接收数据信号的方法及相应接收设备

摘要

一种用于接收数据信号的方法，该数据信号在发送前已通过酉预编码矩阵经受线性预编码以及信道编码，包括至少一次迭代以改善接收信号的估计作为接收信号和接收信号的在前估计的函数。该迭代包括下述步骤：估计特别由于线性预编码并影响接收信号的干扰作为在前估计的函数，以便获得估计的干扰；从初步过滤和解预编码的接收信号中减去估计的干扰，以便获得改善信号；均衡改善信号，递送均衡后的信号；估计接收信号，递送接收信号的估计。

权利要求

1.一种用于接收数据信号的方法，所述数据信号在发送前已通过酉预编码矩阵经受线性预编码以及信道编码，其中，所述方法包括至少一次迭代，所述迭代考虑所述数据信号和所述数据信号的在前估计，递送数据信号的估计，所述迭代包括下述步骤：

-干扰估计步骤，考虑所述在前估计来估计至少由于所述线性预编码并影响所述数据信号的干扰，以便获得估计的干扰，其中，所述干扰估计步骤实现所述在前估计与干扰矩阵的乘积，所述干扰矩阵至少考虑表示所述数据信号的传输信道的矩阵的共轭转置矩阵和所述酉预编码矩阵的共轭转置矩阵；

-从在前过滤和解预编码的数据信号中减去所述估计的干扰，以便获得改善信号的步骤；

-均衡所述改善信号，递送均衡后的信号的步骤；

-数据信号估计步骤，估计所述数据信号，递送数据信号的估计。

2.如权利要求1所述的方法，其中，在每一次所述迭代中，通过将所述数据信号乘以至少表示传输信道的矩阵的共轭转置过滤矩阵，实现所述数据信号的过滤。

3.如权利要求1所述的方法，其中，通过用于除第一次迭代外的所有迭代的在前迭代，以及通过用于第一次迭代的初步估计步骤，递送所述在前估计。

4.如权利要求3所述的方法，其中，所述初步估计步骤包括下述步骤：-通过将所述数据信号乘以表示所述数据信号的传输信道和所述酉预编码矩阵的对角全局均衡矩阵而进行全局均衡；

-估计所述数据信号，递送数据信号的估计。

5.如权利要求3所述的方法，其中，所述初步估计步骤包括下述步骤：-通过将所述数据信号乘以表示所述数据信号的传输信道的矩阵的共轭转置矩阵而进行信道均衡，递送均衡后的信号；

-通过将所述均衡后的信号乘以所述酉预编码矩阵的共轭转置矩阵而进行解预编码；

-估计所述数据信号，递送数据信号的估计。

6.如权利要求1所述的方法，其中，至少一个所述数据信号估计步骤首先递送所述数据信号的二进制估计，其次递送所述数据信号的加权估计，如果存在的话，所述加权估计用于后续迭代。

7.如权利要求1所述的方法，其中，所述数据信号估计步骤包括下述操作的至少一些：-将比特转换成符号或进行映射；

-去交织；

-信道解码；

-再交织；

-软映射。

8.如权利要求1所述的方法，其中，所述数据信号由至少两个天线发送和/或在至少两个天线上接收。

9.如权利要求8所述的方法，其中，所述数据信号当发送时已经经受时空编码，以及其中，该方法通过全矩阵实现信道解码。

10.如权利要求9所述的方法，其中，在每一次所述迭代中，通过将所述数据信号乘以至少表示传输信道的矩阵的共轭转置过滤矩阵，实现所述数据信号的过滤，其中，所述过滤矩阵考虑传输信道和所述时空编码。

11.如权利要求1所述的方法，其中，对于至少一次迭代，其实现考虑数据信号的至少一个估计的信道估计。

12.如权利要求1所述的方法，在MC-CDMA型多用户系统中实现。

13.一种用于接收数据信号的设备，所述数据信号在发送前已通过酉预编码矩阵经受线性预编码以及信道编码，该设备包括执行至少一次迭代的部件，所述迭代考虑所述数据信号和所述数据信号的在前估计，递送数据信号的估计，包括：-干扰估计部件，考虑所述在前估计来估计至少由于所述线性预编码并影响所述数据信号的干扰，以便获得估计的干扰的部件，其中，所述干扰估计部件实现所述在前估计与干扰矩阵的乘积，所述干扰矩阵至少考虑表示所述数据信号的传输信道的矩阵的共轭转置矩阵和所述酉预编码矩阵的共轭转置矩阵；

-从在前过滤和解预编码的数据信号中减去所述估计的干扰，以便获得改善信号的部件；

-均衡所述改善信号，递送均衡后的信号的部件；

-估计所述数据信号，递送数据信号的估计的部件。

说明书

接收数据信号的方法及相应接收设备

技术领域

[0001] 本发明涉及数字通信系统。更具体地说，本发明涉及通过一个或多个传输信道接收的信号的接收。

[0002] 更具体地说，本发明涉及用于接收在发送时已经受信道编码操作和线性预编码操作的信号的迭代技术。

[0003] 本发明特别涉及数字有线通信系统(诸如ADSL或“不对称数字用户线路”)以及具有一个或多个发送和/或接收天线的无线通信系统。

[0004] 本发明特别具有适合于多载波系统，诸如OFDM(正交频分复用)或MC-CDMA(多载波码分多址)系统以及已经受线性预编码的单载波系统的接收技术。

背景技术

[0005] 存在各种类型的接收机用于在发送模式中已经受线性预编码的系统。 [0006] 因 此，J.J.Boutros 和 E.Viterbo(“Signal space diversity，a powerand bandwidth-efficient diversity technique for the Rayleigh fadingchannel”、IEEE Trans.Commun.，vol.44，no.4，pp1453-1467，1998年7月)提出了信号空间分集技术，如图1所示，也称为线性预编码11，并论证了多维旋转发送星座图增加该分集而不增加信号带宽的事实。对于Rayleigh型衰落信道，通过接收性能的改善来表示该分集的增加。然而，这种系统有必要实现最大似然(ML)型接收机12。

[0007] 这些最大似然型接收机的一个缺点是它们实现的复杂度。事实上，算法的复杂度作为天线的数量和调制状态的数量的函数指数增加。

[0008] A.Stamoulis，Z.Liu和G.B.Giannakis在“Space-time block-coded OFDMA with linear precoding for multirate services”(IEEETrans.Signal Processing，vol.50，no.1，pp119-129，2002年1月)以及V.LeNir，M.Hélard和R.Le Gouable在“Technique de précodage et decodage espace-temps”(时空预编码和编码技术)，以本申请人的名义在2002年12月16日提交的专利申请号FR 02 16200)提出了以MIMO(“多输入多输出”)型传输为目的，将线性预编码和时空块码相关联。

[0009] 特别地，如图2所示，V.Le Nir等人提出了在发送前与正交时空编码22组合使用预编码矩阵21，允许接收中的线性解码23，简化了接收机的实现。

[0010] 这些现有技术的一个缺点是，由于“解-预编码”后的残余干扰，它们在存在的信道编码中并不是最佳的。事实上，不管使用何种解码算法(是最大似然还是线性类型)，不消除该残余干扰。

[0011] 在此和贯穿文件的剩余部分的术语“解-预编码”被理解成表示基本上是在发送时执行的预编码操作的逆操作。

[0012] 最近，已经出现了用于接收线性预编码信号的迭代技术。当在发送模式中实现信道编码时，这些技术改善了接收性能。

[0013] 因此，J.J.Boutros，N.Bresset和L.Brunel(“Turbo coding anddecoding for multiple antenna channels”，International Symposium onTurbo Codes and Related topics，Brest，France，2003年9月)已经介绍了一种系统，如图3所示，实现与MIMO传输中的时空比特交织编码调制(ST-BICM)有关的线性预编码。该系统由信道编码器31、交织器32、将二进制元转换成符号允许在不同发送或发射天线上多路分解符号的转换器(也称为映射器)33，以及在时间域和空间域中均起作用的预编码器34的级联组成。 [0014] 接收时，系统使用ML型算法，特别分析每个编码比特上的LLR(“对数似然比(log likelihood ratio)”)，实现时空去映射器(demapper)35。这种去映射器实现基本上是映射器的操作的逆操作。通过SOVA(软输出维特比算法，soft output Viterbi algorithm)型信道解码器36改善这些似然比，并再次发送到去映射器35。重复这一 过程以便改善解码数据

[0015] Z.Wang，S.Zhou 和 G.B.Giannakis 在“Joint coding-precodingwith low complexity turbo-decoding”(IEEE transactions on wirelesscommunications，vol.3，No.3，2004年5月)也已经提出用于如图4所示，在发送或传送模式中，结合信道编码41和线性预编码42的系统的迭代接收机(iterative receiver)。该接收机基于与最大似然型去映射器43有关的解-预编码器(de-precoder)和信道解码器44之间的外部信息交换。 [0016] 这两个迭代系统允许在迭代环内联合执行解-预编码和信道解码以便达到最佳性能。

[0017] 然而，这些现有迭代技术的一个缺点在于由于接收时使用最大似然型算法，它们实现的复杂度。事实上，这些算法的复杂度与调制级和预编码(或预编码矩阵)的大小成指数比例。

[0018] 也已知用于接收在发送前经过信道编码和线性预编码的信号的其他技术。 [0019] 然而，这些技术通常不允许通过可接受的复杂度，消除或至少降低由于预编码的干扰，以及由于信道编码或时空编码的干扰。

发明内容

[0020] 本发明的目的特别是克服现有技术的这些缺陷。

[0021] 更具体地说，本发明的目的是提供用于在发送模式中包括至少一个信道编码和一个线性预编码的系统中，接收信号的技术。

[0022] 本发明的另一目的是提供有效且易于实现的这种技术。

[0023] 特别地，本发明的目的是提供线性复杂度的技术，从而允许使用大型预编码矩阵。 [0024] 本发明的另一目的提供允许消除或至少降低解-预编码后的残余干扰的技术。 [0025] 本发明的另一目的是提供允许在同一迭代环内联合执行解预编码、均衡和信道解码的这种技术。

[0026] 通过用于接收在发送前经受酉预编码矩阵的线性预编码和信道编码的数据信号的方法，获得下面将出现的这些目的以及其他目的。

[0027] 根据本发明，这种方法包括至少一次迭代，以便改善接收信号的估计作为接收信号和在前接收信号的估计的函数。改善迭代包括下述步骤：

[0028] -估计特别由于线性预编码并影响接收信号的干扰作为在前估计的函数，以便获得估计的干扰；

[0029] -从初步过滤和解预编码的接收信号中减去估计的干扰，以便获得改善信号； [0030] -均衡所述改善信号，递送均衡后的信号；

[0031] -估计接收信号，递送接收信号的估计。

[0032] 因此，本发明基于总体新颖和创造性的方法，在一个系统中接收信号，该系统在发送模式中具有一个或多个输入和在接收模式中具有一个或多个输出的传输环境下，在发送模式中包括信道编码步骤和线性预编码步骤。事实上，本发明可被应用于有线通信(不管传输介质如何，例如金属或光学载体)以及无线通信。

[0033] 应当想起在此和贯穿该文件的剩余部分，术语“解预编码”是指与在发送模式中执行的预编码操作相反的操作。

[0034] 事实上，在发送模式中使用线性预编码提供了改善的接收性能，因为它提供了分集增益。然而，该预编码引入了在接收时必须消除的干扰。

[0035] 因此，本发明提出在用于估计干扰的步骤中，在接收时重构该干扰，然后，从接收信号中减去该干扰以获得改善的信号。

[0036] 考虑在前估计，迭代地执行该干扰估计步骤。

[0037] 然后，均衡和估计改善的信号。该信号的估计再用于下一改善迭代。 [0038] 由此使用的接收机更简单实现，因为它不使用任何最大似然类型的算法，以便在接收时获得改善的传输性能。

[0039] 因此，所提出的技术允许在MIMO传输的情况下，均衡和解预 编码步骤以及信道解码步骤的联合执行，和/或在实现时空编码的情况下，时空解码和解预编码步骤以及信道解码步骤的联合执行，同时保留接收机的线性复杂性。

[0040] 有利地，干扰估计步骤实现所述在前估计与干扰矩阵的乘积，特别考虑表示所述接收信号的传输信道的矩阵的共轭转置矩阵和所述预编码矩阵的共轭转置矩阵。 [0041] 表示传输信道的矩阵，也称为信道等效矩阵可以特别考虑在发送时实现的空间和/或时间多路复用。该矩阵在SISO系统的情况下为对角矩阵，以及在MIMO系统的情况下为全矩阵。

[0042] 该矩阵也可以是块对角矩阵。

[0043] 在MIMO型系统中，特别考虑由于传播信道中的不同路径的符号间干扰。 [0044] 最好，通过将所述接收信号乘以特别表示传输信道的矩阵的共轭转置过滤矩阵，实现接收信号的过滤。

[0045] 根据优选实施例，通过用于除第一个之外的所有迭代的在前迭代，以及通过初步估计第一迭代的步骤，递送在前估计。

[0046] 第一迭代不必知道在前估计以便实现。它包含初始化步骤。

[0047] 特别地，根据第一替代实施例，该第一迭代实现初步估计步骤，包括下述步骤： [0048] -通过将所述接收信号乘以表示所述接收信号的传输信道和所述预编码矩阵的对角全局均衡矩阵而进行全局均衡；

[0049] -估计所述接收信号，递送接收信号的估计。

[0050] 根据第二替代实施例，第一迭代实现初步估计步骤，包括下述步骤： [0051] -通过将所述接收信号乘以表示所述接收信号的传输信道的矩阵的共轭转置矩阵而进行信道均衡，递送均衡信号；

[0052] -通过将所述均衡信号乘以所述预编码矩阵的共轭转置矩阵而进行解预编码； [0053] -估计所述接收信号，递送接收信号的估计。

[0054] 有利地，所述估计接收信号的至少一个所述步骤首先递送所述接收信号的二进制估计，其次递送所述接收信号的加权估计(或软估计)，如果存在的话，所述加权估计用于后续迭代。

[0055] 特别地，所述估计步骤包括下述操作的至少一些：

[0056] -映射；

[0057] -去交织；

[0058] -信道解码；

[0059] -再交织；

[0060] -软映射。

[0061] 术语“映射”在此理解为将二进制元转换成复数符号。

[0062] 根据一个有利实施例，接收信号由至少两个天线发送和/或在至少两个天线上接收。

[0063] 由此，本发明能应用于MIMO系统。

[0064] 特别地，接收信号在发送前可以经受时空编码，以及该方法可以通过全矩阵实现信道解码。

[0065] 最好，对于至少一次迭代，该方法实现考虑至少一个在前估计的信道估计。 [0066] 由此，在每次迭代估计接收的信号特别允许估计传播信道。

[0067] 本发明也能有利地应用于MC-CDMA型多用户系统。

[0068] 在这种系统中，干扰估计步骤有必要了解每个用户的在前估计。同样地，每个用户的在前估计由在前迭代给出。

[0069] 本发明还涉及实现上述方法的接收设备。

[0070] 根据本发明，该设备包括改善接收信号的估计，作为所述接收信号和所述接收信号的在前估计的函数，以迭代的形式至少一次实施下述的部件：

[0071] -估计特别由于所述线性预编码并影响所述接收信号的干扰作为在前估计的函数，以便获得估计的干扰的部件；

[0072] -从所述初步过滤和解预编码接收信号中减去所述估计的干扰以便获得改善信号的部件；

[0073] -均衡所述改善信号，递送均衡后的信号的部件；

[0074] -估计所述接收信号，递送接收信号的估计的部件。

[0075] 本发明还涉及一种计算机程序产品，实现如上所述的接收方法。 附图说明

[0076] 从下述通过简单、示例性和非排他例子给出的优选实施例的下述描述以及附图，本发明的其他特征和优点将变得更清楚，其中：

[0077] 图1和2已经参考提供线性预编码信号的传输链的现有技术评述过； [0078] 图3和4也参考实现允许部分消除由于信道编码的干扰的迭代接收技术，在信道编码后提供线性预编码信号传输链的现有技术评述过。

[0079] 图5示例说明了根据本发明的迭代接收技术的一般原理；

[0080] 图6A和6B提供实现图5的初步估计步骤的两个替代模式；

[0081] 图7提供图5的改善迭代的更详细视图；

[0082] 图8A、8B、8C和8D示出在多天线环境下，本发明的不同实施例； [0083] 图9A和9B示出与用于SISO系统和用于MIMO系统的现有技术解决方案相比，本发明的性能；

[0084] 图10A、10B和10C示例说明将图5的迭代方法应用于多用户系统。 具体实施方式

[0085] 本发明的一般原理基于用于接收在发送前已经经受信道编码步骤和线性预编码步骤的信号的迭代技术，该技术实现由信道编码和预编码生成的干扰的迭代估计。然后，从所接收信号中减去由在前估计重构的估计干扰，以便消除其影响。

[0086] 如图5所示，实现这种接收方法的接收机包括第一初步估计模块51，允许递送第一估计，以及(p-1)个单元模块(52，53)，允许在每次迭代改善接收信号的估计。 [0087] 特别地，在本文件的剩余部分使用下述符号和定义：

[0088] -d发送的比特矢量

[0089] -Θ预编码矩阵；

[0090] -H信道的矩阵

[0091] -G＝ΘH·HH·H·Θ全局矩阵；

[0092] -J＝G-diag(G)干扰矩阵；

[0093] - (p)接收信号的迭代p处的加权(软)估计；

[0094] 接收信号的迭代p处的二进制(硬)估计；

[0095] -r接收信号；

[0096] -σ噪声方差。

[0097] 因此，假定信号d在线性预编码和信道编码之后被发送。这种线性预编码特别实现要发送的信号的矢量和线性预编码矩阵Θ的矩阵乘积。

[0098] 在接收时，接收信号r进入第一估计模块Ite1 51，对应于第一迭代，实现初步估计步骤。

[0099] 在该优选实施例中，该初步估计步骤，在第一迭代过程中，首先递送接收信号的二(1)进制估计 其次是接收信号的加权估计 。二进制估计实际上对应于有关估计信号的位的硬判决，而加权估计对应于这些相同位的软估计。

[0100] 然后，在第二迭代期间，在单元模块Ite2 52中使用接收信号的加权估计 (1)。 [0101] 该单元模块Ite2 52考虑接收信号r和在前加权估计 (1)以便轮到它时递送接(2)收信号的估计，包括首先，接收信号的硬估计 以及其次，递送接收信号的软估计 。 (p-1)

[0102] 重复该操作p次。因此，在迭代p-1的结束，获得接收信号的加权估计 并能再输入到最后一个单元模块Itep 53中。

[0103] 如上，该单元模块Itep 53考虑接收信号r和在前加权估计 (p-1) 以递送接收信(p)号的估计，包括接收信号的硬估计 和软估计 。

[0104] 由此，通过将在前加权估计再输入每次迭代中，获得较佳质量的 估计信号，消除或至少减少特别由于信道编码和线性预编码的干扰。

[0105] 现在，参考图6A和6B，提供第一估计模块Ite1 51的两个替代实施例。 [0106] 根据第一变形，如图6A所示，初步估计步骤实现子步骤61，用于总均衡接收信号r，其后是用于接收信号的估计的子步骤62。

[0107] 均衡子步骤61特别实现接收信号r和至少考虑信道H的矩阵和在发送时使用的预编码矩阵Θ，试图对角化的全局均衡矩阵G的乘积。该均衡子步骤61递送均衡的解预编码信号

[0108]

[0109] 根据在此所述的优选实施例，将特别考虑到G＝ΘH·HH·H·Θ或H对应于共轭转置操作。

[0110] 然后，在接收信号的估计的子步骤62中，估计均衡解预编码信号 该估计特别递送对应于估计的二进制信号的接收信号的二进制估计 和对应于估计的加权信号的(1)接收信号的加权估计 。

[0111] 根据第一估计模块Ite1 51的第二替代实施例，如图6B所示，初步估计步骤实现信道均衡子步骤63，之后是解预编码步骤64，然后是在第一替代实施例中出现的接收信号的估计的子步骤62。

[0112] 考虑信道矩阵H，特别是噪声，信道均衡子步骤63特别实现接收信号r和矩阵的乘积，递送均衡信号 s(1)：

[0113]

[0114] 然后，在解预编码子步骤64中，通过与对应于发送时使用的预编码矩阵Θ的共轭(1)转置矩阵的矩阵ΘH相乘，解预编码均衡信号 s 。因此，如下获得均衡解预编码信号[0115]

[0116] 同样地。在接收信号的估计子步骤62中，估计均衡解预编码信号 递送接收信号的二进制估计 和加权估计 (1)。

[0117] 这两个替代实施例示出比较性能。然而，第二替代实施例对实现更简单。 [0118] 因此，能注意到在SISO(“单入单出”)传输的情况下，信道矩阵H是对角矩阵。将矩阵的反转降低到标量反转。在MIMO传输的情况下，信道矩阵H是全矩阵。 [0119] 此外，由于预编码矩阵Θ是酉矩阵，转置和共轭预编码矩阵ΘH对应于预编码矩-1阵Θ的反矩阵Θ 。

[0120] 现在，参考图7，提供在单元模块(52，53)中实现的改善的迭代。 [0121] 如上参考图5所述，每个单元模块在输入处存在接收信号r和由在前单元模块递送的加权估计。

[0122] 因此，在迭代p处，单元模块Itep53在输入处具有接收信号r和加权估计 (p-1)。 [0123] 可以回想在初步估计步骤期间，由第一估计模块Ite1 51提供第一估计。 [0124] 接收信号r首先在过滤步骤71期间过滤，递送过滤后的信号。这一步骤等效于将H接收信号r乘以信道的共轭转置矩阵H。

[0125] 能看出在SISO系统的情况下，信道矩阵是对角矩阵，以及在MIMO系统的情况下是全矩阵。等效信道矩阵的这一概念还包括发送信号的可能时空编码，特别是块编码。 [0126] 然后，在解预编码步骤72期间，解预编码过滤后的信号以便形成解预编码信号。H
为了执行此操作，对应于在发送模式中使用的预编码矩阵Θ的共轭转置矩阵的矩阵Θ 应用于过滤后的信号。

[0127] 单元模块Itep 53还实现用于估计干扰，特别是由于信道编码和线性预编码的干扰的步骤73。

[0128] 干扰估计步骤73考虑在前估计，即迭代p的加权估计 (p-1)，并实现在前估计与干扰矩阵J的乘积。

[0129] 该干扰矩阵J至少考虑信道矩阵H的共轭转置矩阵HH和预编码矩阵Θ的共轭转H置矩阵Θ。

[0130] 特别考虑J＝G-diag(G)，其中G＝ΘH·HH·H·Θ。

[0131] 然后，在减法步骤74期间，从解预编码信号中减去在步骤73期 间估计的干扰，递送改善的信号。

[0132] 然后，在均衡步骤75期间，通过将改善信号乘以考虑传播信道，特别是噪声和预2 -1
编码的矩阵(diag(G)+σI) ，均衡该改善信道。然后，在估计步骤76期间，估计该均衡信号。

[0133] 特别地，该估计步骤76递送对应于二进制估计信号的接收信号的硬估计 以及(p)对应于估计的加权信号的接收信号的软估计 。

[0134] 能看出估计步骤76也可以实现映射、去交织、信道解码、再交织或再软映射的子步骤。

[0135] 可以回想在此术语“映射”理解成将二进制元转换成复数符号。 [0136] 每次迭代的二进制信号和/或加权信号的估计也允许估计传输信道。因此，考虑在前迭代的在前估计，可以改善信道的估计。

[0137] 所提供的接收方法可以特别地在MIMO型空间多路复用和/或时间多路复用系统中实现。然后，选择信道矩阵H以便表示不同MIMO子信道和/或时空编码。 [0138] 因此，可以在概括能包括时空编码和空间多路复用的原理的时空编码(“LD编码”)的系统中，实现这种接收方法。由此考虑的信道矩阵H表示时空编码和空间多路复用。 [0139] 也可以在MC-CDMA型的多用户系统中实现所考虑的本发明。

[0140] 因此，在发送模式中，如图10A所示，发送或传送设备包括信道编码器101、交织器102和用来对每个用户1至N，将二进制元转换成符号的映射器103。

[0141] 然后，在步骤104中多路复用来自不同用户的信号，实现本领域技术人员非常公知的快速哈达玛变换(FHT，Fast HadamardTransform)。

[0142] 在接收时，实现的迭代过程基本上与参考图5至7详细描述的过程相同。 [0143] 如图10B所示，在第一估计模块中实现用于N个用户的每一个的初步估计步骤，以及包括信道均衡子步骤63，接着是解预编码子步骤106，然后是估计由用户n接收的信号的子步骤107。在MC-CDMA 系统的情况下，解预编码子步骤106对应于检测用户n的步骤(n为整数，以及1≤n≤N)。

[0144] 信道均衡子步骤63特别实现接收信号r与考虑信道矩阵H，特别是噪声的矩阵的(1)乘积，递送均衡信号 s

[0145]

[0146] 然后，将均衡信号 s(1)乘以对应于用户n的矩阵θH的第n行，称为(ΘH)n，矩阵HΘ 对应于发送时使用的预编码矩阵Θ的共轭转置矩阵。因此，如下获得均衡解预编码信号 以便：

[0147]

[0148] 然后，在用于估计接收信号的子步骤107期间，估计均衡解预编码信号 递送由用户n接收的信号的二进制估计 和加权估计

[0149] 如图10C所示，以及如上参考图5所述，每个单元模块在输入处具有接收信号r和由在前单元模块递送的加权估计。图10C示例说明用于用户n的单元模块p。 [0150] 在步骤71期间，首先过滤接收信号r。在多用户系统的情况下，图7的解预编码步骤72由单用户检测步骤105替代，允许对于每个用户独立地进行估计。该检测步骤105实H H现将过滤的接收信号与对应于用户n的解预编码矩阵Θ 的第n行，称为(Θ)n相乘，并给出解预编码信号。

[0151] 在多用户系统的情况下，进入单元模块p的在前加权估计p-1包括用于所有用户的在前估计p-1的影响(在该例子中N个用户)。因此，实现的干扰矩阵J允许重构由除用户n的用户生成的干扰。在迭代p中，该矩阵特别考虑由在前迭代p-1给出的在前加权估(p-1) (p-1) (p-1)计 1 、...、 n 、...、 N 。

[0152] 然后，在步骤74期间，从解预编码信号中减去在步骤73期间估计的该干扰，以便给出改善信号。然后，均衡该改善信号，然后，在估计步骤108期间进行估计。 [0153] 该估计步骤108特别递送对应于估计的二进制信号的由用户n接 收的信号的二(p)进制估计 以及对应于估计的加权信号的由用户n接收的信号的加权估计 n 。 [0154] 这种迭代技术也能用在实现几个传送和/或接收机天线和/或时空编码操作的MC-CDMA系统中。

[0155] 本发明还能应用于实现格码调制(TCM)的系统。

[0156] 通过在第一估计模块中的均衡步骤(61，63)之前或之后，和/或至少一个单元模块中的迭代期间，实现自动增益控制(AGC)，也能改善根据本发明的迭代方法的性能。 [0157] AGC主要用于规格化来自信号的能量以便使其归一，并最小化迭代中的错误传播。 [0158] 因此，如下将该AGC的输入处的信号xk转换成信号yk：

[0159] yk＝ak·xk

[0160] 能通过下述特别确定系数ak：

[0161]

[0162] 其中，μ是适应步进(adaptation step)。

[0163] 现在，参考图8A、8B、8C、8D，提供实现该接收方法的不同模式。 [0164] 对于提出的这些不同模式，将预编码矩阵Θ视为块矩阵形式： [0165]

[0166] 以及

[0167]

[0168] 以及 以及对于 其中k，k′是相对整数。

[0169] 特别优化参数η、和 如果：

[0170] μ＝π/4

[0171]

[0172]

[0173] 在此假定，以及对于如下所述的不同实施例，传输系统在发送者端包括从预编码矩阵ΘL实现的具有长度L的信道编码和预编码。

[0174] H再次表示等效信道矩阵以及r表示接收信号，这两个参数由迭代系统使用。 [0175] 由此图8A示出SISO型系统，包括单个发送或发射天线810以及单个接收机天线811。在符号时间i，发射天线810通过由系数h(i)表示的传播信道发送符号s(i)。 [0176] 受传播信道影响的接收符号r(i)具有形式：r(i)＝s(i)*h(i)。 [0177] 因此，由迭代接收机使用的等效信道矩阵H是对角矩阵(因为该系统是SISO型)，具有形式：

[0178]

[0179] 现在，在图8B中表示MIMO型系统。该系统具有两个发射天线(821，822)以及两个接收机天线(823，824)。在这种情况下，系统在发送端具有允许空间多路复用的复用器825，以及在接收端具有去复用器826。还选择信道矩阵H以便表示空间多路复用(即MIMO子系统的不同子信道)。

[0180] hmn(i)表示在符号时间i，第m发射天线和第n接收机天线之间的信道的系数。 [0181] 因此，在符号时间i，在两个发射天线(821，822)上同时发送两个符号s1(i)和s2(i)。将Ts假定为符号时间，也能由下述表表示空间多路复用：天线821 天线822
T＝iTs s1 s2

[0182] 因此，由迭代接收机使用的等效信道矩阵H具有形式：

[0183]

[0184] 因此，对应于接收信号的迭代接收方法中使用的矢量r具有形式： [0185] r＝[r1(i)r2(i)…r1(i+L/2-1)r2(i+L/2-1)]T其中r∈CL×1

[0186] 现在，采用如图8C所示的MISO系统的情形。

[0187] 该系统具有两个发射天线(831，832)，以及仅一个接收机天线(833)。在发送端，系统还实现时空编码834，例如Alamouti型。

[0188] hm(i)表示在符号时间i第m发射天线和第n接收机天线之间的信道的系数。还假定在两个连续符号时间，信道是恒定的，即：

[0189]

[0190] 将Ts视为符号时间，通过下述表特别表示时空编码：天线831 天线832
T＝iTs s1 s2
t＝(I+1)Ts -s2 s1*

[0191] 因此，由迭代接收机使用的等效信道矩阵H具有形式：

[0192]

[0193] 因此，对应于所接收的信号用在迭代接收方法中的矢量r具有形式： * * T L×1

[0194] r＝[r(i)-r(i+1)…r(i+L-2)r(i+L-1)] 其中r∈C

[0195] 最后，采用示出时间多路复用的MIMO系统的情形，如图8D所示。 [0196] 该系统具有四个发射天线(841，842，843，844)以及两个接收 机天线(845，846)。在发送端，系统还实现时空编码847。

[0197] hmn(i)表示在符号时间i，第m发射天线和第n接收机天线之间的信道系数。还假定信道在两个连续符号时间恒定，即：

[0198] hmn(i)＝hmn(i+1)，i∈[0，2，4，…]

[0199] 将Ts视为符号时间，通过下述表，特别表示时空编码：天线841 天线842 天线843 天线844
t＝iTs s1 s2 s3 s4
t＝(I+1)Ts -s2* s1* -s4 s3*

[0200] 因此，由迭代接收机使用的等效信道矩阵H具有形式：

[0201]

[0202] 以及

[0203]

[0204] 因此，对应于接收信号，用在迭代接收方法中的矢量r具有形式： [0205]

[0206] 可以看出，通过这些不同实施例，信道等效矩阵能表示空间多路复用和/或时间多路复用。该信道矩阵还可以考虑在发送机中实现的其他处理操作，以及考虑符号间干扰。 [0207] 现在，参考图9A和9B，与用于SISO系统(9A)和MIMO(9B)系统的现有技术解决方案相比，描述本发明的性能。

[0208] 用于这两个系统的信道编码是传统型的，并具有等于1/2的效率R和等于5的约束长度K。

[0209] 图9A的曲线对应于如图8A所示、仅具有一个发射天线和仅一个接收机天线的SISO系统。

[0210] 标记为91的曲线1×1具有对于没有预编码而实现信道编码的现有技术系统，作为比率Eb/N0(对应于每发送比特扩展的能量与白噪声的谱密度之间的比率)的函数的二进制误码率(BER)。

[0211] 曲线1×1L＝4ite1和1×1L＝64ite1分别标记为92和93，示出如由V.Le Nir，M.Hélard和R.Le Gouable，在“Technique de précodage etde codage espace-temps”(时空预编码和编码技术)，2002年12月16日，以本申请人的名义提交的专利申请FR02 16200中提出的现有技术系统的性能。这种系统不实现迭代接收方法，并在接收处包括与信道解码器连接的线性解预编码器，用于预编码长度L＝4(曲线92)或L＝64(曲线93)。 [0212] 最后，分别标记为94和95的曲线1×1L＝4ite4和1×1L＝64ite4表示根据本发明通过四个迭代实现迭代接收方法的系统的性能。

[0213] 因此，当二进制误码率(BER)为10-3，以及预编码长度L＝4时，能在对应于实现单次迭代的系统的曲线1×1L＝4ite1(92)和对应于实现四次迭代的系统的曲线1×1L＝4ite4(94)之间看出约2.5dB的增益。

[0214] 当二进制误码率(BER)为10-3，以及预编码长度L＝64时，也能在对应于实现单次迭代的系统的曲线1×1L＝64ite1(93)和对应于实现四次迭代的系统的曲线1×1L＝4ite64(95)之间，看出约3dB的增益。

[0215] 因此可以看出，当预编码大小增加时，和/或当迭代次数增加时，改善了接收性能。

[0216] 图9B的曲线示出具有四个发射天线和四个接收天线的MIMO型空间多路复用系统的性能，实现根据本发明的接收方法。

[0217] 该图示出分别标记96和97，对应于预编码长度L＝4(曲线96)或L＝64(曲线97)，具有四次迭代的迭代接收方法的实现的曲线4×4L＝4ite4以及4×4L＝64ite4。 [0218] 能看出对于预编码长度L＝64(标记97的曲线)获得的性能基本上好于对应于预编码长度L＝4(标记为96的曲线)的性能。

[0219] 因此，当二进制误码率(BER)为10-3时，在这两个曲线之间获得约1.5dB的增益。 [0220] 因此，与通过接收处的最大似然型检测器获得的性能相比，实现本发明的接收方法的系统表示出非常良好的性能，同时维持降低的复杂度。

[0221] 将注意到本发明不限于纯粹的硬件安装，而是也能以计算机程序的指令序列的形式或结合硬件部件和软件部件的任何形式实现。本发明将会部分或全部用软件形式实现，相应的指令序列能存储在可拆卸(诸如例如软盘、CD-ROM或DVD-ROM)或不可拆卸的存储部件中，该存储部件可以局部或全部由计算机或微处理器读取。