电路装置的构成。
另外，在本发明的各实施形态中，作为切换多个VCO电路的信号选择单元，仅说明了使用开关电路的例子。但还能够使用电隔离由多个电路构成的相互的VCO电路的构成。除此以外，还能够使用在VCO电路与MIX之间插入信号放大单元的构成。
另外，在本发明的各实施形态中，仅说明了在高频信号处理单元的构成中使用单转换方式的例子。而在双转换方式或者直接转换方式，或者采用IQ输出形式具有正交MIX的接收机的构成中也能够使用本发明记述的VCO装置。
另外，在本发明的各实施形态中，作为切换可变电流源电路的电流的电流控制单元说明了使用电流控制单元的构成。而也能够使用附加了电流切换单元的调节器电路，或者配置电流不同的多个固定电源，切换这些固定电流源这样的电流调整单元。另外，在多个VCO电路中对于除去选台所必需的VCO电路以外的其它多个VCO电路还能够使电流源电路断开而不流过电流。
另外，在本发明的各实施形态中，仅说明了在接收器中使用VCO装置的例子。而具有实现宽带振荡频率范围和低消耗电流这两个的效果的本发明的VCO装置还能够广泛地使用在包括接收机和发送机的通信系统中。另外，在能够与具有不同频带的多个通信标准相对应的同时，特别是在电力供给源是电池的便携电话机等可移动设备中，可以得到能够更长时间连续使用图像或者声音或者数据的收发的效果。另外，随着将来调谐器的小型、轻量化的发展，在电力供给源是电池的便携电话机等可移动设备中，即使是在内部安装调谐器的情况下，也能够期待可以更长时间地连续再现图像或者声音的效果。
另外，在本发明的各实施形态中，作为用于调整可变电流源电路的电流的判定单元，仅说明了使用BER或者数字调制方式这样的判定指标的构成，而也能够使用其它的判定指标。
如上所述，依据本发明，则由于能够提供实现振荡频率范围宽带化和低功耗化的对方的VCO装置，因此其产业上的利用价值很高。
(实施形态1)
图1是示出本发明的VCO装置的一个例子的框图。
本发明的VCO装置具有高频信号处理单元1。高频信号处理单元1例如能够用于在便携电话机那样的移动体终端机中搭载的收发电路。在高频信号处理单元1中具备高频信号输入端子2a和高频信号输出端子2b。
本发明的VCO装置具有VCO电路群4。VCO电路群4振荡与施加到频率控制电压端子8的控制电压Vt相对应的频率的信号。LO信号选择单元3从VCO电路群4中选择要求的输出信号。PLL6把由LO信号选择单元3选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据两者的相位差变换了的电压信号。环路滤波器7使PLL6的输出信号平滑后，输出用于控制本地信号fvco的振荡频率的控制电压Vt，把由LO信号选择单元3选择的本地信号fvco向高频信号处理单元1输出。
进而，在移动体终端机中一般要求小型、低功耗。从而，对移动体终端机中搭载的VCO装置当然也要求小型、低功耗。另外，VCO装置一般IC化。为此，要求即使在IC封装的小型化或者在低电源电压下也能够正常地工作的IC。
图1所示的本发明的VCO电路群4适用于接收或者发送宽带的频率范围。VCO电路群4具备VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c共3个VCO电路。在这3个VCO电路的每一个中构成振荡预定的频率范围的所谓的振荡晶体管(未图示)。
电流源电路群5具备电流源电路5a、电流源电路5b以及电流源电路5c。电流源电路5a用于驱动VCO电路4a而提供。同样，电流源电路5b用于驱动VCO电路4b，电流源电路5c用于驱动VCO电路4c而提供。电流源电路5a、电流源电路5b以及电流源电路5c被设定为相互不同的电流值。即，使得振荡相互不同的频率范围那样，分担作用和功能。
具有这样构成的本发明的VCO装置能够根据对于振荡频率范围不同的各个VCO电路的振荡频率的相位噪声特性，分别设定电流使其工作。由此，能够根据频率特性或者设备要求的特性，设定各个VCO电路的相位噪声的最佳值。
图2示出上述相位噪声与分别对应于电流源电路5a、5b以及5c的电流A、B以及C的关系。
示出振荡频率的范围不同的3个VCO电路，即，承担低频侧频率的VCO电路4a、承担中频频率的VCO电路4b以及承担高频侧频率的VCO电路4c与在驱动这些电路的各个电流源电路5a、电流源电路5b以及电流源电路5c中设定的电流A、B以及C的值和相位噪声的关系。
这样的VCO电路必须承认受到电路的阻抗或者杂散电容的影响。特别是，承担高频侧频率的VCO电路4c最容易受到其影响。换言之，在降低相位噪声方面越是承担低频侧频率的VCO电路越有利，理想的是还能够减小电流源电路的电流。
(实施形态2)
图3是表示本发明的VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图1所示的实施形态1的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号。
VCO电路群4的构成与实施形态1(图1)相同。即，具有振荡频率范围不同的VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c。为了驱动VCO电路群4具备电流源电路群9。电流源电路群9具有可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c。可变电流源电路9a用于驱动VCO电路4a而提供。同样，可变电流源9b用于驱动VCO电路4b，可变电流源电路9c用于驱动VCO电路4c而提供。
图3所示的VCO装置与图1所示的装置的不同点在于电流源电路群9是可变电流源。其它的构成即，VCO电路群4、高频信号处理单元1、LO信号选择单元3、PLL6以及环路滤波器7的构成与图1所示的基本相同，因此省略详细的说明。
为了进行实施形态2的说明而使用的图3所示的本发明的VCO电路装置由于具有可变电流源电路9c，因此不仅通过对于VCO电路4a、4b以及VCO电路4c振荡的振荡频率的相位噪声特性，而且通过温度或者电源电压等周边工作环境的变动或者通信标准，即周围环境或通信方式，能够与通信装置等的电特性相吻合的实现多种要求的特性。
(实施形态3)
图4是表示本发明的VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与为了说明实施形态1使用的图1以及为了说明实施形态2使用的图3的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
图4与上述2个实施形态的不同点在于具备用于与本地信号振荡频率fvco相对应地控制电流源电路群9的可变电流源电路9a、9b以及9c的各电流的电流控制单元13，以及设定PLL电路6的分频比地控制在VCO电路中振荡的频率的选台单元14。
电流控制单元13根据从选台单元14输出的分频比设定信号，输出控制电流源电路群9的电流的电压或者电流信号。由此，能够切换VCO电路4a、4b以及4c具有的振荡晶体管(未图示)的驱动电流。
如果依据使用图4说明的实施形态3的构成，则能够得到即使是宽带的频率范围也能够使相位噪声几乎成为恒定的VCO装置。
(实施形态4)
图5是利用了一般的谐振电路例的VCO装置的框图。特别例示出VCO电路的具体的电路构成。另外，例示了准备2个振荡频率范围不同的VCO电路的情况。VCO电路1以及VCO电路2由并联连接的负性电阻部分(-R)、电感器L以及电容器C的LC并联谐振构成。
并联连接了这些元件的部分是具有被供给了电源电压的晶体管等的生成功率的有源元件的并联谐振电路，电路中的负性电阻部分(-R)在生成功率这样的宗旨下与通常的电阻不同。由LC并联谐振产生的谐振频率fout能够用下式求出。
这里，Ctotal是固定容量的电容器C10和C11通过可变电容元件Cv20的合成电容值。构成图5所示的谐振电路时的Ctotal能够用下式表示。
为了使谐振频率fout变化，使用通过其两个端子之间的电位差电容发生变化的可变电容元件Cv，根据从环路滤波器7输出的控制电压Vt控制可变电容元件的电容量Cv，能够使振荡频率fout变化。
图6和图7图示了图5所示的2个VCO电路1、VCO电路2的振荡频率范围。图6示出能够忽视因制造VCO电路1以及VCO电路2的IC工艺产生的偏离时的振荡频率范围的一个例子。图7示出不能够忽视因IC工艺产生的偏离时的振荡频率范围的一个例子。
这里，使用具体例子求图5所示的VCO装置具有的VCO电路1以及VCO电路2的各自的谐振频率fout1和fout2。把可变电容元件Cv的控制电压Vt取为V1＝1.0V，V2＝2.0V，使电压Vt在V1～V2的范围内变化时的VCO电路1和VCO电路2的谐振频率的范围如果取：
L10＝5.5nH，C10＝1.0pF，C11＝20.0pF，L20＝4.0nH，C20＝1.0pF，C21＝20.0pF，Cv10＝Cv20＝2.0pF(Vt＝V1＝1.0V时)
Cv10＝Cv20＝1.0pF(Vt＝V2＝2.0V时)
则成为
VCO电路1：1278MHz＜fout1＜1513MHz
VCO电路2：1499MHz＜fout2＜1801MHz
即，VCO电路1和VCO电路2与施加到频率控制电压端子8上的控制电压Vt相对应，振荡频率中的一部分频率范围(1499MHz～1536MHz)重复。
其次，假定各个VCO电路1以及VCO电路2的谐振电路中构成的电感器L10和电感器L20的电感(H)中相对的偏离发生4％(±2％)或者5％(±2.5％)，除去电感器以外，取为上述条件下的作为VCO电路1和VCO电路2的谐振频率范围的fout1’和fout2’假定电感的相对偏离为4％(±2％)，
L10＝5.61nH＝5.5nH×1.02(+2％的偏离)
L20＝3.92nH＝5.5nH×0.98(-2％的偏离)
于是成为：
VCO电路1：1266MHz＜fout1’＜1536MHz
VCO电路2：1522MHz＜fout2’＜1829MHz
另外，假定电感的相对偏离为5％(±2.5％)，
L10＝5.64nH＝5.5nH×1.025(+2.5％的偏离)
L20＝3.90nH＝5.5nH×0.975(-2.5％的偏离)
于是成为：
VCO电路1：1263.0MHz＜fout1’＜1517.1MHz
VCO电路2：1518.1MHz＜fout2’＜1824.0MHz
即，如果电感器的相对偏离超过5％，则产生出作为VCO电路1和VCO电路2的任一个都不能够输出的频率范围的1517.1MHz～1518.1MHz。
即，由于根据上述电感器的相对偏离，产生出不能够连续变化的振荡频率，因此在用多个VCO电路构成的VCO装置中，采用使振荡与施加到频率控制电压端子8上的控制电压Vt相对应的频率信号的振荡频率范围的一部分重复的构成。
另外，在实施形态4中，叙述了电感器偏离时的例子。而对于作为电感器以外元件的电容器或者可变电容元件的偏离，可以说也是相同的。为此，考虑电感器、电容器以及可变电容元件的复合的偏离决定各个VCO电路1以及VCO电路2的电路常数，使得多个VCO电路的振荡频率范围的一部分重复。
另外，在实施形态4中，作为一个例子，以电感器的相对偏离为4％、5％，叙述了振荡频率的范围。然而，由于因IC工艺偏离的范围不同，因此根据该偏离的范围，还能够使多个VCO电路的振荡频率的一部分重复。这是各个VCO电路的设计事项之一。
另外，本实施形态4中，说明了使用不平衡型振荡电路的例子。当然，也可以采取使用了差动放大电路的平衡型振荡电路。
另外，在实施形态4中，使用了可变电容元件，而只要是能够根据端子间的电位差改变电容值的元件，则也能够使用其它的元件。
进而，图8和图9示出VCO电路的振荡灵敏度。图8示出使振荡灵敏度在多个VCO电路中不恒定时的振荡频率与控制电压Vt的关系。图9示出使振荡灵敏度在多个VCO电路中几乎恒定时的振荡频率与控制电压Vt的关系。图8示出已经在上述求出的fout1与fout2的振荡频率与控制电压Vt的关系。
图5示出的VCO电路1和VCO电路2把电容器(C10＝C20＝1.0pF，C11＝C21＝20.0pF)和可变电容元件(Vt＝V1＝10V时，Cv10＝Cv20＝2.0pF；Vt＝V2＝2.0V时，Cv10＝Cv20＝1.0pF)取为相同的构成，只是改变电感器10(＝5.5nH)和电感器20(＝4.0nH)的常数，得到不同的频率范围。
这里，如果把VCO电路1的振荡灵敏度记为Δfout1/ΔVt，把VCO电路2的振荡灵敏度记为Δfout2/ΔVt，则成为：
Δfout1/ΔVt＝(fout1max-fout1min)/(2.0-1.0)＝302MHz/V
Δfout2/ΔVt＝(fout2max-fout2min)/(2.0-1.0)＝258MHz/V
振荡灵敏度不同。
振荡灵敏度高的VCO电路1的一方易于受到控制电压Vt的影响，相位噪声易于劣化。因此，难以在宽带的频率范围中得到恒定的相位噪声特性。
图9示出使多个VCO电路的振荡灵敏度几乎恒定时的振荡频率与控制电压Vt的关系。把VCO电路1和VCO电路2的振荡频率分别表示为fout1”和fout2”。
在各个振荡灵敏度的调整中，使用电感器(L10、L20)和电容器(C11、C21)。这些变更后的常数是L10＝5.3nH，L20＝4.1nH，C11＝45.0pF，C21＝9.5pF。
这里，与上述相同地示出常数调整后的振荡灵敏度。如果把VCO电路1的振荡灵敏度记为Δfout1”/ΔVt，把VCO电路2的振荡灵敏度记为Δfout2”/ΔVt，则成为：
Δfout1”/ΔVt＝(fout1”max-fout1”min)/(2.0-1.0)＝274MHz/V
Δfout2”/ΔVt＝(fout2”max-fout2”min)/(2.0-1.0)＝275MHz/V
如从上述所明确的那样，由于VCO电路1与VCO电路2的振荡灵敏度几乎恒定，因此由控制电压Vt引起的对于相位噪声的影响也恒定，能够在宽带的频率范围内得到更恒定的相位噪声性能。
另外，在实施形态4中，为了说明上的方便，由于可变电容元件仅使用1个元件，进而，采取用狭窄的控制电压Vt(1.0V～2.0V)控制振荡频率的构成，因此振荡灵敏度非常高。然而，最好降低振荡灵敏度，特别是使其在宽带的频率范围内振荡的情况下，通过采用并联连接了多个能够根据施加到元件的端子之间的电位差使电容值可变的元件的构成，能够降低振荡灵敏度。
(实施形态5)
图10是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图1所示的实施形态1的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
VCO电路群4具有振荡频率范围不同的VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c。LO信号选择单元3从VCO电路4a、4b以及4c的3个输出信号(本地信号)中选择一个本地信号。PLL6把由信号选择单元3选择的本地信号fvco分频，与基准信号的相位进行比较，输出根据相位差变换了的电压信号。
环路滤波器7使从PLL6输出的输出信号平滑后，生成控制在VCO电路中振荡的振荡频率的控制电压Vt。从环路滤波器7输出的控制电压Vt控制在VCO电路群4中振荡的振荡频率。
图10所示的实施形态5还具有由多个MIX电路20a、MIX电路20b以及MIX电路20c构成的MIX电路群。这些多个MIX电路的一方的输入连接到高频输入信号选择单元21的输出一侧。另外，多个MIX电路的另一方的输入分别连接到VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c的输出一侧。多个MIX电路20a、MIX电路20b以及MIX电路20c的各个的输出一侧连接到高频输出信号选择单元22。
依据这样的构成，则通过采用在分别连接振荡频率范围不同的多个VCO电路的各个MIX电路中信号处理的频带不是以电视播放为代表的宽带范围，而是把分割了该宽带范围以内的一部分作为信号处理频带的MIX电路，能够不增加使MIX电路宽带化时成为问题的消耗电流，以低功耗得到良好的通信特性。
(实施形态6)
图11是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图10所示的实施形态5的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
VCO电路群4具有构成为使得振荡频率范围不同的VCO电路4a、VCO电路4b以及VCO电路4c。另外，具有电流源电路9。电流源电路9由可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c构成。可变电流源电路9a是VCO电路4a的驱动电流源。同样，可变电流源电路9b、可变电流源电路9c是为了驱动VCO电路4b、VCO电路4c分别连接的电流源。
如果分别调整可变电流源电路9a、9b以及可变电流源电路9c的电流，使VCO电路4a、4b以及VCO电路4c工作，则能够得到具有不仅根据对于振荡频率的相位噪声特性，而且根据温度或者电源电压等工作环境的变动或者通信标准而不同的多种要求的特性的VCO装置。
(实施形态7)
图12是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图11所示的实施形态6的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
在高频信号输入端子2a上连接LNA群23。LNA23群具有频带不同的LNA23a、LNA23b以及LNA23c，采用把这些多个LNA的各个输出信号输入到进行相同信号处理的频带不同的MIX电路20a、MIX电路20b以及MIX电路20c的构成。
在LNA23a、LNA23b以及LNA23c中虽然没有图示，但是在每一个中具备使它们的工作电源通、断的开关功能。接通了电源的LNA把从高频信号输入端子2a供给的输入信号放大，把放大了的信号分别输出到MIX电路20a、20b以及20c。高频输出选择单元22选择从MIX电路20a、20b以及MIX电路20c输出的高频输出信号，把其中的1个输出到高频信号输出端子2b。
另外，各个LNA的信号处理带宽通过取为把分割了宽带频率范围内的一部分作为处理带宽，能够不增加使LNA宽带化时成为问题的消耗电流，以低功耗得到良好的通信特性。
(实施形态8)
图13是表示VCO装置的其它构成的一个例子的框图。对与图12所示的实施形态7的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
在LNA群23的输出一侧连接了具有可选择频率的调谐功能的BPF(带通滤波器)电路24这一点与图12不同。LNA群23中也如图12所示，构成LNA23a、LNA23b以及LNA23c的3个LNA。BPF电路24的输出信号供给到MIX电路20a、20b以及MIX电路20c。
在输入到高频信号输入端子2a中的高频信号中包含不希望的干扰波，特别是在干扰波的电场强度强的情况下，通过在BPF电路24中使这些干扰波衰减，能够得到良好的通信特性。
另外，在图13中，把BPF电路24配置在LNA群23的后一级，而也可以配置在LNA群23的前一级，即，高频信号输入端子2a的后面。另外，还可以配置在LNA群23的前一级以及后一级的双方。
(实施形态9)
图14是表示包括VCO装置的接收机的构成的一个例子的框图。另外，对与图3所示的实施形态2的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
图14所示的VCO装置具有接收特性判定单元15。接收特性判定单元15具有数字解调处理电路11以及BER判定电路12。
图14所示的VCO装置具有与图4所示的装置几乎相同的电流控制单元13。数字解调电路11对从高频信号输出端子2b供给的输出信号进行数字解调处理，进而，检测比特率错误(Bit Error Rate；以下称为BER)。BER判定电路12输出与上述BER检测结果相对应的数字信号。另外，所谓“BER”表示数字调制信号的接收品质，是表示在某个一定期间中接收的比特序列中包括多少错误比特的比率。
电流控制单元13输出与从BER判定电路12输出的数字信号相对应的模拟信号，调整在电流源电路9内部安装的可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c的电流。
其次，作为一个例子，使用图15以及图16说明由数字解调处理电路11、BER判定电路12以及电流控制单元13怎样调整图14所示的VCO电路4c的可变电流源电路9c的电流。
图15示出以纵轴为相位噪声，以横轴为电流时的图14所示的VCO电路4c的输出信号FVCO的相位噪声(c、d、e)与在电流源电路9c中设定的电流(C、D、E)的关系。图15中，示出上述相位噪声与上述电流的关系在电流C时相位噪声变为最小的，钵形的特性曲线。无论使电流比C小，将其设定为用D、E示出的值，还是使其比用C示出的值大，将其设定为用F、G表示的值，相位噪声在每一个方向都增大。
因此，为了减小相位噪声实现优良的接收性能，一般最好设定为电流C。其中，这些相位噪声与电流的关系最好根据周边温度或者电源电压这样的所谓工作环境条件进行再次调整。即，如果工作环境变化，则必须留意使相位噪声更小的最佳电流并不是电流C。从而，为了维持优良的接收性能，进行设定使得与接收性能的变化相对应，把电流源9c的电流调整为最佳值，减小相位噪声。
其次，参照图14、图15，说明图16所示的流程。图16是示出了调整电流的顺序的流程图。另外，流程图的第1步骤，即作为初始条件，将图15所示的VCO电路4c的可变电流源电路9c设定为相位噪声成为最小的电流C(S100)。
接着，数字解调处理电路11对从包括VCO装置的接收机的高频信号输出端子2b输出的信号进行数字解调处理，检测BER-1(S102)。在该预定时间以后，检测BER-2(S104)。
前面已经叙述过，由于“BER”是表示在某个预定时间内接收的比特序列中包含多少错误比特的比率，因此在预定时间前后分别检测BER，进行比较。
判定电路12把BER-1与BER-2进行比较，在BER-2比BER-1大的情况下，判定为接收结果恶化(S106)。这时，电流控制单元13为了调整相位噪声与电流的关系，进行设定使得可变电流源电路9c的电流变为比C低的值E(S108)。
然后，同样在检测了BER-2以后的预定时间，检测BER-3(S110)。在BER-3比BER-2小的情况下，判定为改善了接收结果(S112)。这时，把可变电流源电路9c的电流设定为比E更低的D。同样，在经过预定时间以后，检测BER-5(S116)。在BER-5比BER-3小的情况下，判断为进一步改善了接收结果，在把电流设定为D的状态下继续工作(S114)。在BER-5比BER-3大的情况下，判断为接收结果进一步恶化，把电流返回到E的状态(S108)。
进而，在检测为BER-3比BER-2大的情况下，判断为接收结果恶化，把可变电流源电路9c的电流从E设定为F(S118)。然后，检测BER-4(S120)，把BER-3与BER-4进行比较(S130)。在BER-4比BER-3小的情况下，判断为接收结果进一步恶化，把电流设定为比F大的G的值(S124)。然后，检测BER-6(S126)，把BER-4与BER-6进行比较(S128)。在BER-6比BER-4小的情况下判断为改善了接收结果，在把电流设定为G的状态下继续进行工作(S124)。在BER-6比BER-4大的情况下判断为接收结果恶化，在把电流设定为G的状态(S118)下继续进行工作。
以下同样，通过边进行BER的检测和判定，边根据接收结果的变动调整电流源电路9的电流，控制VCO装置的相位噪声特性。
如上所述，通过与表示接收机特性的优劣的BER的变化相对应，调整各个VCO电路的电流，即使温度或者电源电压这样的工作环境发生变化也能够修正相位噪声，能够得到实现在宽带中成为良好的相位噪声特性的VCO装置的效果。
(实施形态10)
图17是表示包括VCO装置的接收机的构成的一个例子的框图。另外，对与图3所示的实施形态2的构成要素相同或者相对应的构成要素标注相同的符号，省略详细的说明。
另外，使用图17说明的实施形态10在具有数字调制方式判定单元18这一点与前面的其它实施形态不同。数字调制方式判定单元18具有数字调制方式检测电路16和数字调制方式判定电路17。数字调制方式检测电路16在检测从高频信号输出端子2b输出的输出信号的数字调制方式的同时，进行数字解调处理。
数字调制方式判定电路17输出与由数字调制方式检测电路16检测出的数字调制方式相对应的模拟信号。图17还具有电流控制单元13。电流控制单元13根据来自数字调制方式判定电路17的模拟信号，调整电流源电路9中具备的可变电流源电路9a、可变电流源电路9b以及可变电流源电路9c的电流。
接着，使用图15、图18以及图19说明通过数字调制方式检测电路16、数字调制方式判定电路17以及电流控制单元13进行的，基于可变电流源电路9c的VCO电路4c的电流调整工作。
图18示出数字调制方式(接收机要求的CNR)和与此相对应的VCO电路的要求的相位噪声以及电流的关系。这里，数字调制方式(1)、数字调制方式(2)以及数字调制方式(3)分别假定为256QAM、16QAM以及QPSK这样的调制复用度不同的数字调制方式。
在一般的数字调制方式中，分辨率被高度调制复用了的256QAM等的方式能够提高每单位频带的传输速度。然而，需要极大地确保从传输信号路径经过高频信号处理单元输入到数字解调单元中的IF信号的信号对于噪声的功率比(CNR)。
根据接收信号的数字调制方式，决定接收机要求的CNR以及搭载在接收机中的VCO装置的预期的相位噪声。在近年来的无线通信中，存在根据其用途或者使用环境切换调制方式使传输速度或者传输品质多样化的播放通信标准。从而，不是把搭载在接收机中的VCO装置的相位噪声特定为预定的值，而是按照与各种调制方式相适应的要求的特性保持数字解调处理的解调率被认为为最佳的设计。
因此，如图18所示，设定与调制方式(1)、调制方式(2)以及调制方式(3)的每一个相对应的相位噪声c、相位噪声e以及相位噪声d，通过把VCO电路的电流分别调整为C、E以及D的值，能够在接收调制复用度(MODULATION MULTIPLICITY)比较小的数字调制方式的信号时得到低消耗电流化的效果。
图19是示出了根据数字调制方式调整上述电流的工作的一个例子的流程图。首先，VCO电路4c的可变电流源电路9c在多种数字调制方式中，被设定为用于实现要求的CNR最大，即最严格，而且实现便小的相位噪声c的电流C(S200)。
接着，由数字解调处理电路11检测数字调制方式(S202)，在检测结果是调制方式(2)的情况下(S204)，使可变电流源电路9c的电流减少到电流E(S206)，而且，实现调制方式(2)的解调效率能够维持的相位噪声e。
在调制方式不是调制方式(2)的情况下，判定是否是调制方式(3)(S208)。在判定为是调制方式(3)的情况下进行设定使得电流变为进一步减少的D(S210)。在不是调制方式(3)的情况下，进行再次设定，使得其再次变为电流C(S200)。
然后同样地检测数字调制方式。在是不同的调制方式的情况下，例如，调制方式(3)在再次设定为与调制方式相适应的可变电流源电路的电流的状态下继续进行工作。
如上所述，本发明的VCO装置在接收或者发送同时使用了不同的若干种数字调制信号的播放标准或通信标准的高频信号的情况下，能够根据接收的数字调制方式可变地调整各个VCO电路的电流。
例如，在数字调制中，处理16QAM等代码间比较接近，由信号对于噪声的功率比(CNR)产生的信号恶化的影响大的方式的高频信号的情况下，增大VCO电路的电流，另一方面，在处理QPSK等代码之间比较不接近，由信号对于噪声的功率比(CNR)产生的信号恶化的影响小的方式的高频信号的情况下，积极地减少VCO电路的电流，由于进行这样的调整，因此能够得到实现宽带而且低消耗电流的VCO装置的效果。
另外，在本发明的各实施形态中，VCO电路采用3个的构成，但并不限于这种构成，也能够适用于具有2个或2个以上的VCO电路的VCO电路装置的构成。
另外，在本发明的各实施形态中，作为切换多个VCO电路的信号选择单元，仅说明了使用开关电路的例子。但还能够使用电隔离由多个电路构成的相互的VCO电路的构成。除此以外，还能够使用在VCO电路与MIX之间插入信号放大单元的构成。
另外，在本发明的各实施形态中，仅说明了在高频信号处理单元的构成中使用单转换方式的例子。而在双转换方式或者直接转换方式，或者采用IQ输出形式具有正交MIX的接收机的构成中也能够使用本发明记述的VCO装置。
另外，在本发明的各实施形态中，作为切换可变电流源电路的电流的电流控制单元说明了使用电流控制单元的构成。而也能够使用附加了电流切换单元的调节器电路，或者配置电流不同的多个固定电源，切换这些固定电流源这样的电流调整单元。另外，在多个VCO电路中对于除去选台所必需的VCO电路以外的其它多个VCO电路还能够使电流源电路断开而不流过电流。
另外，在本发明的各实施形态中，仅说明了在接收器中使用VCO装置的例子。而具有实现宽带振荡频率范围和低消耗电流这两个的效果的本发明的VCO装置还能够广泛地使用在包括接收机和发送机的通信系统中。另外，在能够与具有不同频带的多个通信标准相对应的同时，特别是在电力供给源是电池的便携电话机等可移动设备中，可以得到能够更长时间连续使用图像或者声音或者数据的收发的效果。另外，随着将来调谐器的小型、轻量化的发展，在电力供给源是电池的便携电话机等可移动设备中，即使是在内部安装调谐器的情况下，也能够期待可以更长时间地连续再现图像或者声音的效果。
另外，在本发明的各实施形态中，作为用于调整可变电流源电路的电流的判定单元，仅说明了使用BER或者数字调制方式这样的判定指标的构成，而也能够使用其它的判定指标。
如上所述，依据本发明，则由于能够提供实现振荡频率范围宽带化和低功耗化的对方的VCO装置，因此其产业上的利用价值很高。