用于抑制有源变换器中的二次谐波电流的方法和装置

摘要

一种利用馈电线电压中不平衡程度的函数来改变控制变换器的方法，从而实质上消除因变换器的有源控制而引起的馈电线上的二次谐波，该方法包括确定馈电线最大幅值并且利用该最大值确定潜在的二次谐波，接着利用该潜在二次谐波分量的函数来改变指令值。

权利要求

1.一种使用控制器和变换器的方法，其中控制器控制变换器将三个馈电线上的三相电压变换为通过正负DC总线的DC电压，该方法包括下列步骤：确定三相馈电线电压的最大幅值；

利用最大幅值确定因最大幅值中的不平衡而导致在正常工作期间由变换器在馈电线上所产生的二次谐波分量；以及利用确定的二次谐波的函数改变对变换器的控制。

2.权利要求1的方法，其中控制器产生指令电压以控制变换器，改变对变换器的控制的步骤包括利用确定的二次谐波的函数修改指令电压。

3.权利要求2的力法，其中确定最大幅值的步骤包括检测RMS线-线电压并且利用该RMS线-线电压确定最大幅值。

4.权利要求3的方法，其中确定最大幅值的步骤包括解下列方程式的步骤：其中a，b和c是最大幅值，Vab_RMS、Vbc_RMS和Vca_RMS分别是在第一和第二、第二和第三以及第三和第一线路之间产生的第一、第二和第三RMS线-线电压。

5.权利要求2的方法，其中控制器接收DC参考电压并且控制变换器使得通过DC总线的DC电压跟踪参考电压，该方法还包括利用参考电压确定d轴和q轴电压差值的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括确定二次谐波的d轴和q轴分量的步骤，修改指令电压的步骤包括将d轴和q轴二次谐波分量加到d轴和q轴差值上以确定两相d轴和q轴指令电压。

6.权利要求5的方法，还包括利用最大幅值确定DC偏移量的步骤，其中修改指令电压的步骤还包括将DC偏移量与q轴二次谐波分量-起加到q轴差值上。

7.权利要求5的方法，其中三个馈电线电压的最大幅值是a、b和c，其中确定d轴和q轴二次谐波分量的步骤包括通过解下列方程式利用最大幅值来确定两相幅值Amin：其中：

其中：

并且

8.权利要求7的方法，还包括确定馈电线电压的二次谐波的频率并且利用该频率来确定两相供电电压相角的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括通过用电压相角的正弦乘以值Amin来确定q轴二次谐波分量以及通过用电压相角的余弦乘以值Amin来确定d轴二次谐波分量。

9.权利要求5的方法，其中利用参考电压确定d轴和q轴电压差值的步骤包括利用参考电压确定d轴和q轴指令电流，获取d轴和q轴反馈电流，分别用d轴和q轴指令电流减去d和q轴反馈电流，以及利用所获得的值确定相应的电压差值。

10.权利要求2的方法，其中控制器接收DC参考电压并且控制变换器使得通过DC总线的DC电压跟踪参考电压，该方法还包括利用参考电压确定第一、第二和第三相电压差值的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括分别确定对应于第一、第二和第三馈电线的二次谐波的第一、第二和第三相分量的步骤，修改指令电压的步骤包括将第一、第二和第三相二次谐波分量加到第一、第二和第三相差值上以确定第一、第二和第三指令电压。

11.权利要求10的方法，其中确定最大幅值的步骤包括解下列方程式的步骤：其中a，b和c是最大幅值，并且Vab_RMS、Vbc_RMS和Vca_RMS分别是在第一和第二、第二和第三以及第三和第一线路之间出现的第一、第二和第三RMS线-线电压。

12.权利要求10的方法，还包括确定馈电线电压的频率并且利用该频率来确定供电电压相角的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括通过用供电电压相角的正弦乘以最大幅值a、用供电电压相角减去120度的正弦乘以最大幅值b并用供电电压相角加上120度的正弦乘以最大幅值c来确定q轴二次谐波分量。

13.权利要求10的方法，其中利用参考电压确定电压差值的步骤包括利用参考电压确定第一、第二和第三相参考电流，获得第一、第二和第三相反馈电流，分别用第一、第二和第三相参考电流减去第一、第二和第三相反馈电流来确定第一、第二和第三指令电流，以及利用第一、第二和第三相指令电流确定电压差值。

14.一种使用变换器的装置，其中控制变换器将三个馈电线上的三相电压变换为通过正负DC总线的DC电压，该装置包括：处理器，其编程为执行下列步骤：

确定三相馈电线电压的最大幅值；

利用最大幅值确定因最大幅值中的不平衡而导致在正常工作期间由变换器在馈电线上所产生的二次谐波分量；以及利用确定的二次谐波的函数改变对变换器的控制。

15.权利要求14的装置，其中处理器还编程为产生控制变换器的指令电压，处理器执行利用确定的二次谐波的函数修改指令电压来改变对变换器的控制的步骤。

16.权利要求15的装置，其中处理器执行通过检测RMS线-线电压来确定最大幅值并利用该RMS线-线电压确定最大幅值的步骤。

17.权利要求16的装置，其中处理器执行通过解下列方程式确定最大幅值的步骤：其中a、b和c是最大幅值，Vab_RMS、Vbc_RMS和Vca_RMS分别是在第一和第二、第动口第三以及第三和第一线路之间出现的第一、第二和第三RMS线-线电压。

18.权利要求15的装置，其中处理器接收DC参考电压并且控制变换器使得通过DC总线的DC电压跟踪参考电压，处理器还编程为执行利用参考电压确定d轴和q轴电压差值的步骤，处理器通过确定二次谐波的d轴和q轴分量来执行确定二次谐波分量的步骤，处理器通过将d轴和q轴二次谐波分量加到d轴和q轴差值上来确定两相d轴和q轴指令电压。

19.权利要求18的装置，其中处理器还编程为执行利用最大幅值确定DC偏移量的步骤，其中处理器编程为通过将DC偏移量与q轴二次谐波分量一起加到q轴差值上来修改指令电压。

20.权利要求18的装置，其中三个馈电线电压的最大幅值是a、b和c，其中处理器执行通过解下列方程式利用最大幅值来确定两相幅值Amin从而确定d轴和q轴二次谐波分量的步骤：其中：

其中：

并且

21.权利要求20的装置，其中处理器还编程为执行确定馈电线电压的二次谐波的频率并且利用该频率来确定两相供电电压的步骤，处理器执行确定二次谐波分量的步骤包括通过用电压相角的正弦乘以值Amin来确定q轴二次谐波分量，以及通过用电压相角的余弦乘以值Amin来确定d轴二次谐波分量。

22.权利要求20的装置，其中处理器执行利用参考电压确定d轴和q轴电压差值的步骤，该步骤包括利用参考电压确定d轴和q轴指令电流，获取d轴和q轴反馈电流，分别用d轴和q轴指令电流减去d轴和q轴反馈电流，以及利用d轴和q轴指令电流确定电压差值。

23.权利要求15的装置，其中处理器接收DC参考电压并且控制变换器使得通过DC总线的DC电压跟踪参考电压，处理器还编程为执行利用参考电压确定第一、第二和第三相电压差值的步骤，处理器执行通过确定分别对应于第一、第二和第三馈电线的二次谐波的第一、第二和第三相分量来确定二次谐波分量的步骤，处理器编程为执行通过将第一、第二和第三相二次谐波分量加到第一、第二和第三相差值上以确定第一、第二和第三指令电压来修改指令电压的步骤。

24.权利要求23的装置，其中处理器编程为通过解下列方程式来确定最大幅值：其中a、b和c是最大幅值，Vab_RMS、Vbc_RMS和Vca_RMS分别是在第一和第二、第二和第三以及第三和第一线路之间出现的第一、第二和第三RMS线-线电压。

25.权利要求23的装置，其中处理器还编程为执行确定馈电线电压的频率并且利用该频率来确定供电电压相角的步骤，处理器执行通过用供电电压相角的正弦乘以最大幅值a、用供电电压相角减去120度的正弦乘以最大幅值b并用供电电压相角加上120度的正弦乘以最大幅值c来确定q轴二次谐波分量而确定二次谐波分量的步骤。

26.权利要求23的装置，其中处理器编程为执行利用参考电压确定电压差值的步骤，该步骤包括利用参考电压确定第一、第二和第三相参考电流，获得第一、第二和第三相反馈电流，分别用第一、第二和第三相参考电流减去第一、第二和第三相反馈电流来确定第一、第二和第三指令电流，以及利用第一、第二和第三相指令电流确定电压差值。

27.一种使用供给到变换器的第一、第二和第三电压馈电线的方法，该方法用于确定线电压的最大幅值，该方法包括下列步骤：从馈电线获得RMS线-线电压；以及

解下列方程式以分别确定第一、第二和第三馈电线上电压的最大幅值a、b和c：其中Vab_RMS、Vbc_RMS和Vca_RMS分别是在第-和第二、第二和第三以及第三和第一线路之间出现的第一、第二和第三RMS线-线电压。

28.权利要求27的方法还用于确定因最大幅值中的不平衡而导致在正常工作期间由变换器在馈电线上所产生的二次谐波分量，并且利用确定的二次谐波分量来改变对连接到馈电线的变换器的控制，从而将馈电线上的AC电压变换为通过正负DC总线的DC总线电压。

29.一种将控制器和变换器-起使用的方法，其中控制器控制变换器将三个馈电线上的三相电压变换为通过正负DC总线的DC电压，该方法包括下列步骤：确定三相馈电线电压的最大幅值a、b和c；

通过解下列方程式来确定两相幅值Amin：

其中：

其中：

并且

利用值Amin确定因最大幅值中的不平衡而导致在正常工作期间由变换器在馈电线上所产生的d轴和q轴二次谐波分量；以及利用d轴和q轴二次谐波分量改变对变换器的控制，从而使三相馈电线上的二次谐波分量最小。

30.一种将控制器和变换器-起使用的方法，其中控制器控制变换器将三个馈电线上的三相电压变换为通过正负DC总线的DC电压，该方法包括下列步骤：确定三相馈电线电压的最大幅值中的不平衡；以及

利用该不平衡改变对变换器的控制从而消除因对变换器的控制而引起的馈电线上二次谐波的产生。

说明书

用于抑制有源变换器中的二次谐波电流的方法和装置

[0001] 相关申请的交叉参考

[0002] 无效。

[0003] 关于联邦资助的研究或发展的陈述

[0004] 无效。

[0005] 发明背景

[0006] 连接到公共电网并且从电网吸收功率的耗电用户必须要限制它们在电网连接点处的分配量，使得连接到电网的其它用户能够依赖于具有至少某些特性(例如，限量谐波，限量不平衡等等)的连接点上的功率。为此通过了一系列的规则(例如，IEEE 519)来规定电网连接/功率使用要求。

[0007] 通过输电网线(即馈电馈电线)输送到连接点的AC功率通常并不是处于终端用户能够使用的状态，因此连接点的功率必须经过变换才能得到终端用户所需的特性。例如，通常经整流器将电网AC功率从交流变换为直流接着经逆变器返回交流，其中幅值和频率经AC-DC-AC变换发生了变化，而且所得功率是可由电力终端用户设备(例如，电动机，计算机，办公设备等等)使用的形式。

[0008] 为将馈电馈电线AC功率变换为DC功率，功率变换行业已经提出了各种变换器拓扑和方法。例如，一种常用的变换器拓扑包括六脉冲全波变换器。六脉冲变换器具有结构比较简单而且便宜的优点。遗憾的是，大家都知道六脉冲变换器会在所连接的馈电线上产生高次谐波(例如，五次，七次，三次，十一次，十三次等等)，这使得这些变换器在某些情况下不能使用或者只能在其它调节设备与其一起使用时才能使用。此时，其它调节设备增加了整个系统的费用。

[0009] 克服了6脉冲型的一些缺点的其它类型的变换器包括12脉冲变换器和18脉冲变换器。如功率变换行业所公知的，当以某些方式控制并且用于变换平衡的馈电线电压时，12和18脉冲变换器能够降低谐波失真。遗憾的是，当馈电馈电线电压不平衡时，我们发现12和18脉冲变换会引起明显的谐波失真。

[0010] 另外，一种其它类型的变换器一般指有源变换器，其中对变换器开关设备进行有效控制便于四象限的工作(即，变换器可以双向方式使用—作为电网到DC总线的变换器或者作为总线到电网的逆变器)。除其它优点之外，当与平衡馈电馈电线连接时有源变换器能够降低馈电馈电线谐波，从而符合IEEE 519标准。遗憾的是，发现当馈电馈电线电压不平衡时，有源变换会产生超出容许等级的二次谐波。

[0011] 此外，当馈电馈电线电压不平衡时，有源变换通常会导致吸收不平衡电流。变换器元件通常认为用于极大或者稳态电流，并且在所吸收的电流不平衡的地方，承受最高电流的变换设备的相必须用于限制变换率。换句话说，虽然其它两相的电流等级远远低于额定等级，但是一旦通过一相的电流达到额定电流等级，变换器的容量就必须受到限制从而保护该相。

[0012] 此外，发现某些情况下，不平衡的馈电线电压导致DC总线(即，AC-DC-AC变换拓扑中变换器和逆变器之间的连接线路)上的电压脉动增加，这使得热量增加并且会缩短变换设备元件的寿命以及连接到DC总线上的逆变器元件的寿命。

[0013] 因此，AC-DC变换结构具有优点，其能够简单且便宜地使包括二次谐波的馈电馈电线谐波维持在容许阈值等级以下，而且即使在馈电线电压不平衡的情况下也能够使DC总线电压脉动最小。

发明内容

[0014] 与原始要求的发明范围相应的一些方面将在下面列出。应该理解，这些方面仅仅在于为读者提供本发明能够实现的某种形式的概述，并且这些方面并不旨在限制本发明的范围。实际上，本发明可以涵盖下面没有列出的各种方面。

[0015] 已经知道，给定某种合理的假设，能够用公式来表示方程式从而确定来自RMS线—线电压的馈电馈电线电压的幅值，其能够依次用于确定从不平衡电压的有源变换得到的馈电馈电线电压。一旦确定了能够经常规有源变换得到的馈电馈电线电压的二次谐波分量，就可以利用该确定的二次谐波分量来修改变换器指令或者控制信号，使得实际产生的二次谐波基本最小。当馈电线电压中的二次谐波最小时，变换器电流将更平衡并且变换率(即，变换器容量)会增加。此外，当馈电线二次谐波最小时，DC总线脉动大大降低。 [0016] 能够在两相同步dq参考坐标系或者三相静止参考坐标系下进行补偿步骤。两相参考坐标系下的计算比三相参考坐标系复杂，因此在其它条件相等的情况 下，最好在三相参考坐标系下进行处理。但是，许多现有的控制器都编程为工作在两相参考坐标系下，所以，许多情况下，两相补偿可能有利。

[0017] 根据上述说明，本发明包括一种将控制器和变换器一起使用的方法，其中控制器有效控制变换器使得将三个馈电线上的三相电压变换为通过正负DC总线的DC电压，该方法包括下列步骤，确定三相馈电线电压的峰值，利用该峰值确定二次谐波分量，该二次谐波分量是因峰值的不平衡而引起的在正常运行期间由变换器在馈电线上所产生的，以及根据所确定的二次谐波的函数改变变换器的控制。

[0018] 在至少一些实施例中，控制器产生控制变换器的指令电压，改变变换器的控制的步骤包括根据所确定的二次谐波的函数修改指令电压。在此，确定峰值电压的步骤可以包括检测RMS线—线电压，和利用该RMS线—线电压确定峰值。

[0019] 在一些情况下，控制器接收DC参考电压并控制变换器使得通过DC总线的DC电压跟踪参考电压，该方法还包括利用参考电压确定d轴和q轴的电压差值的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括确定二次谐波的d和q轴分量的步骤，修改指令电压的步骤包括将上述差值和二次谐波分量进行数学组合以确定两相d轴和q轴指令电压。

[0020] 数学组合的步骤可以包括将d轴和q轴二次谐波分量加到d轴和q轴的差值上。 [0021] 该方法还包括利用峰值确定DC偏移量的步骤，其中修改指令电压的步骤还包括将该DC偏移量和q轴二次谐波分量一起加到q轴的差值上。

[0022] 某些实施例中，三个馈电线电压的峰值为a，b和c，并且其中确定d轴和q轴二次谐波分量的步骤包括利用该峰值确定两相幅值Amin。

[0023] 某些情况下，该方法还包括确定馈电线电压的二次谐波的频率并利用该频率确定两相供电电压相角的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括通过将该幅值Amin与电压相角的正弦相乘确定q轴二次谐波分量并且通过将该幅值Amin与电压相角的余弦相乘确定d轴二次谐波分量。

[0024] 至少一些实施例中，利用参考电压确定d轴和q轴电压差值的步骤包括利用参考电压确定d轴和q轴的指令电流，获取d轴和q轴的反馈电流，分别用d轴和q轴的指令电流减去d轴和q轴的反馈电流，以及利用d轴和q轴的指令 电流确定电压差值。 [0025] 某些实施例中，控制器接收DC参考电压并控制变换器使得通过DC总线的DC电压跟踪参考电压，该方法还包括利用参考电压确定第一，第二和第三相电压差值的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括分别确定对应于第一，第二和第三馈电线的二次谐波的第一，第二和第三相分量的步骤，修改指令电压的步骤包括对上述差值和二次谐波分量进行数学组合以确定第一，第二和第三指令电压。

[0026] 组学组合的步骤可以包括将第一，第二和第三相二次谐波分量与第一，第二和第三相差值相加。权利要求11的方法还包括确定馈电线电压频率并利用该频率确定供电电压相角的步骤，确定二次谐波分量的步骤包括通过将峰值a，b和c分别与供电电压相角的正弦，供电电压相角减去120度的正弦，供电电压相角加上120度的正弦相乘以确定q轴二次谐波分量。

[0027] 利用参考电压确定电压差值的步骤可以包括利用参考电压确定第一，第二和第三相参考电流，获取第一，第二和第三相反馈电流，分别用第一，第二，第三参考电流减去第一，第二和第三相反馈电流以确定第一，第二和第三指令电流，以及利用该第一，第二和第三相指令电流确定电压差值。

[0028] 本发明还包括编程为执行上述和下文中各种步骤和方法的控制器处理器。 [0029] 本发明还涉及一种将控制器和变换器一起使用的方法，其中控制器接收参考电压并产生作为参考电压的函数的第一，第二和第三相控制电压，变换器接收该第一，第二和第三相控制电压以及第一，第二和第三相线电压并将该线电压变换为作为控制电压的函数的通过正负DC总线的DC电压，其中线电压可以是不平衡的，该方法用于大大减少当线电压不平衡时因从线路吸收电流而引起的第一，第二和第三相线电流中的二次谐波，该方法包括步骤：确定第一，第二和第三RMS线—线电压，利用该RMS线—线电压确定相电压峰值，将该相电压峰值与参考电压的至少一个导数进行数学组合以产生第一，第二和第三相指令电压；以及利用该第一，第二和第三相指令电压控制变换器。

[0030] 本发明的至少某些实施例包括一种将控制器和变换器一起使用的方法，其中控制器有效控制变换器将三个馈电线上的三相电压变换为通过正负DC总线的DC电压，该方法包括步骤：确定三相馈电线电压的峰值中的不平衡，并利用该不平衡改变变换器的控制以基本消除因有源变换器控制而产生的馈电线上 的二次谐波。

[0031] 下面的描述可以使本发明的这些和其它目的，优点和方面都变得清楚。说明书中，参考了构成说明书一部分的附图，并且其中示出了本发明的优选实施例。该实施例并不代表本发明的全部范围，而是在此作为权利要求的参考用来解释发明的保护范围。 附图说明

[0032] 参考附图在下文对本发明进行描述，其中相同的附图标记表示相同的部件，并且：

[0033] 图1是现有技术中有源变换器电路的示意图；

[0034] 图2是示出了静止三相系统中的相量与静止两相系统中的相量之间关系的相量图；

[0035] 图3是示出了根据本发明的至少某些实施例的控制器和两相对象模型的示意图； [0036] 图4是示出了图3的前馈电压计算器的具体部件的示意图；

[0037] 图5与图3类似，但是其示出了与本发明的至少某些实施例一致的三相控制器和三相对象模型；

[0038] 图6是示出了能够用于图5的结构中的至少一个示意性前馈电压计算器的具体部件的示意图；

[0039] 图7是利用常规dq电流环控制器所产生的RMS电流波形的曲线图，其中馈电线电压在时刻1.0之前是平衡的而之后是不平衡的；

[0040] 图8与图7类似，但是其示出了利用本发明运行的控制器所产生的波形； [0041] 图9是示出了利用常规dq电流环控制器所产生的稳态电流波形的曲线图； [0042] 图10与图9类似，但是其示出了利用与本发明一致的方式运行的控制器所产生的稳态电流波形；

[0043] 图11是利用常规dq电流环控制器所产生的DC总线电压波形的曲线图，其中馈电线电压在时刻1.0之前是平衡的而之后是不平衡的；

[0044] 图12与图11类似，但是其示出了利用与本发明一致的方式运行的控制器所产生的DC总线电压波形；

[0045] 图13是利用常规dq电流环控制器所产生的稳态相电压和电流波形的曲线图，其中馈电线电压在时刻1.0之前是平衡的而之后是不平衡的；

[0046] 图14是与图13类似的曲线图，但是其示出了利用与本发明一致的方式运行的控制器所产生的波形；

具体实施方式

[0047] 下面将描述本发明的一个或多个特定实施例。应该理解，在任何这种实际实现的发展中，就像在任何工程或设计项目中，必须作出多种特定执行的决定以实现开发者的特定目的，如顺应与系统相关和业务相关的限制，其可以从一种实现方式变化到另一实现方式。此外，应该理解，这种发展工作可能复杂而且耗时，但是对于从本发明受益的普通技术人员来说，其仍然是设计，加工和制造所需要的例行程序。

[0048] 文中，下标“a”，“b”和“c”用于指三相静止参考坐标系下的馈电线电压和电流值，下标“u”，“v”和“w”用于指三相静止参考坐标系下的控制器电压和电流值。此外，下标“f”用于指反馈电流或电压值，下标“ff”用于指前馈值，下标“ref”用于指参考值，上标“*”用于指指令值，下标“RMS”用于指RMS值，下标“L”用于指负载值，下标“DC”用于指直流值，下标“d”和“q”分别用于指在两相同步参考坐标系下的d轴和q轴的值，下标“α”和“β”用于指在两相静止参考坐标系下的α轴和β轴的值，下标“o”用于指偏移值。 [0049] 文中，首先提出了形成本发明构思基础的一些原理，第二，对用于理解发明构思的一些实际控制器结构进行了描述，最后对说明本发明效果的一些曲线进行了描述。 [0050] 现在参考图1，示出了简化的有源变换器结构8，其包括将三条馈电线12，14和16上的三相电压Va，Vb和Vc提供给包括六个功率开关器件(例如，半导体开关器件)18，20，22，24，26和28的变换器15的三相AC电源10，其中变换器15分别将该三相AC电压变换为通过正负DC总线36和38的DC电压VDC。每条线路12，14和16都具有电路电感L和线路电阻R。

[0051] 变换器开关18，20，22，24，26和28分别连接在正负DC总线36和38之间。DC总线电容器40也连接在DC总线36和38之间。如变换领域公知的，变换器开关18，20，22，24，26和28由控制器(图1中未示出)以一般的将线路12，14和16上的AC功率变换为通过总线36和38的DC的方式控制。当控制开关22-28产生DC电压VDC时，将分别在节点
30，32和34处产生三相电压Vu，Vv和Vw。线路12，14和16之间(即，通过电感值L和电阻值R) 的电压差使得电流Iu，Iv和Iw通过这些电路。电流Iu，Iv和Iw引起为电容器40充电的两相q轴电流Iq。虽然图1中没有示出，但是可以将负载(例如，逆变器和电动机/发电机)连接到总线36和38以接收来自总线的功率，其中负载吸收电流IL。

[0052] 图1中电压Va，Vb，Vc可以用下面的方程表示：

[0053] Va＝a·Sin(ωt) 方程式1 [0054] Vb＝b·Sin(ωt-120°) 方程式2 [0055] Vc＝c·Sin(ωt+120°) 方程式3 [0056] 其中a，b和c是相电压峰值。如果电压源10平衡，那么a＝b＝c＝e0，其中e0是平衡AC线电压源的相电压峰值。将上述方程式组合并且利用与图1标记一致的表达式，下面的表达式可以用公式表示为：

[0057] Vu-Va＝IuR·(1+Tp)或者 方程式4

[0058] Vv-Vb＝IvR·(1+Tp)或者 方程式5

[0059] Vw-Vc＝IuR·(1+Tp)或者 方程式6

[0060] 或者 方程式7

[0061] 其中p是微分算子(即，p＝d/dt)，T是与值L和R相关的时间常数(即，T＝L/R)，Iq是有源变换器电流的两相同步q轴分量输出，IL是负载电流。虽然图1的电路示出了三相系统，但是许多控制器都工作在同步两相dq参考坐标系下。为此，根据至少某些发明实施例，信号和值被转换为两相dq参考坐标系。为此，可以通过两步处理过程进行转换。首先，可以将三相静止值转换为αβ参考坐标系下的两相静止值，接着将两相静止值转换为dq参考坐标系下的两相同步值。

[0062] 方程式4，5和6可以利用下列方程式从三相静止参考坐标系转换为两相同步dq参考坐标系：

[0063] α＝a 方程式8 [0064] 方程式9

[0065] d＝αACos(ωt)-βASin(ωt) 方程式10 [0066] q＝αASin(ωt)+βACos(ωt) 方程式11 [0067] 将方程式1-6，8和9进行组合并且利用该结果得出下列两相αβ参考坐 标系下的方程式：

[0068] Vα＝IαRA(1+Tp)+e0ASin(ωt) 方程式12

[0069] Vβ＝IφRA(1+Tp)+e0ACos(ωt) 方程式13

[0070] 可以将方程式10-13组合得出下列方程式：

[0071] Vd＝IdR·(1+Tp)或者 方程式14

[0072] Vq＝IqR·(1+Tp)+e0或者 方程式15

[0073] 与上述方程式14和15一致，工作在dq参考坐标系下的控制器典型地包括d分量反馈电流环，q分量反馈电流环和在环内将相电压峰值e0相加的q电流环中的前馈环。如果电压源10平衡，那么三个电流Iu，Iv和Iw相等并且DC总线电压有很小的脉动。 [0074] 如果AC线电压源具有不平衡的电压，电流Iu，Iv和Iw将不相同，并且因此变换器不能全容量使用。如果线电压不平衡，那么峰值a，b，c和e0将不相等。为了确定怎样对不平衡的线电压进行补偿，不平衡的幅值必须确定。

[0075] 参考图2，所示的相图9具有包括有轴a，b和c的三相静止参考坐标系以及包括有轴α和β的两相静止参考坐标系。可以写出与图2所示的相量之间的关系一致的下列方程式：

[0076] 方程式16

[0077] 方程式17

[0078] 其中

[0079] 方程式18

[0080] 方程式19

[0081] 方程式20

[0082] 方程式21

[0083] 将方程式16，18和19组合我们可以得出下列方程式：

[0084] 方程式22

[0085] 其中： 并且是相电压平均峰值 方程式23* * *

[0086] 并且 其中a，b 和c 是相电压的单位峰值。重写并且利用方程式22得到：

[0087] 方程式24

[0088] 如果对于平衡系统a*＝b*＝c*＝1，那么Vα＝e0A Sin(ωt)。如果对于不平衡* * *系统a ≠b ≠c 那么方程式24可以表示为：

[0089] Vα＝AαASin(ωt+ α) 方程式25 [0090] 其中

[0091]

[0092] 方程式26并

[0093] 且：

[0094] 方程式27

[0095] 同样的方式，可以将方程式17，20和21组合得到下列表达式：

[0096] 方程式28

[0097] 利用方程式28得到：

[0098] 方程式

[0099] 29

[0100] 如果对于平衡系统a*＝b*＝c*＝1那么Vβ＝e0ACos(ωt)。如果对于不平衡系* * *统a ≠b ≠c 那么方程式29可以表示为：

[0101] Vβ＝AβASin(ωt+ β) 方程式30 [0102] 其中

[0103] 方程式31

[0104] 并且：

[0105] 方程式32

[0106] 对于包括平衡电源的系统来说与方程式12和13类似的相位方程式可以对于连接到不平衡电源的系统写出：

[0107] Vα＝IαR·(1+Tp)+Aα·Sin(ωt+ α) 方程式33

[0108] Vβ＝IβR·(1+Tp)+Aβ·Sin(ωt+ β) 方程式34

[0109] 可以利用公知的表达式将方程式33和34转换为两相同步dq参考坐标系： [0110] Vd＝VαCos(ωt)-VβSin(ωt) 方程式35

[0111] Vq＝VαSin(ωt)-VβCos(ωt) 方程式36

[0112] 将方程式33到36组合可以得到：

[0113] Vd＝IdR·(1+Tp)+Aα·Sin(ωt+ α)·Cos(ωt)-Aβ·Sin(ωt+ β)·Sin(ωt) [0114] 方程式37

[0115] Vq＝IqR·(1+Tp)+Aα·Sin(ωt+ α)·Sin(ωt)+Aβ·Sin(ωt+ β)·Cos(ωt) [0116] 方程式38

[0117] 几乎所有的情况下都可以假设馈电线相位之间的不平衡都会不超出25％，如下列表达式：* * *

[0118] 0.75＜a ＜1.25；0.75＜b ＜1.25和0.75＜c ＜1.25 方程式39

[0119] 这里，如果方程式39的假设成立，那么：

[0120] Aα·Cos( α)≈Aβ·Sin( β) 方程式40

[0121] Aα·Sin( α)≈Aβ·Cos( β) 方程式41

[0122] Aα·Cos( α)-Aβ·Sin( β)≈0 方程式42

[0123]

[0124] 方程式43

[0125] 方程式44

[0126] Aα·Sin( α)+Aβ·Cos( β)＝2Amin 方程式45

[0127] 将方程式37，38和40-45进行组合得到下列方程式：

[0128] 方程式46

[0129] 方程式47

[0130] 方程式46和47与相应于连接到不平衡AC线电压源的有源变换器的d-q模型或对象相应。方程式46和47表明d和q有源变换器电流包括二次谐波分量，因此利用作为简单前馈控制的相位峰值e0的控制方案不足以消除在不平衡电压有源变换期间出现的馈电线电压中的二次谐波。与方程式46和47一致，每个d轴和q轴环需要较复杂的前馈补偿方案。

[0131] 可以基于方程式26，27，31，32和44进行前馈信号值的计算。这些方程 式需要每个单相不平衡AC线电压源的相电压峰值(即，a，b和c)的信息。典型的控制结构包括测量与相电压峰值相对的RMS线—线电压的检测器。为简化现有的常规设备的补偿，AC相电压必须从RMS线—线电压取得(即峰值电压a，b和c必须表达为RMS线—线电压值Vab_RMS，Vbc_RMS，Vca_RMS的函数)。

[0132] 将方程式1-3组合，线—线电压Vab，Vbc，和Vca可以分别表示为： [0133] Vab＝Va-Vb

[0134] ＝a·Sin(ωt)-b·Sin(ωt-120°)

[0135] ＝a·Sin(ωt)-[b·Sin(ωt)·Cos(120°)-b·Cos(ωt)·Sin(120°)]

[0136]

[0137] 方程式48

[0138] Vbc＝Vb-Vc＝b·Sin(ωt-120°)-c·Sin(ωt+120°)

[0139]

[0140]

[0141] 方程式49

[0142] Vca＝Vc-Va＝c·Sin(ωt+120°)-a·Sin(ωt)

[0143] ＝c·Sin(ωt)·Cos(120°)+c·Cos(ωt)·Sin(120°)-a·Sin(ωt)

[0144]

[0145]

[0146] 方程式50

[0147] 如果AC线电压源是平衡的那么峰值将相等(即a＝b＝c)，并且

[0148] 和在不平衡系统中RMS线—线电压Vab_RMS，Vbc_RMS，Vca_RMS可以分别表示为： [0149] 方程式51

[0150] 方程式52

[0151] 方程式53

[0152] 方程式51-53也可以写为：

[0153] a2+a·b+b2＝2·V2ab_RMS 方程式54 [0154] b2+b·c+cu＝2·V2bc_RMS 方程式55

[0155] c2+c·a+a2＝2·V2ca_RMS 方程式56 [0156] 不管在平衡还是在不平衡电压源时，相峰值a，b和c与RMS线—线电压之间关系的通用等式都可以表示为：

[0157] 方程式57

[0158] 用方程式56减去方程式55并且考虑方程式57得到下列方程式：

[0159] 方程式58

[0160] 同样，用方程式54减去方程式56并且考虑方程式57得到下列方程式： [0161] 方程式59

[0162] 用方程式55减去方程式54并且考虑方程式57得到下列方程式：

[0163] 方程式60

[0164] 方程式54和58组合得到解。为此，从方程式58得到：

[0165] b＝a-X1

[0166] 方程式61

[0167] 组合方程式61和54并且进行重组：

[0168] 方程式62

[0169] 如果考虑 那么方程式62可以简化为：

[0170] 方程式63

[0171] 可以将方程式58和63进行组合以确定相峰值a：

[0172] 方程式64

[0173] 对于另外两相分别进行与上述相同的替换和运算，从而根据下列方程式确定峰值b和c：

[0174] 方程式65

[0175] 方程式66

[0176] 第一实施例

[0177] 现在参考图3，示出了连接到变换器15的示意性控制器50。控制器50接收DC总线电压参考值VDCref并且控制变换器15使得变换器15产生与参考电压VDCref相等的DC总线电压VDC(见图1)。这样，如图1和3所示，将三相馈电线电压Va，Vb和Vc提供给变换器15，并且以与指令电压值Vu*，Vv*和Vw*一致的方式控制控制器15从而使DC总线电压跟踪参考电压VDCref。

[0178] 除控制器50和变换器15之外，出于讨论目的还示出了同步两相dq参考坐标系对象模型52，用于当线路12，14和16上出现不平衡馈电线电压时模拟变换器的工作方式。对象模型52包括相角θ限定器60，两个静止三相到同步两相转换器56和58，三个加法器
62，64和66，以及三个标量模块68，70和71。

[0179] 如其标记所隐含的意思，相角限定器60连接到三相馈电线12，14和16并且确定提供到每个转换器56和58的供电电压相角θ。转换器56将来自变换器15的静止三相电压值Vu，Vv和Vw变换为dq参考坐标系下的两相同步电压Vq和Vd。同样，转换器58将馈电线电压值Va，Vb和Vc变换为包括二次谐波分量的d和q值。这里，如所示并且与上述的讨论一致，d和q二次谐波分量分别用值AminCos(2ωt)和AminSin(2ωt)来表示。除二次谐波分量AminSin(2ωt)之外，q轴的值包括DC偏移量e0。

[0180] 加法器62用q轴电压Vq减去值e0+AminSin(2ωt)，从而产生q轴电压差值ΔVq。同样，加法器64用d轴电压Vd减去d轴二次谐波值AminCos(2ωt)，从而产生d轴电压差值ΔVd。分别将上述差值ΔVq和ΔVd提供到模块68和70，其中每个分别乘以与上述方程式
46和47一致的标量，从而产生q和d轴电流Iq 和Id。将Q轴电流Iq提供到第三加法器
66，该加法器66减去负载电流IL并将其输出提供到模块71。模块71用从加法器66所接收的值除以电容器40(见图1)的值的导数，从而得到DC总线电压值VDC。

[0181] 仍然参考图3，每个d和q轴电流Id和Iq都作为反馈电流Idf和Iqf提供到控制器50。虽然在图3中该反馈过程是简化的形式，但是应该理解在实际操作中反馈过程可能较复杂并且需要测量馈电线电流并且需要变换到dq参考坐标系下。除d和q电流之外，总线电压值VDC也反馈到控制器50，控制器50包括借 助标量KV将总线值VDC提高到用于与参考值VDCref进行比较的值VDCf的增益模块96。

[0182] 仍然参考图3，控制器50包括五个加法器80，82，84，86和88，三个比例/积分(PI)调节器90，92和94，两相同步到三相静止转换器98，线—线RMS测量模块100，前馈电压计算器102，标量模块104和积分器106。

[0183] RMS测量模块100连接到馈电线12，14和16并且测量线—线RMS电压值Vab_RMS，Vbc_RMS和Vca_RMS。此外，RMS测量模块100以赫兹确定供电电压Va，Vb和Vc的频率并且将该值提供到标量模块104。RMS电压值提供到计算器102。计算器102利用该RMS电压值分别确定DC偏移量e0以及d轴和q轴二次谐波分量Amincos(2ωt)和Aminsin(2ωt)。将DC偏移值和q轴二次谐波分量之和提供到加法器84。同样，将d轴二次谐波分量提供到加法器88。标量模块104将频率乘以2π并提供其输出到积分器106。积分器106对从模块104接收的值进行积分并将相角θ值提供给转换器98。

[0184] 仍然参考图3，加法器80用DC参考电压值VDCref减去DC反馈电压值VDCf 并且将其输出提供到PI调节器90。调节器90提升从加法器80接收的值并且将其输出作为q轴* *指令电流Iq 提供到加法器82。加法器82用q轴指令电流Iq 减去q轴反馈电流Iqf并且将其输出提供到PI调节器92。调节器92提升从加法器82接收的值并且将其输出作为q轴电压差值ΔVq提供到加法器84。差值ΔVq 与对象52中加法器62的输出类似，因此如果将值e0+AminSin(2ωt)与值ΔVq相加，那么修改将补偿对象模块52中加法器64后来的结果。为此，加法器84将值ΔVq加到从计算器102接收的q轴值(即，e0+AminSin(2ωt))*
上并且将其输出作为q轴指令电压Vq 提供到转换器98。

[0185] 通过加法器86用d轴指令电流Id*减去d轴反馈电流Idf并将其输出提供给PI调节器94。调节器94提升从加法器86接收的值并将其输出作为d轴电压差值ΔVd提供到加法器88。差值ΔVd与对象52中加法器64的输出类似，因此如果将值Amincos(2ωt)与值ΔVd相加，那么修改将补偿对象模块52中加法器62后来的结果。为此，加法器88将d轴电压差值ΔVd加到从计算器102接收的d轴二次谐波分量Amincos(2ωt)上并且将输出*作为d轴指令电压Vd 提供到转换器98。

[0186] 转换器98将q轴和d轴的电压指令值Vq*和Vd*转换为提供到变换器54的三相静* * * * * *止指令电压值Vu，Vv 和Vw。虽然没有示出，但是变换器15利用值 Vu，Vv 和Vw 来控制开关(例如，见18，20，22，24，26和28)以产生通过总线36和38的DC总线电压VDC。 [0187] 参考图4，示出了示意Vff计算器102。示意计算器102包括两个标量模块120和
122，积分器124，余弦模块126，正弦模块128，第一和第二乘法器130和132，加法器134以及五个计算器模块136，138，140，142和144。供电电压频率通过将其输出提供给模块122的模块120增加了一倍。模块122将从模块120接收的值乘以2π并且将其输出作为二次谐波频率提供给积分器124。如其标记所隐含的意思，积分器124对其接收的值进行积分并且将与供电电压的二次谐波对应的相角值提供给每个余弦和正弦模块126和128。余弦模块126产生所接收的相角的余弦并且将该值提供到乘法器130。同样，正弦模块128产生所接收的相角的正弦并且将其输出提供到乘法器132。

[0188] 仍然参考图4，第一计算器模块136接收每个线—线RMS电压值并且解方程式66以确定提供给第五计算器模块144的相峰值c。同样，模块138和140接收线—线RMS电压值并且分别解方程式65和64，以分别确定提供给第五计算器模块144的相峰值b和a。 [0189] 计算器模块142接收线—线RMS电压值并且解方程式57以确定峰值a，b和c的组合值。之后，模块142用该组合值除以三从而以与上述方程式23一致的方式确定值e0。 [0190] 计算器模块144解方程式26，27，31，32和44以确定幅值Amin。将幅值Amin提供给每个乘法器130和132并且分别乘以由模块126和128所产生的余弦和正弦值。乘法器130的输出是d轴二次谐波分量Amincos(2ωt)。乘法器132的输出提供到加法器134并且加上值e0从而产生包括有q轴二次谐波分量的q轴分量e0+Aminsin(2ωt)。将值Amincos(2ωt)和e0+Aminsin(2ωt)提供到如上所述的加法器88和84以预补偿二次谐波，当馈电线电压不平衡时在有源变换器控制期间馈电线上将会出现该二次谐波。

[0191] 第二实施例

[0192] 虽然多数控制结构工作在同步两相dq参考坐标系下，但还是可能构成工作在三相静止参考坐标系下的控制器。这种情况下，可以利用方程式1到3和方程式64到66来确定三相前馈电压，从而基本消除线电压中的二次谐波分量并且降低DC总线脉动。 [0193] 现在参考图5，示出了与包括有三相对象模型152的图3所示类似的示意图，用以示出具有不平衡馈电线电压，三相控制器150和变换器169的有源变换的效果。变换器169* * *接收馈电线电压Va，Vb和Vc并且产生作为指令电压Vu，Vv 和Vw 函数的电压值Vu，Vv和Vw。 [0194] 对象模块152包括四个加法器157，159，161和166，相角限定器160，四个标量模块168，170，172和171以及三相静止到两相同步转换器156。加法器157用节点电压值Vu减去线电压值Va并且将其输出提供给模块168。同样，加法器159用节点电压值Vv减去线电压值Vb并且将其输出提供给模块170，而加法器161用节点电压值Vw减去线电压值Vc并且将其输出提供给模块172。加法器157，159和161的输出分别为三相不同的电压值ΔVa，ΔVb和ΔVc。再次参考图1，差值ΔVa，ΔVb和ΔVc表示线路12，14和16中通过电感和电阻值的电压。各模块168，170和172用与上述方程式4，5和6一致的标量乘以所接收的差值，从而产生对应于三相线电流Iu，Iv和Iw的值。电流值Iu，Iv和Iw提供到将那些三相静止值转换为两相同步值Iq和Id的转换器156。图5中，值Id没有示出对对象152不重要的值以及为实现本发明的目的采用了怎样的对象。Q轴电流值Iq提供给加法器166。加法器
166用q轴电流Iq减去负载电流IL并且将其输出提供给标量模块171。模块171用从加法器166接收的值除以电容器40(再次参见图1)的值的导数，从而得到DC总线电压值VDC。 [0195] 仍然参考图5，每个三相线电流值Iu，Iv和Iw都通过增益模块173得到提升，提升后的值作为三相反馈电流Ivf，Iuf和Iwf提供给控制器150。此外，总线电压值VDC也反馈到包括增益单元196的控制器150，控制器150包括通过标量KV 将总线值VDC提升到用于与参考值VDCref进行比较的值VDCf。

[0196] 控制器150包括八个加法器180，186，182，184，188，151，153和155，五个PI调节器190，191，185，187和189，两个信号转换器177和193，线—线RMS测量模块200，前馈电压计算器202，标量模块204和积分器206。

[0197] RMS测量模块200与图3的模块100类似并且提供作为输出的线—线RMS电压值以及赫兹的线频率值。计算器202利用该RMS电压值确定分别提供到加法器151，153和155的三相前馈电压值Vaff，Vbff和Vcff。标量模块204用2π乘以从模块200接收的频率并且提供其输出到积分器206。积分器206对从模块204接收的值进行积分并且提供相角值到转换器177。

[0198] 仍然参考图5，加法器180用DC参考电压值VDcref减去DC反馈电压值VDCf 并且提供其输出到调节器190。调节器190将从加法器180接收的值提升并且提供其输出作为q*轴指令电流Iq 到转换器177。

[0199] 将反馈电流值Ivf，Iuf和Iwf提供到产生d轴反馈电流值Idf的三—两相转换器193。加法器186用d轴参考电流Idref减去d轴反馈电流值Idf并且提供该差值到PI调节器191。
*
调节器191将从加法器186接收的值提升并且提供其输出作为d轴指令电流Id 到转换器
177。

[0200] 转换器177-将d轴和q轴指令电流Id*和Iq*转换为提供到加法器188，184和182的三相静止参考电流值Iuref，Ivref和Iwref。加法器188用参考电流Iuref减去反馈电流Iuf并*且提供其输出作为指令电流Iu 到控制器189。同样，加法器184用参考电流Ivref减去反馈*
电流Ivf并且提供其输出作为指令电流Iv 到控制器187，而加法器182用参考电流Iwref减*
去反馈电流Iwf并且提供其输出作为指令电流Iw 到控制器185。每个控制器185，187和
189都提升所接收的值并且提供电压差值作为输出。为此，控制器185提供差值ΔVw，控制器187分别提供差值ΔVv，控制器189提供差值Δvu到加法器155，153和151。加法器151*
将差值ΔVu和前馈电压值Vaff相加并且提供其输出作为指令电压值Vu 到变换器169。同*
样，加法器153将差值ΔVv和前馈电压值Vbff相加并且提供其输出作为指令电压值Vv 以及*
加法器155将差值ΔVw和前馈电压值Vcff相加并且提供其输出作为指令电压值Vw 到变换器169。

[0201] 现在参考图6，示出了示意性计算器202。示意性计算器202包括一个标量模块222，积分器224，三个符号模块226，227和228，三个乘法器230，231和232以及三个计算器模块236，238和240。模块222用馈电线频率乘以2π并且提供其输出到积分器224，如其标记所隐含的意思，积分器224对所接收的值进行积分并且提供相角值到每一个符号模块226，227和228。符号模块228产生接收相角的符号并且提供其输出到乘法器232。模块227产生接收相角减去120度的符号并且提供其输出到乘法器231。模块226产生接收相角加上120度的符号并且提供其输出到乘法器230。此点上，应该理解，模块228，227和
226的输出提供上述方程式1，2和3的一部分解。计算器模块240，238和236提供上述方程式1-3的另一部分解。为此，模块240，238和236分别解方程式64，65和66以确定电压峰值a，b和c。值a，b和c分别提供到乘法器232， 231和230并且在乘法器中它们与模块228，227和226的输出相乘以提供前馈电压值Vaff，Vbff和Vcff。值Vaff，Vbff和Vcff被提供到加法器151，153和155从而补偿线电压Va，Vb和Vc中的不平衡。

[0202] 现在参考图7，示出了采用常规dq电流环控制器所产生的u，v和w相RMS电流，其中AC线电压源在时刻1之前是平衡的而之后是不平衡的。所示实例中，u相有-10％的不平衡，v相有-8％的不平衡，w相有+4％的不平衡。很明显在时刻1，该不平衡导致产生了不平衡RMS电流。

[0203] 参考图8，示出了与图7类似的三相RMS电流，同样，电压源在时刻1之前是平衡的而之后是不平衡的，该不平衡与上述的程度相同。但是在图8中，以上述本发明一致的方式工作的控制器用于控制三相方式中的单相电流。很明显，图7所示的不平衡在图8中大大降低。

[0204] 参考图9，图9示出了具有常规dq电流环控制器的线电压不平衡时的三相稳态电流。如所示，由于具有常规dq电流环控制器的不平衡电源所导致的电流幅值和相位都发生改变。相反，在图10中可以看出，当采用与本发明的原理一致的方式工作的控制器时，所产生的稳态电流的幅值和相位都不会改变。

[0205] 参考图11，示出了DC总线电压波形，其中电压源在时刻1之前是平衡的而之后是不平衡的。可以看出，时刻1之后，出现了大量的二次谐波脉动。相反，参考图12，其采用与本发明一致的单相电流控制方案，当电压源在时刻1变为不平衡时，有短暂的脉动，但是该脉动很快就消失了。

[0206] 现在参考图13，示出了稳态相电压V和电流I的波形，该波形是由AC线电压源不平衡时采用常规dq电流环控制器所产生的。应该理解，当电压源不平衡时功率因素是不一样的。图14中，所示的电压和电流波形与图13的类似，其中AC线电压源在时刻1之前是平衡的而之后是不平衡的。用于产生图14的波形的系统采用与本发明一致的控制方案。可以看出，采用本发明的构思时，与图14的波形相关的功率因素在线电压源是平衡和不平衡时都是一样的。

[0207] 尽管本发明很容易就可以进行各种形式的修改和替换，单在附图中以举例说明的方式示出了特定实施例并且在文中进行了详细说明。但是，应该理解，本发明并不旨在局限于所公开的特定形式。因此，本发明涵盖了落在所附权利要求限定的本发明的精神和范围之内的所有修改，等效和替换。

[0208] 为了让公众了解本发明的范围，给出了下面的权利要求。