自适应型偏置可变增益低噪声放大器的自动反馈控制方法

摘要

本发明一种自适应型偏置可变增益低噪声放大器的自动反馈控制方法，涉及低噪声放大器(LNA)技术领域。该方法，由电荷泵充电网络将低噪声放大器输出信号转换成直流信号，反馈控制低噪声放大器第一级的增益和第一级的偏置电流。本发明结构简单适用，其自适应型偏置控制和可变增益控制可独立完成，在信号缓慢变化的情况下满足增益控制的要求。另外，由于采用的增益控制技术，可以达到约10dB左右的增益控制范围。而且，合理的设置偏置控制网络，在大功率信号输入下，输入三阶交调点可高达12dBm左右，大大的改善了低噪声放大器的线性范围。

权利要求

1.一种自适应型偏置可变增益低噪声放大器的自动反馈控制方法，其特征在于：由电荷泵充电网络将低噪声放大器输出信号转换成直流信号，反馈控制低噪声放大器第一级的增益和第一级的偏置电流。

2.如权利要求1所述的自动反馈控制方法，其特征在于包括：

a)将低噪声放大器的部分输出信号，经电平提升电路处理后输出；

b)电平提升电路输出的信号，由电荷泵充电网络转换成直流信号；

c)该直流信号一路经低通滤波器滤波后，再经增益控制网络反馈控制低噪声放大器第一级的增益，另一路经低通滤波器滤波后，再经偏置电流控制网络反馈控制低噪声放大器第一级放大管集电极的偏置电流。

3.如权利要求2所述的自动反馈控制方法，其特征在于：所述反馈控制放大器第一级放大电路放大管集电极的直流偏置，是在输入信号功率大的情况下提高电路的线性度。

4.如权利要求2所述的自动反馈控制方法，其特征在于：所述反馈控制低噪声放大器第一级的增益，是抑制大信号输入下放大器的增益，提高大功率信号输入下电路的线性度。

5.一种实现如权利要求1所述的自动反馈控制方法的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，包括：低噪声放大器，电平提升电路，电荷泵充电网络，低通滤波器，增益控制网络和偏置电流控制网络；其特征在于：低噪声放大器有两级放大，第一级放大电路的输入端接输入信号，第二级放大电路的输出端为低噪声放大器的输出端，其同时与电平提升电路输入端电连接，电平提升电路输出端与电荷泵充电网络输入端电连接，电荷泵充电网络有两个输出端，分别各接一低通滤波器，一低通滤波器的输出端与增益控制网络输入端电连接，增益控制网络输出端电连接于低噪声放大器第一级放大电路，另一低通滤波器的输出端与偏置电流控制网络输入端电连接，偏置电流控制网络输出端电连接于低噪声放大器第一级放大电路的放大管集电极。

6.如权利要求5所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其特征在于：所述低噪声放大器第一级放大电路，采用共射共基(cascode)结构及线圈电感输入匹配网络，其功能为，实现放大器的低噪声，适当的增益，以及一定的输入信号线性范围。

7.如权利要求5所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其特征在于：所述电平提升电路，为直流电平提升电路，其输出信号为偏置在一定直流电平的射频信号，其功能为，直流电平提升电路提升低噪声放大器输出信号，使输出信号能够有效的进入电荷泵充电网络的电荷泵，由电荷泵充电生成有效控制电路增益及偏置所要求的直流控制信号。

8.如权利要求5所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其特征在于：所述电荷泵充电网络，将低噪声放大器射频输出信号转换成直流信号，作为控制信号，同时反馈控制低噪声放大器第一级的增益与第一级放大管集电极偏置电流。

9.如权利要求5所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其特征在于：所述经两个低通滤波器滤波，其功能为，滤出电荷泵输出信号中微弱的射频信号，以达到增益控制网络和偏置电流控制网络的低通特性的要求。

10.如权利要求5所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其特征在于：所述增益控制网络，是由场效应晶体管所构成的增益控制网络，由增益控制网络的输出端对低噪声放大器第一级的增益进行控制。

说明书

技术领域

本发明涉及低噪声放大器(LNA)技术领域，是一种自适应型偏置可变增益低噪声放大器的自动反馈控制技术。

背景技术

低噪声放大器(LNA)，是射频接收机前端的主要部分。在接收机中，射频信号经诸如滤波器，低噪声放大器，混频器及中频放大器等单元模块的传输，由于每个单元都有固有噪声，经传输后都将输入信噪比变差。由于接收到的射频信号一般都很微弱，因此考虑接收机的噪声系数有重要的意义。在多极系统中，低噪声放大器的噪声系数和增益对整个系统的噪声系数有决定性的影响。其次，由于射频信号通常很微弱，所以低噪声放大器必定是一个小信号线性放大器，且由于信号传输路径的影响，强干扰信号的混入，再加上信号本身的强弱是变化的，因此要求放大器有足够大的线性范围，而且增益最好可调节。第三，为了达到功率最大传输，低噪声放大器(LNA)的输入端必须和前端与它相接的天线或天线滤波器很好的匹配。第四，应具有一定的选频功能，抑制带外和镜像频率干扰，因此低噪声放大器(LNA)一般是频带放大器。
低噪声放大器的指标为：低的噪声系数(NF)，足够的线性范围(IIP3)，合适的增益(gain)，输入输出阻抗的匹配(VSWR)，输入输出间良好的隔离。而各个指标之间互相折中，为了解决低噪声，高增益与高线性度的矛盾，很多LNA做成可变增益放大器，即在输入信号小时，调整LNA的增益(或是偏置)，使其满足高增益，低噪声的要求，因为信号小，因此对线性的要求不高；另一方面，当输入信号较大时，调低LNA的增益，以低增益和高噪声为代价，满足高线性度的要求。目前为止，已经提出了多种可变增益控制方法，以改善大功率信号输入下低噪声放大器(LNA)的线性。通用的可变增益控制方法是使用混频器输出信号或经过中频滤波器后的中频信号反馈控制前端LNA的增益，以达到可变增益的目的。
自动增益控制电路是一种在输入信号幅度变化很大的情况下，使输出信号幅度在较小范围内变化的一种自动增益控制电路。一般由可控增益放大器，电平检测电路，低通滤波器，比较器(与基准电平相比较)，以及控制电压产生器组成反馈环路。环路中，电平检测电路和低通滤波器完成输出信号电平的检测，在比较器中与参考电压相比较，产生控制信号控制放大器的增益。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种自适应型偏置可变增益低噪声放大器的自动反馈控制方法，改善大功率信号输入状态下系统的线性，优化整个系统的性能，使低噪声放大器(LNA)各参数达到更好的折中。同时为独立设计自动反馈控制低噪声放大器(LNA)提供了可行性。
为达到上述目的，本发明的技术解决方案是提供一种自适应型偏置可变增益低噪声放大器的自动反馈控制方法，其由电荷泵充电网络将低噪声放大器输出信号转换成直流信号，反馈控制低噪声放大器第一级的增益和第一级的偏置电流.
所述的自动反馈控制方法，包括：
a)将低噪声放大器的部分输出信号，经电平提升电路处理后输出；
b)电平提升电路输出的信号，由电荷泵充电网络转换成直流信号；
c)该直流信号一路经低通滤波器滤波后，再经增益控制网络反馈控制低噪声放大器第一级的增益，另一路经低通滤波器滤波后，再经偏置电流控制网络反馈控制低噪声放大器第一级放大管集电极的偏置电流。
所述的自动反馈控制方法，其所述反馈控制放大器第一级放大电路放大管集电极的直流偏置，是在输入信号为大功率的情况下提高电路的线性度。
所述的自动反馈控制方法，其所述反馈控制低噪声放大器第一级的增益，是抑制大功率信号输入下放大器的增益，提高大功率信号输入下电路的线性度。
一种实现如权利要求1所述的自动反馈控制方法的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，包括：低噪声放大器，电平提升电路，电荷泵充电网络，低通滤波器，增益控制网络和偏置电流控制网络；
其低噪声放大器有两级放大，第一级放大电路的输入端接输入信号，第二级放大电路的输出端为低噪声放大器的输出端，其同时与电平提升电路输入端电连接，电平提升电路输出端与电荷泵充电网络输入端电连接，电荷泵充电网络有两个输出端，分别各接一低通滤波器，一低通滤波器的输出端与增益控制网络输入端电连接，增益控制网络输出端电连接于低噪声放大器第一级放大电路，另一低通滤波器的输出端与偏置电流控制网络输入端电连接，偏置电流控制网络输出端电连接于低噪声放大器第一级放大电路的放大管集电极。
所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其所述低噪声放大器第一级放大电路，采用共射共基(cascode)结构及线圈电感输入匹配网络，其功能为，实现放大器的低噪声，适当的增益，以及一定的输入信号线性范围。
所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其所述电平提升电路，为直流电平提升电路，其输出信号为偏置在一定直流电平的射频信号，其功能为，直流电平提升电路提升低噪声放大器输出信号，使输出信号能够有效的进入电荷泵充电网络的电荷泵，由电荷泵充电生成有效控制电路增益及偏置所要求的直流控制信号。
所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其所述电荷泵充电网络，将低噪声放大器射频输出信号转换成直流信号，作为控制信号，同时反馈控制低噪声放大器第一级的增益与第一级放大管集电极偏置电流。
所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其所述经两个低通滤波器滤波，其功能为，滤出电荷泵输出信号中微弱的射频信号，以达到增益控制网络和偏置电流控制网络的低通特性的要求。
所述的自适应型偏置可变增益低噪声放大器，其所述增益控制网络，是由MOSFET所构成的增益控制网络，由增益控制网络的输出端对低噪声放大器第一级的增益进行控制。
本发明结构简单适用，其自适应型偏置控制和可变增益控制可独立完成，为反馈控制型LNA的设计提供了很大的独立空间.而且，合理的设计电荷泵，可使得充电时间足够短，在信号缓慢变化的情况下满足增益控制的要求.另外，由于采用的增益控制技术，可以达到约10dB左右的增益控制范围.而且，合理的设置偏置控制网络，在大功率信号输入下，输入三阶交调点可高达12dBm左右，大大的改善了低噪声放大器的线性范围.

附图说明

图1是本发明自适应型偏置可变增益低噪声放大器的结构框图。
图2是本发明电荷泵五级奇数拓扑结构图。
图3是本发明反馈增益控制网络。
图4是本发明反馈偏置电流控制网络。

具体实施方式

目前所采用的低噪声放大器(LNA)反馈控制技术均不是自动控制，而是由非低噪声放大器(LNA)本身信号作为参考信号与低噪声放大器(LNA)输出信号相比较，这种反馈控制方法不灵活，不独立，与后续电路依赖性强，导致性能相互影响。本发明中，自适应型偏置可变增益低噪声放大器(LNA)不需要使用外来信号作为参考电压实现反馈控制，直接从低噪声放大器(LNA)输出端获取信号电平，并转换成直流信号反馈控制低噪声放大器(LNA)的负载及其偏置，利用增益与负载的正比关系，达到控制增益的目的，同时改变电路的偏置，极大地改善了大功率信号下低噪声放大器(LNA)的线性特征。这样，既满足了低噪声放大器(LNA)低噪声的要求，同时，也对线性度的要求给与了满足。这种自适应型偏置可变增益低噪声放大器(LNA)的自动反馈控制方法，将低噪声放大器(LNA)与其反馈控制电路集成与一体，不用从低噪声放大器(LNA)后接的混频器或者中频滤波器输出调用反馈控制信号，
自适应型偏置可变增益低噪声放大器(LNA)的结构框图如图1所示。自适应型偏置可变增益低噪声放大器，包括：低噪声放大器，电平提升电路3，电荷泵充电网络4，低通滤波器5、7，增益控制网络6和偏置电流控制网络8。
低噪声放大器有两级放大，第一级放大电路1的输入端接输入信号，第二级放大电路2的输出端为低噪声放大器的输出端，其同时与电平提升电路3输入端电连接，电平提升电路3输出端与电荷泵充电网络4输入端电连接，电荷泵充电网络4有两个输出端，分别各接一低通滤波器，一低通滤波器5的输出端与增益控制网络6输入端电连接，增益控制网络6输出端电连接于低噪声放大器第一级放大电路1，另一低通滤波器7的输出端与偏置电流控制网络8输入端电连接，偏置电流控制网络8输出端电连接于低噪声放大器第一级放大电路1的放大管集电极。
在这种低噪声放大器(LNA)中，基本思路为：信号经低噪声放大器第一级共射共基极(也叫CASCODE)1输入，经过二极放大2后，通过一个直流电平提升电路3，到电荷泵充电网络4输入端，由电荷泵充电网络4电荷泵的充电效应输出得到相应的直流信号，此直流信号一部分为电平提升电路生成(在整个反馈控制中恒定)，另一部分由低噪声放大器(LNA)输出信号经电荷泵转换生成，这部分信号与低噪声放大器(LNA)输出功率成正比例关系.由电荷泵充电网络4输出的信号经过低通滤波5后反馈到与低噪声放大器(LNA)第一级所连接的增益控制网络6，实现对低噪声放大器(LNA)增益的环路反馈控制.同时，由电荷泵充电网络4输出的信号经过低通滤波器7，反馈到与低噪声放大器(LNA)第一级所连接的偏置电流控制网络8，实现对低噪声放大器(LNA)第一级放大管集电极偏置电流的控制.
自适应型偏置可变增益低噪声放大器的设计步骤如下所述：
一，设计LNA两极放大级电路及其偏置。
首先，设计一个单一的cascode结构的放大器，用理想偏置代替。并用理想无穷大电感作为交流负载，找出其满足最低噪声系数最小的偏置点。此点即为整个LNA设计中的偏置参考点。我们知道，在一定的偏置和晶体管尺寸下，晶体管存在一个最优噪声系数。由下式可得：
${\mathrm{NF}}_{\min }\left(J_C\right)=1+\frac{n}{{\beta }_{\mathrm{DC}}}+\sqrt{\frac{2J_C}{V_T}{(r_e+r_b)}_u(\frac{f^2}{f_T^2}+\frac{1}{{\beta }_{\mathrm{DC}}})+\frac{n^2}{{\beta }_{\mathrm{DC}}}}---\left(1\right)$
在取得最优的电流密度下，晶体管最优源电阻由公式(2)决定：
$R_{S-\mathrm{opt}}\left(M\right)\cong \left(\frac{1}{\mathrm{MN}}\right)\left\{\frac{f_T}{f}(\frac{n^2{V}_T}{2J_C}+{(r_e+r_b)}_u)\left(\frac{\sqrt{\frac{J_C}{2V_T}{(r_e+r_b)}_u(1+\frac{f_T^2}{{\beta }_{\mathrm{DC}}{f}^2})+\frac{n^2{f}_T^2}{4{\beta }_{\mathrm{DC}}{f}^2}}}{\frac{J_C}{2V_T}{(r_e+r_b)}_u(1+\frac{f_T^2}{{\beta }_{\mathrm{DC}}{f}^2})+\frac{n^2}{4}(1+\frac{f_T^2}{{\beta }_{\mathrm{DC}}{f}^2})}\right)\right\}$
$=\left(\frac{1}{\mathrm{MN}}\right)A_{\left(J_C\right)}---\left(2\right)$
其中，MN相当于晶体管总的等效发射结并连的个数，为一个仅与晶体管集电极电流密度有关的量。因此，可以看出，确定晶体管的集电极电流密度就可以确定晶体管发射极面积。首先选定满足最优噪声系数的集电极电流密度。然后按照要求：RS-opt＝50Ω，由式(2)可确定所需晶体管发射结面积。然后设计输入阻抗匹配，由带有射极负反馈的共发射极管输入阻抗理论可求得发射极电感Le和基极Lb的值，放大器输入阻抗如下式所示：
$Z_{\mathrm{in}}=\frac{-j}{{\mathrm{wc}}_{\pi }}+\mathrm{jw}{L}_e+\frac{g_m{L}_e}{c_{\pi }}+\mathrm{jw}{L}_b,---\left(3\right)$
由输入阻抗需匹配到RS-opt＝50Ω可得：
$L_e=\frac{50}{2\pi f_T},$ $L_b=\frac{1}{c_{\pi }{w}^2}-\frac{R_S{c}_{\pi }}{g_m}.$
其次，设计LNA的偏置电路。使用带隙基准作为偏置电流源。采用电流镜的方法给定LNA的偏置。最后设计LNA输入输出匹配网络。分别在共射极输入管的基极和发射级串联一个电感，组成输入匹配网络。输出匹配网络由LC网络作为交流负载组成，可由smith圆图给定最优匹配点。
二，设计电平提升网络。
本例中使用共集电极NPN晶体管(射极跟随器)作为电平提升电路。信号自晶体管基极输入，发射极输出。在NPN晶体管基极，通过电流镜给定一个直压偏置，调整电路参数，使晶体管发射极电平达到550mv左右。这个电平再加上电荷泵充电电平即可有效控制放大器反馈控制网络。Vcont数学表达式如下：
Vcont＝Vcharge_pump+|Vlevel_shift|                (4)
其中Vcharge_pump为电荷泵充电电压，|Vlevel_shift|即为提升直流电平。直流电平提升电路的作用在于使电荷泵输出能够有效的控制增益控制网络中的场效应晶体管N0，如图3所示，以及有效的控制反馈偏置电流控制网络中的场效应晶体管N1，如图4所示，使增益和偏置能够同时在有效的范围内连续变化。由于电荷泵的输入来自LNA的输出信号，信号不是很大，所以在电荷泵的充电范围内(本例中300mv左右)，考虑到场效应晶体管的截止频率，如果没有电平提升电路，将很难在300mv内达到足够大的反馈控制范围。
三，设计电荷泵。
电荷泵及其后面所接的滤波网络，充当了电平检测和低通滤波的作用。基于将交流信号转换成直流信号，本设计选择AC-DC型电荷泵。AC-DC电荷泵一般由电容二极管拓扑网络组成，如图2所示。为了尽可能增大输出电压和提高转换效率，需要尽量降低二极管上的压降，所以采用导通电阻较小的肖特基二极管。本设计采用五级技术拓扑结构，如图2所示。电荷泵基本充电原理分析如下。在图2中，所有的二极管均充当正向导通电阻，电容器C5，C7相当于一个交流耦合电容。充电电容C6，C8和C9分别相当于一个直流电压源。电压源的大小与输入信号的幅度和充电时间以及二极管的导通电阻均有关系。通过电容器的记忆存储功能，输入信号首先对D1，C6之路上的电容充电，得到的直流电平在D3的正端与由C5耦合过来的输入交流信号一起对由D3，C8组成的下一级充电电路进行充电。经过多极充电效应及耦合作用，输入信号的能量由充电电容转换成直流电平输出。电荷泵中二极管的面积及电容器的容抗均取相同的值。由电荷泵输出电压的表达式可以得到：
Vcharge_pump＝n(Vi-Vd)                    (5)
其中，n为电路中二极管个数，Vi为输入电压，Vd为对应二极管压降。
此外，充电电容以及二极管面积都会影响输出电压的建立时间。电荷泵输出电压建立时间为：
$T_{\mathrm{rise}}=\frac{C_{\mathrm{load}}{V}_{\mathrm{ch}\arg e\_\mathrm{pump}}}{I_{\mathrm{diode}}}\propto \frac{C_{\mathrm{load}}{V}_{\mathrm{ch}\arg e\_\mathrm{pump}}}{A_{\mathrm{diode}}}---\left(6\right)$
其中，Idiode，Adiode分别为流经二极管的平均电流和二极管的结面积，Cload为电荷泵最后一极充电电容。从式中可以看出，二极管面积越大，充电时间越短，但充电曲线越宽(即信号交流成分越大)，电容值越大，充电时间越长，但信号交流成分小，信号越接近理想状态。考虑到二者的互相影响，如仿真结果和设计要求合理的设定Cload和Adiode的值，确定二者的一个最佳状态。
此外，电荷泵后面所接的低通滤波器用来滤除电荷泵输出信号中微弱的射频信号。反馈增益控制电路和偏置电流控制电路均应具有低通传输特性，即环路对高于某一频率的信号变化无响应，而仅对低于某频率的缓慢变化才有控制作用。例如，一般通信接收机，环路的上限频率一般为
四，设计增益控制网络。
本设计如图3所示。电荷泵输出作为Vcont经过由R6，C4组成的低通滤波网络后，控制场效应晶体管的栅极.按照增益控制的要求，对场效应晶体管栅极设定适当的宽长比，以达到增益变化范围的要求.图3中，R6，C4组成的低通滤波网络滤除电荷泵输出信号中微弱的射频交流信号.因为一般自动增益控制电路均应具有低通传输特性，即环路对高于某一频率的信号变化无响应，而仅对低于某频率的缓慢变化才有控制作用.
如图3所示，N0工作在三极管区。利用三极管区场效应晶体管的电阻特性
$R_{\mathrm{on}}=\frac{1}{{\mu }_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}(V_{\mathrm{GS}}-V_{\mathrm{TH}})}---\left(7\right)$
可知，Ron与Vcont成反比变化。因此LNA总的负载阻抗随控制电压Vcont反向变化。LNA第一级交流增益可如下式近似计算：

其中，ZL为放大器总的负载，Z′L为由放大器第一级负载和第二级输入部分组成的总的阻抗，gm0为LNA第一级输入管的跨导。在放大器工作状态不变的情况下，增益表达式中的分母为一常数，因此增益与放大器总的负载阻抗成正比，由上式分析可知，在不考虑集电极电流变化对放大器增益影响的情况下(即gm0随集电极电流变化对增益的影响不大)，放大器的增益与控制电压Vcont成反比变化。
这种增益控制方法的优点在于结构简单，对电路的其他部分没有限制。而且输入输出端口与增益控制网络很好的隔离，因此在增益控制过程中输入输出端口的匹配不受影响。
五，设计偏置控制网络。
如图4所示，控制信号Vcont通过场效应晶体管栅极输入。R11，C11，和R12，C12分别组成两对RC低通滤波网络以滤除电荷泵输出信号中微弱的射频信号。图中，N2与N3组成一对电流镜。通过控制N1管的栅极电压，从而控制N2管的电流，因此在场效应晶体管N3漏极得到电流I，图4中I0是由带隙基准电压源产生的恒定偏置电流源，I0与I相加，得到控制电流Icont，通过由Q11和Q12组成的电流镜，给放大器第一极提供可控制的集电极偏置电流。
我们知道，在低噪声放大器中，输入三阶交调点IIP3与放大器集电极电流有关。在一定范围内，输入三阶交调点IIP3随着集电极电流增大而增大。因此，在LNA输入信号很大时，控制LNA放大管集电极电流，使其增大，可以提高LNA的输入三阶交调点IIP3，从而，在大功率信号输入情况下，达到较高的线性。
六，整个反馈控制网络完成后，对系统各方面性能进行验证，包括噪声系数，增益，输入输出匹配，隔离度，线性范围。适当的改变相应的参数，以使系统达到预定的性能要求。