在一个无线电发射机(例如，多频带无线电发射机)中提供一个电流导引机制，用于提供与多个基带部分的兼容性。不同比例的输入信号电流(“输入”)可被导引到一个假负载(103)、一个用于第一频带的混频器(106)、和一个用于第二频带的混频器(108)。在一个实例中，提供了五个不同的负载，一个假负载(103)和用于每个频带的两个不同的负载(105，107)。可能性包括：1、所有的电流经由晶体管A被导引到假负载；2、所有的电流经由晶体管B被导引到频带1混频器；3、所有的电流经由晶体管C被导引到频带1混频器，使输入信号放大6dB；4、所有的电流经由晶体管E被导引到频带2混频器；5、所有的电流经由晶体管D被导引到频带2混频器，使输入信号放大6dB；6、类似于情况2-5，但是电流的一部分经由假负载转向，而使输入信号以1dB步长衰减。
1.一种用于接口无线电发射机的基带部分(BBIC)和无线电部分(TXIC)的电路，包括：在所述无线电部分(TXIC)处从所述基带部分(BBIC)接收一个电流信号(‘入’)的接收装置(I，Q，Ibar，Qbar)，所述电流信号(‘入’)具有通过物理线路而分开的至少两个分量；和分配装置(PA，PB，PC，PD，PE)，用于从接收装置(I，Q，Ibar，Qbar)接收所述电流信号(‘入’)，对所述电流信号(‘入’)中的至少两个分量中的每一个进行分路，并且在包括多个混频器电路路径(105，107)和假负载路径(103)的多个处理相同的电流信号中的分量的路径间，利用并行耦合晶体管，选择性地且并发地分配该分路后的电流信号中的分量的每一个，以便将该分路后的不同比例的电流信号中的分量的电流引导到不同的负载电路，其中，所述分配装置具有至少两个混频器电路，用于对分路后的不同比例的、流经混频器电路路径的电流信号中的分量的电流进行混频；
其中，该分路后的电流信号的分配是在利用载波信号调制之前进行的。
2.根据权利要求1所述的电路，其中一个电压到电流转换器用于将电压输入信号转换成所述电流信号(‘入’)，并将所述电流信号(‘入’)提供给接收装置(I，Q，Ibar，Qbar)。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其中所述多个混频器电路路径(105，107)和所述假负载路径(103)具有阻抗，使得对于每个这样的阻抗来说，跨该阻抗的电压降都不会大于预定的最大值。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述无线电发射机为一个多频带无线电发射机，包括一个高频带路径(107)和一个低频带路 径(105)。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述多个混频器电路路径(105，107)的每一个包括：第一路径(IQoutcell1)，用于通过可忽略的很小的信号放大来放大所分配的电流信号(‘入’)；以及与第一单个混频器电路(106)耦合的第二路径(IQoutcell2)，用于通过至少几分贝的信号放大来放大所分配的电流信号(‘入’)。
6.根据权利要求1所述的电路，其中将电流信号(‘入’)分配给假负载路径(103)的分配装置(PA)用于根据预定范围内的离散值来对分配进行控制。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述离散值之间的距离包括1分贝。
8.根据权利要求6或7所述的电路，其中所述的预定范围包括分配所有的电流信号(‘入’)到所述假负载路径(103)的值。
9.根据权利要求1所述的电路，其中所述的无线电发射机为多频带无线电发射机，并且所述多个混频器电路路径包括第一和第二高频带路径(107)以及第一和第二低频带路径(105)。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述第一和第二高频带路径(107)被耦合到第二单个混频器电路(108)，所述第一高频带路径用于通过可忽略的很小的放大来放大所分配的电流信号(‘入’)，而所述第二高频带路径用于通过至少几分贝的放大来放大所分配的电流信号(‘入’)。
11.根据权利要求9所述的电路，其中所述第一和第二低频带路 径(105)被耦合到第一单个混频器电路(106)，所述第一低频带路径用于通过可忽略的很小的放大来放大所分配的电流信号(‘入’)，而所述第二低频带路径用于通过至少几分贝的放大来放大所分配的电流信号(‘入’)。
12.根据权利要求1所述的电路，其中所述分配装置(PA，PB，PC，PD，PE)还包括电流源(303，305)，所述电流源(303，305)用于选择性地变化所述电流信号(‘入’)。
13.根据权利要求12所述的电路，其中所述用于选择性地变化所述电流信号(‘入’)的装置包括：选择性地增大所述电流信号(‘入’)的装置(303)和选择性地降低所述电流信号(‘入’)的装置(305)。
14.一种接口无线电发射机的基带部分(BBIC)和无线电部分(TXIC)的方法，包括：在所述无线电部分(TXIC)处从所述基带部分(BBIC)接收一个电流信号(‘入’)，所述电流信号(‘入’)具有通过物理线路而分开的至少两个分量；和在接收到所述电流信号(‘入’)之后，对所述电流信号(‘入’)中的至少两个分量中的每一个进行分路，并且在包括多个混频器电路路径(105，107)和假负载路径(103)的多个处理相同的电流信号中的分量的路径间，利用并行耦合晶体管，选择性地且并发地分配该分路后的电流信号(‘入’)中的分量的每一个，以便将该分路后的不同比例的电流信号中的分量的电流引导到不同的负载电路，其中，通过至少两个混频器电路，对分路后的不同比例的、流经混频器电路路径的电流信号中的分量的电流进行混频；
其中，该分路后的电流信号中的分量的每一个的分配是在利用载波信号调制之前进行的。
15.根据权利要求14所述的方法，其中在接收到所述电流信号 (‘入’)之前，将电压信号转换为所述电流信号(‘入’)。
16.根据权利要求14或15所述的方法，其中所述多个混频器电路路径(105，107)和所述假负载路径(103)具有阻抗，使得对于每个这样的阻抗，跨该阻抗的电压降都不大于预定的最大值。
17.根据权利要求14所述的方法，其中所述无线电发射机(TXIN)为一个多频带无线电发射机，并且所述多个混频器电路路径(105，107)包括一个高频带路径(107)和一个低频带路径(105)。
18.根据权利要求14所述的方法，其中所述多个混频器电路路径(105，107)的每一个包括第一路径(IQoutcell1)和与第一单个混频器电路(106)耦合的第二路径(IQoutcell2)，还包括步骤：通过可忽略的信号放大来放大第一路径(IQoutcell1)；以及通过至少几分贝的信号放大来放大第二路径(IQoutcell2)。
19.根据权利要求14所述的方法，其中根据预定范围内的离散值来调整被分配给所述假负载路径(103)的电流信号(‘入’)的一部分。
20.根据权利要求19所述的方法，其中所述离散值按照1分贝被分隔开。
21.根据权利要求14所述的方法，其中所述的预定范围包括分配所有的电流信号(‘入’)到所述假负载路径(103)的值。
22.根据权利要求14所述的方法，其中所述的无线电发射机为多频带无线电发射机，并且所述多个混频器电路路径(105，107)包括第一和第二高频带路径(107)以及第一和第二低频带路径(105)。
23.根据权利要求14所述的方法，其中所述第一和第二高频带路径(107)被耦合到第二单个混频器电路(108)，所述第一高频带路径通过可忽略的信号放大被放大，而所述第二高频带路径通过至少几分贝的信号放大被放大；以及/或者所述第一和第二低频带路径(105)被耦合到第一单个混频器电路(106)所述第一低频带路径通过可忽略的信号放大被放大，而所述第二低频带路径通过至少几分贝的信号放大被放大。
通用基带信号输入电流分路器
技术领域
[0001] 本发明涉及射频(RF)发射机，并且尤其是涉及用于将无线电发射机的基带部分接口到无线电发射机的无线电部分的接口电路。
背景技术
[0002] 无线电发射机通常被划分为基带部分和无线电部分。基带部分可以生成例如，输入到无线电部分的承载信息的电流信号。无线电部分生成相应于该承载信息电流信号的频率转换及放大的信号并发射该放大的信号。
[0003] 基带部分和无线电部分可由相同的厂商或不同的厂商制造。考虑到基带部分和无线电部分由不同的厂商制造这种情况，就希望例如。无线电部分是可与多种基带部分兼容的接口。
[0004] 在无线电发射机(例如，多频带无线电发射机)中提供一种电流导引(current steering)机制，用于提供与多种基带部分的兼容性。不同比例的输入信号电流可被导引到假负载、用于第一频带的混频器、和用于第二频带的混频器。在一个实例中，提供了五种不同的负载，一个假负载和用于每个频带的两个不同的负载。可能性包括：1、所有的电流经由晶体管A被导引到假负载；2、所有的电流经由晶体管B被导引到频带1混频器；3、所有的电流经由晶体管C被导引到频带1混频器，使输入信号放大6dB；4、所有的电流经由晶体管D被导引到频带2混频器；5、所有的电流经由晶体管E被导引到频带2混频器，使输入信号放大6dB；6、类似于情况2-5，但是电流的一部分经由假负载转向，而使输入信号1db步长衰减。
发明内容
[0005] 根据本发明，提出了一种用于接口无线电发射机的基带部分和无线电部分的电路，包括：在所述无线电部分处从所述基带部分接收一个电流信号的接收装置；和分配装置，用于从接收装置接收所述电流信号，并且在包括多个混频器路径和假负载路径的多个路径间选择性地分配该电流信号。
[0006] 附图说明
[0007] 通过下面结合附图的描述将对本发明有更全面的理解。在图中： [0008] 图1为示出包括现有分路器电路的无线电发射机的一部分的简化方框图； [0009] 图2为更详细的示出图1中分路器电路的图；
[0010] 图3为示出图2的分路器电路的替换实施例的图(仅示出CELL频带)； [0011] 图4为示出本发明更进一步实施例的图；以及
[0012] 图5为更详细的示出图4的V2I转换器的图。
具体实施方式
[0013] 下文的详细说明涉及射频发射机IC(TXIC)上的输入电路，该射频 发射机接收来自混合信号基带IC(BBIC)的已调制的TX信号电流。为了允许低生产成本，BBIC利用CMOS工艺来实现，而为了在最低的可能电流损耗下的最佳性能，TXIC最好利用BiCMOS工艺来实现。这种分离的BBIC和TXIC的设置原则上允许一个TXIC与各个制造商的BBIC一起使用。由于这种方法，在BBIC和TXIC的物理接口的将要被发射的信号需要具有明确定义的技术规范。
[0014] 期望在TXIC提供一个输入电路以使能各种BBIC的使用，其中每一个具有一个不同的接口信号技术规范。在此描述的输入电路可应用于具有带宽为1到几MHz的TX接口信号的CDMA(IS-95)/CDMA2000移动应用中。然而，输入电路还可以用到具有同等带宽的其它地方，例如，应用于类似的W-CDMA或WLAN应用中。由于BBIC和TXIC接口的TX信号带宽，利用信号电流(与信号电压相反)是有利的，因为信号质量和BBIC供电电流消耗较少受到接口寄生电容(例如，PCB和IC电路组件寄生电容)的影响。虽然利用信号电流不是必需的，但是在前述的应用领域中对于大多数BBIC的制造商来说该信号电流为被选信号。 [0015] 信号电流可被描述为具有DC成分并在其上叠加有AC信号，该AC信号的幅值典型地不超过DC值，但这并不是必要条件。
[0016] 在前述的应用中，位于BBIC和TXIC间的TX接口的另一个典型的特征为在此实际上具有四条物理线路，两个形成用于I(同相)信道的差分信号，而另两个形成用于Q(正交)信道的差分信号。在此所述的实施例中，输入电路被使用四次来处理差分I和Q信道。但是该特征并不是必需的。四个物理线路中的每一个承载优选地等值的DC成分和优选地等幅的AC成分，仅在相移量上有区别(0，90，180和270度)。
[0017] 在此所述的输入电路提供了一种方法用于将信号输入电流分成多个部分并将每部分重定向到不同的负载电路。因此该电路被称为“分路器”。
[0018] 在一个示范实施例中，该分路器电路被描述用于CDMA TXIC中，该CDMA TXIC需要工作在两个频带上，被称为CELL和PCS。每次仅使用一个频带，并且频带间的切换是和应用相关的。应当指出，为了在任何一个频带上操作，通过分路器的信号保持相等，虽然这对分路器操作来说不是必要条件。在此虽然没有明确的描述，但是相同的切换装置可以被使用到CDMA CELL和PCS操作之外的其他应用中，例如两个信道间的切 换，或I与Ibar之间的互换和/或Q与Qbar之间的互换。
[0019] 现在参考图1，信号输入电流(I，Ibar，Q或Qbar)在节点‘入’进入到分路器，并找到通过一个或多个可用的PMOS晶体管(PA、PB、PC、PD、PE)的通路。PMOS晶体管被控制逻辑101控制，该控制逻辑可以是一组数字CMOS逻辑逆变器，该PMOS晶体管的输出或者为高(等于供电电压)或者为低(等于干净的地，clean gound)。这导致PMOS晶体管或者为开(导通)或者为关(不导通)。所有的PMOS晶体管都有它们自己的被连接到输入节点‘入’的源极端子。每个漏极端子被连接到五个可能的负载电路之一。有一个被称作‘假负载’的负载电路103、两个被耦合到用于CELL频带操作的CELL频带混频器106的负载电路105、以及两个被耦合到用于PCS频带操作的PCS频带混频器108的负载电路107。 [0020] 参考图2，PMOS晶体管自身可由多个更小的单元组成，其中的每个单元PMOS具有相同的W/L大小。控制逻辑块101可以分开控制每个PMOS单元晶体管的栅极端子。执行解码以确定PMOS单元晶体管中的哪一个是开或是关。这种结构允许或是整个输入电流或是其中的某一部分被导引到假负载中。
[0021] 参考图3，更加详细地示出了混频器106和108的负载电路。为了简单起见，图3中的附图仅示出了用于CELL频带操作的负载电路的细节，但是还存在一个用于PCS频带操作的类似的负载电路，不过在此不作进一步的描述。
[0022] 图3的电路最好可以通过考虑到多种操作条件来理解。一个具体的例子为整个信号输入电流经由PA被导引到假负载。这种状态满足两个目的：提供一种在不具有输入信号时操作发送路径(即，分路器之后的)的手段，以及当TXIC发送路径无效时，向BBIC提供低输入阻抗。低输入阻抗防止了节点‘入’的电压升高到BBIC的正轨供电电压。 [0023] 另一个具体的例子为整个信号输入电流被直接(即，经由PE)导引到用于CELL频带操作的电路中。在该例子中，晶体管TB提供一个恒定的偏置电流，并且其基极经由一个开关S被连接到一个固定的偏压(v-bias)。这里不存在信号的放大。这个例子可与现有的技术状况相比较，在现有技术中不存在分路器，并且节点‘出’将等同于节点‘入’。 [0024] 第三个具体的例子为整个信号输入电流经由PD被导引到用于CELL 频带操作的晶体管TM中。现在晶体管TB的基极经由开关S被连接到TM，以便由TM和TB组成的合成电路构成具有固定比例1：A的电流反射镜。值A根据特殊应用被选择；就CDMA来说，例如，值A可被设为2。因此分路器将信号放大6dB并且这允许信号输入电流缩小2倍而仍旧从节点‘出’提供与先前例子相同的输出信号电流到发射电路部分(射地-基地放大器和上变频器混频器)。这种结构相当大地简化了射地-基地放大器和上变频器混频器的电路设计，这对设计这种电路领域的技术人员来说将是清楚的。
[0025] 但是另一种例子为仅是信号输入电流的一部分经由PA被导引到假负载，而其它部分被导引到用于CELL频带操作的多个电路中的一个。后一部分或者被直接(即，经由PE)导引到具有提供恒定偏置电流的晶体管TB的节点“输出”，或它被导引(经由PD)到具有构成固定比例1：A的电流反射镜的TM和TB的晶体管TM。这种安排增加了将小部分信号输入电流转向到假负载的能力，从而引起了信号电流的微小衰减。通过正确选择与解码块的每个逻辑逆变器相连接的PMOS单元晶体管的数量，可以准确地定义具有例如，1dB分辨率的衰减步长。在这种操作模式中，被利用电流和未被利用电流的比例的精确度取决于以下事实：处于接通状态的PMOS单元晶体管是处于相同的饱和模式(这意味着|Vds|＞|Vgs|-|VTP|，也可写作Vd＜Vg+VTP，其中VTP为PMOS阈值电压，例如0.7V)。该精确度还取决于PMOS单元晶体管间的任何物理失配。
[0026] 通过BBIC所看到的输入阻抗为1/gm，这里gm是被接通的PMOS单元晶体管的总并联跨导。该输入阻抗1/gm可通过选择足够大的PMOS单元晶体管大小W/L而被降低。该W/L大小还可以决定将通过BBIC所看到的共模电压有多大。优选地该电压被指定以便于不超过某一个值(例如，1.2V)，这允许BBIC和TXIC的独立设计。通过BBIC看到的该共模电压还可以由施加到处于接通状态的PMOS单元晶体管的门电路的低电压，以及流过这些PMOS单元晶体管的DC电流量来确定，其中该低电压等于在已描述的实施例中的地电势。 [0027] 在提供恒定偏置电流或与信号相关的电流的情况下，在节点‘出’上需要某个极小电压(例如，0.8V)用于维持晶体管TB的正常操作。
[0028] 因此，应当理解，尽管一方面电压Vd必须足够小以保持PMOS晶体管处于饱和状态，来保证输入共模电压不超过某一指定值，但另一方面 电压Vd必须大于使TB正常操作的某个极小值。
[0029] 为了最大化仍然满足要求的Vd的可能值的范围，加入一个不同于供电轨电压或在节点‘入’的电压的PMOS反向偏压(V_nwell)可能是希望的。例如对于CDMA来说，已经发现1.6V的PMOS反向偏压能够提供满意的结果。仍旧参考图3，一个电压源301被提供用于此目的。
[0030] 通过利用PMOS晶体管导引信号输入电流，信号不会被丢失，而实际上PMOS晶体管不需要栅极电流。
[0031] 从BBIC设计方面来看，理论上信号输入电流的DC成分等于叠加的AC成分的振幅，以便信号输入电流将总是流向相同的方向并且功率消耗被最小化。根据该BBIC信号，流入到TXIC的信号输入电流在零和DC成分的2倍间变化。然而“分路器’电路有规定，允许其也可以处理其它值的DC成分。为了这个目的，如图3所示，存在有两个DC电流源303，305，它们可以是有效或无效的并且能够对它们进行有关值的编程。
[0032] 一个DC电流源303(Ibsplit)增加一个进入节点‘入’的电流；如果信号输入电流的DC成分等于或小于叠加的AC成分的振幅，那么该电流有效。另一个DC电流源305(Ibsink)从节点‘入’减去一个电流到地；如果信号输入电流的DC成分比叠加的AC成分振幅大(某个最小值)，那么该电流有效。
[0033] 为了最小化AC信号失真以及确保穿过负载电路(CELL或PCS)的电流不会太高，从而防止在节点‘出’之后发送电路部分中的失真，Ibsplit和Ibsink的值被选择以便通过TM和/或TB的电流总是最小电流。
[0034] 在所述分路器的一个实现中，定义了下列一些模式：
[0035] 模式1 1.00mAdc+/-1.0mA
[0036] 模式1a 1.25mAdc+/-1.0mA
[0037] 模式2 1.00mAdc+/-0.5mA
[0038] 模式2a 1.00mAdc+/-0.5mA
[0039] 模式2b 0.50mAdc+/-0.5mA
[0040] 为了进一步增加射频发射器IC的通用性，可以提供一个例如，图4所示的电压到电流转换器(V2I)401。这种修改允许射频发射器IC与生成电压输出而不是电流输出的基带IC一起使用。例如，V2I转换器可以与先前描述的电流分路器并联连接，V2I转换器或电流分路器的选择可通过一个控制寄存器来控制。
[0041] 参考图5，示出了V2I转换器的更多的细节。V2I转换器是完全差分的，接收正和负电压输入INP和INN并生成正和负电流输出OUTP和OUTN。因此图5中的电路表示图4中块401的两个实例，例如一个实例是接收正输入I(现在假定是一个电压输入)而另一个实例是接收负输入Ibar(现在也假定是一个电压输入)。通过将相同的输入引脚用于电流输入和电压输入，引脚计数可被最小化。
[0042] 仍旧参考图5，完全差分结构与基带偏移(共模变化)无关，并优选地提供了一个高输入阻抗，从而支持仅提供微弱驱动信号的基带部分。一个可变电阻器为处理变化提供了补偿。例如，该电阻器可通过利用开关被数字地控制。相同的开关还可以用在一些实施例中来调节不同的基带信号电平和/或提供类似于VGA的功能。
[0043] 本领域的技术人员应该理解在不脱离本发明的精神或基本特征的情况下，本发明可以被具体化为其它具体的形式。无论从哪个方面来看，所公开的实施例都是例证性的而不是限制性的。本发明由所附的权利要求而不是前面的描述来限定，并且在其等效范围内的所有改变都被包含在其中。
