舞台灯光调节装置

摘要

本发明涉及舞台灯光调节装置，其特征是：包括信号输入及处理部分(1)、控制生成部分(2)和执行部分(3)；信号输入处理部分(1)包括信号输入单元和信号处理单元，控制生成部分(2)包括微电脑控制单元及反馈单元构成，执行部分(3)包括主IGBT单元、辅IGBT单元、滤波单元和受控功率单元；控制生成部分(2)的信号输入端连接信号输入处理部分(1)的输出端、控制输出端连接执行部分(3)的输入端、反馈输入端通过反馈单元连接执行部分(3)的反馈输出端、反馈输出端连接信号输入及处理部分(1)的反馈输入端。本发明的输出电流和电压都是正弦波。可以方便地驱动电动机类负载。适用于所有类型的负载调光以及所有类型的负载调压。

权利要求

1.舞台灯光调节装置，其特征是：

1）包括信号输入及处理部分（1）、控制信号生成部分（2）和执行部分（3）；信号输入及处理部分（1）包括信号输入单元和信号处理单元，控制信号生成部分（2）包括微电脑控制单元及反馈单元构成，执行部分（3）包括主绝缘栅双极型晶体管（IGBT）单元、辅绝缘栅双极型晶体管（IGBT）单元、滤波单元和受控功率单元；控制信号生成部分（2）的信号输入端连接信号输入及处理部分（1）的信号输出端，控制信号生成部分（2）的控制信号输出端连接执行部分（3）的输入端，控制信号生成部分（2）的反馈信号输入端通过反馈单元连接执行部分（3）的反馈信号输出端，控制信号生成部分（2）的反馈信号输出端连接信号输入及处理部分（1）的反馈信号输入端；

2）信号输入及处理部分（1）包括信号输入通路DMX（11）、键盘电路（12）、显示电路（13）、旋转编码器（14）、存储器（15）和信号处理器（16）；信号输入通路DMX（11）、键盘电路（12）、显示电路（13）、旋转编码器（14）的信号输出端分别连接信号处理器（16）的信号输入端之一、信号输入端之二、信号输入端之三、信号输入端之四，所述信号输入通路DMX（11）包括一路或二路以上。

2.根据权利要求1所述的舞台灯光调节装置，其特征是：所述信号输入通路DMX（11）有二条相同电气通路，各电气通路由输入信号端子（110）、电平转换电路（111）、光电隔离电路（112）、信号整形预处理电路（113）连接而成，由输入信号端子（110）外接输入信号，由整形预处理电路（113）的输出端连接信号处理器（16）的信号输入端。

3.根据权利要求1所述的舞台灯光调节装置，其特征是：信号处理器（16）由二十六位微电脑芯片或三十二位微电脑芯片及其外围元件构成。

4.根据权利要求1所述的舞台灯光调节装置，其特征是：控制信号生成部分（2）由内置控制软件的电脑控制单元和若干反馈电路构成，所述反馈电路包括短路状态反馈电路（22）、电流反馈电路（23）、过载状态反馈电路（24）、电压反馈电路（25）、超温反馈电路（26），短路状态反馈电路（22）、电流反馈电路（23）、电压反馈电路（25）、超温反馈电路（26）的信号输入端分别连接执行部分（3）的反馈信号输出端之一、反馈信号输出端之二、反馈信号输出端之三、反馈信号输出端之四。

5.根据权利要求4所述的舞台灯光调节装置，其特征是：电脑控制单元由十六位微电脑芯片或三十二位微电脑芯片（20）、存储器芯片（21）及其外围元件构成。

6.根据权利要求1所述的舞台灯光调节装置，其特征是：执行部分（3）由控制单元（30）、主IGBT单元（31）、辅IGBT单元（32）、有源无损缓冲软开关、输入端LC滤波电路（33）、输出端LC滤波电路（34）和受控工频功率模块（36）构成，主IGBT单元（31）由一个整流桥和一个IGBT元件构成或由两个IGBT元件构成；辅IGBT单元（32）由两个IGBT元件构成；

输入端LC滤波电路（33）的输入端连接工频功率输入信号（35）、输出端连接主IGBT单元（31）的输入端，主IGBT单元（31）的输出端连接辅IGBT单元（32）的输入端，辅IGBT单元（32）的输出端通过输出端LC滤波电路（34）连接受控工频功率模块（36）的输入端。

7.根据权利要求6所述的舞台灯光调节装置，其特征是：主IGBT、辅IGBT芯片为光电隔离式绝缘栅双极型晶体管。

8.根据权利要求4所述的舞台灯光调节装置，其特征是：电流反馈电路和电压反馈电路分别采用线性光耦；短路状态反馈电路（22）、电流反馈电路（23）、过载状态反馈电路（24）、电压反馈电路（25）、超温反馈电路（26）采用有源无损耗或低损耗缓冲软开关。

9.根据权利要求1所述的舞台灯光调节装置，其特征是：信号输入及处理部分（1）的信号处理器（16）通过串行接口与控制信号生成部分（2）的微电脑控制单元连接；控制信号生成部分（2）的微电脑控制单元通过六条排线与执行部分（3）的六个输入端LC滤波电路连接。

说明书

舞台灯光调节装置

技术领域

[0001] 本发明涉及舞台灯光调节装置，是一种舞台专用IGBT正弦波调光装置，其输入电流和电压及输出电流和电压都为正弦波。属于舞台灯光设备技术领域。

背景技术

[0002] 目前，舞台灯光行业广泛采用单向可控硅和双向可控硅作为调光器的功率元件，其优点是：承受的电压和电流容量较高，控制驱动电路简单，器件发热量小，散热及保护电路经济。

[0003] 其工作原理为：由控制台发出控制信号，由调光器转变为相位角脉冲经专用可控硅驱动器触发可控硅，可控硅由交流主回路电压过零而关断。在下一周期时重复相同的动作。相位角脉冲起始位置不同，交流主回路电压波形被斩后的面积不同，从而实现了输出到灯泡上的功率不同，达到调光的目的。阻性负载下(感性负载下可控硅调光器很难使用)，本来交流主回路电压和电流为正弦波，斩波后输出到灯泡上的电压和电流仅为正弦波的一部分。滤波电感的作用，使这一部分正弦波的前沿变为圆角，展开为富立叶级数，可以看出除了较大的基波外，还有3，5，7，9，11，13，15…等谐波。谐波所占比例随触发相位角的增大而增大。

[0004] 在富立叶级数中，频率与工频相同的分量称为基波，频率为基波整数倍(大于1)的分量称为谐波，谐波次数为谐波频率和基波频率的整数比。

[0005] 相位角脉冲位置相同时，谐波与基波的关系是不固定的，滤波电感越大，则谐波越小，基波越大。这是因为串联较大的电感抑制冲击电流从而抑制交流电流畸变的效果较好，从而使被斩后正弦波的前沿变的更为圆滑。由于被斩后正弦波的前沿的圆滑度即交流电流畸变率与阶跃响应相对应，因而对这一关系的描述在调光领域采用上升时间。这就是为什么上升时间越大越好(当然，串联电感的Q值较小时，上升时间越大，则意味着电感发热越大，输出电压的降落要大些)。

[0006] 由于谐波的存在，现有的可控硅调光器存在如下主要缺点：

[0007] (1)使电网中的元件产生附加的谐波损耗，降低发电、输电及用电设备的效率，大量的谐波流过中性线会使线路过热甚至发生火灾。影响各种电气设备的正常运行，使电机发生机械振动、噪声和过热，使变压器局部严重过热，使电容器、电缆等设备过热、使绝缘老化、寿命缩短以至损坏。

[0008] (2)引起电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，较大功率的可控硅调光器配以较小的变压器，经常造成电网中局部的并联谐振和串联谐振，使电压供电的电压波动高达几十伏，表现在灯具出光就是无规律的闪光。

[0009] (3)会导致继电保护和自动装置的误动作，并使电气测量仪表计量不准确。会对邻近的通讯系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通讯质量，重者导致信息丢失，使通讯系统无法正常工作。会使调光器发出噪声和产生电磁辐射，会使灯丝产生尖锐噪声，使演出场所的演职人员及现场观众不舒服。

[0010] 由于公用电网中的谐波电压和谐波电流对用电设备和电网本身都会造成很大的危害，世界许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定。其基本原则是限制谐波源注入电网的谐波电流，把电网谐波电压控制在允许的范围内，使接在电网中的电气设备免受谐波干扰而正常工作。中国的3C强制认证对谐波源提出了严格的限制。可控硅调光器的输出谐波大大地超出了3C强制认证对谐波源提出的限制值。对电网公害严重的可控硅调光器终将退出市场。

发明内容

[0011] 本发明的目的，是为了克服现有舞台调光装置的输出端产生谐波带来的不利影响，提供一种舞台灯光调节装置。

[0012] 本发明的目的可以通过采取如下措施达到：

[0013] 舞台灯光调节装置，其结构特点是：包括信号输入及处理部分、控制信号生成部分和执行部分；信号输入处理部分包括信号输入单元和信号处理单元，控制信号生成部分包括微电脑控制单元及反馈单元构成，执行部分包括主IGBT单元、辅IGBT单元、滤波单元和受控功率单元；控制信号生成部分的信号输入端连接信号输入处理部分的信号输出端、控制信号输出端连接执行部分的输入端、反馈信号输入端通过反馈单元连接执行部分的反馈信号输出端、反馈信号输出端连接信号输入及处理部分的反馈信号输入端。

[0014] 信号输入及处理部分接收DMX控制信号及人工控制信号，经处理后输出给控制信号生成部分；控制信号生成部分接受信号微处理单元发来的控制信息，并综合被控功率部分反馈回来的电压、电流及负载状况，产生控制IGBT的PWM信号，同时，完成把从大功率部分返回的电压、电流、温度、过载、短路等信息报告给信号微处理单元；执行部分产生正弦波电压和电流信号输出给被控功率部分，并将功率部分的动行情况反馈回控制信号生成部分。所述功率部分可以是舞台灯光或其他功率负载。

[0015] 本发明的目的进一步还可通过采取如下措施达到：

[0016] 信号输入处理部分包括DMX信号输入通路、键盘电路、显示电路、旋转编码器、存储器和信号处理器，DMX信号输入通路、键盘电路、显示电路、旋转编码器的信号输出端分别连接信号处理器的一个信号输入端，信号处理器的信号输出端连接控制生成部分的信号输入端，信号处理器设有一个反馈信号输入端连接控制生成部分的反馈信号输出端；所述DMX信号输入通路可包括一路或二路以上。

[0017] 所述DMX信号输入通路有二条相同电气通路，各电气通路由输入信号端子、电平转换电路、光电隔离电路、信号整形预处理电路连接而成，由输入信号端子外接输入信号，由整形预处理电路的输出端连接信号处理器的信号输入端。

[0018] 信号处理器由二十六位微电脑芯片或三十二位微电脑芯片及其外围元件构成。

[0019] 控制生成部分由内置控制软件的电脑控制单元和若干反馈电路构成，所述反馈电路包括短路状态反馈电路、电流反馈电路、过载状态反馈电路、电压反馈电路、超温反馈电路，所述反馈电路的信号输入端分别连接被控功率模块的反馈信号输出端、信号输出端分别连接输入处理部分的反馈信号输入端。

[0020] 电脑控制单元由十六位微电脑芯片或三十二位微电脑芯片、存储器芯片及其外围元件构成。

[0021] 执行部分由控制单元、主IGBT单元、辅IGBT单元、有源无损缓冲软开关、输入端LC滤波电路和输出端LC滤波电路，主IGBT单元由一个整流桥和一个IGBT元件构成或由两个IGBT元件构成；辅IGBT单元由两个IGBT元件构成；输入端LC滤波电路的输入端连接工频功率输入信号、输出端连接主IGBT单元的输入端，主IGBT单元的输出端连接辅IGBT单元的输入端，辅IGBT单元的输出端通过输出端LC滤波电路连接受控工频功率模块的输入端。

[0022] 主IGBT、辅IGBT芯片为光电隔离式绝缘栅双极型晶体管，其驱动电流为150A、耐压1200V，具有故障状态反馈和故障状态软关断功能；最大500uS的开关速度。

[0023] 为使反馈的电压和电流精度提高，电流反馈电路和电压反馈电路分别采用线性光耦。

[0024] 各反馈回路采用有源无损耗或低损耗缓冲软开关。

[0025] 信号输入处理部分的信号处理器通过串行接口与控制信号生成部分的微电脑控制单元连接。

[0026] 控制信号生成部分的微电脑控制单元通过六条排线与执行部分的六个输入端LC滤波电路连接。

[0027] 本发明具有如下突出的有益效果：

[0028] 1、本发明的最大特点是光电隔离式绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为控制驱动部件，整个控制过程由微电脑芯片控制完成，其输入、输出电压波形都为正弦波，使舞台灯光的工作电压波形为正弦波。由于本发明的输入电压及电流都是正弦波调幅，输出电流和电压都是正弦波，输出电压随控制信号从0到220V变化，输出电流与输出电压同相位其幅度随负载而变化，因此，从根本上消除了可控硅调光器的谐波问题，谐波所占比例降到1％以下。

[0029] 2、本发明由于采用高速CPU产生PWM调制波，工作频率高达50KHz(工作频率越高，输出电流和电压越逼近正弦波)，驱动先进的IGBT以产生0～220V的交流正弦波输出给负载，因此，可以以50KHz的频率工作，减小了滤波电感及电容的体积，并保证产生的噪声在人们的听觉范围之外。本发明将50KHz的载波频率分成256级，使输出电压的分辨率小于0.4％，即小于0.9V(公用电网的工频电压为220V)。本发明由于没有低次谐波，谐波总量是很小的(小于1％)。这有效地保证了输出波形的完美性。

[0030] 3、由于本发明采用绝缘栅双极型晶体管(IGBT)做大功率器件，因此本发明没有最低负载的限制，具有完善的输出保护设置，使滤波电感的重量大为降低。适合于任何工频电源，包括偏远山区的电网，海岛小电网，小水电，柴油发电，直流逆变电等可控硅调光器不能使用的较差质量的电源和小容量的电源。可设置最低输出电压用于日光灯，霓虹灯等负载的调光。可以方便地驱动电动机类负载。此外，还适用于所有类型的负载调光，以及适用于所有类型的负载调压。

附图说明

[0031] 图1是本发明的电路原理框图。

[0032] 图2是本发明信号输入及处理部分的电路原理框图。

[0033] 图3是本发明一个实施例的电路原理框图。

[0034] 图4是本发明一个实施例的外部信号输入的电路原理框图。

[0035] 图5是本发明一个实施例的人机对话信号输入的电路原理框图。

[0036] 图6是本发明一个实施例的执行部分的电路原理图。

[0037] 图7是传统的滤波电路原理图

[0038] 图8是本发明一个实施例的执行部分的滤波电路原理图。

[0039] 图9是本发明一个实施例的控制生成部分的电路原理框图。

[0040] 图10是本发明信号输入及处理部分的计算机程序流程图。

[0041] 图11是本发明的输入信号波形图。

[0042] 图12是本发明的输出信号波形图。

[0043] 图13是本发明实施例的执行部分的换流波形图。

具体实施方式

[0044] 参照图1，本实施例由信号输入及处理部分1、控制信号生成部分2和执行部分3构成。

[0045] 参照图2、图3，信号输入处理部分1包括DMX信号输入通路11、键盘电路12、显示电路13、旋转编码器14、存储器15和信号处理器16，DMX信号输入通路11、键盘电路12、显示电路13、旋转编码器14的信号输出端分别连接信号处理器16的一个信号输入端，信号处理器16的信号输出端连接控制生成部分2的信号输入端，信号处理器16设有一个反馈信号输入端连接控制生成部分2的反馈信号输出端。

[0046] 参照图4，DMX信号输入通路11有二条相同电气通路，各电气通路由输入信号端子110、电平转换电路111、光电隔离电路112、信号整形预处理电路113连接而成，由输入信号端子110外接输入信号，由整形预处理电路113的输出端连接信号处理器16的信号输入端。

[0047] 参照图5，由键盘电路12、显示电路13、旋转编码器14、发光器17和信号处理器16指示构成人机对话电路。

[0048] 信号处理器16内置了信号处理程序，该程序能完成开机参数自适应自学习、信号接收、系统参数设置及修正计算最优化参数等工作，其具体工作如图10所示。

[0049] 本实施例中：键盘电路12可以由常用按键及外围电子元件连接而成，显示电路13可以由液晶显示器构成，旋转编码器14为已知常用旋转编码器。输入信号端子110可为插脚式连接端子，电平转换电路111可由常用电压转换电路构成，光电隔离电路112可由常用光电隔离管及其外围元件构成，信号整形预处理电路113可由常用整形电路构成。信号处理器16可由十六位可三十二位电脑芯片及其外围元件构成。存储器15可由常用存储芯片构成。

[0050] 参照图3和图9，控制生成部分2包括内置控制软件的微电脑控制单元及反馈单元；控制生成部分2包括内置控制软件的微电脑控制单元及反馈单元；微电脑控制单元包括控制微处理器20和信号分配和驱动输出端27；所述反馈电路包括短路状态反馈电路22、电流反馈电路23、过载状态反馈电路24、电压反馈电路25、超温反馈电路26，所述反馈电路的信号输入端分别连接被控功率模块的反馈信号输出端、信号输出端分别连接输入处理部分1的反馈信号输入端。

[0051] 本实施例中：电脑控制单元可由十六位微电脑芯片或三十二位微电脑芯片20、存储器21及其外围元件构成，存储器21可由常用存储芯片构成。短路状态反馈电路22、过载状态反馈电路24、超温反馈电路26可以由分别常用信号反馈电路构成。电流反馈电路23、电压反馈电路25可由常用光耦反馈电路构成。

[0052] 电脑控制单元内置控制管理程序，其完成的工作如图9所示。

[0053] 参照图6和图9，执行部分3由控制单元30、主IGBT单元31、辅IGBT单元32、有源无损缓冲软开关、输入端LC滤波电路33和输出端LC滤波电路34，主IGBT单元31由一个整流桥和一个IGBT元件构成或由两个IGBT元件构成；辅IGBT单元32由两个IGBT元件构成；输入端LC滤波电路33的输入端连接工频功率输入信号35、输出端连接主IGBT单元31的输入端，主IGBT单元31的输出端连接辅IGBT单元32的输入端，辅IGBT单元32的输出端通过输出端LC滤波电路34连接受控工频功率模块36的输入端。

[0054] 所述控制单元30执行调光控制，具有驱动及保护主IGBT、辅IGBT的功能，具有功率参数的功能，并具有如下特性：驱动电流为150A、耐压1200V，具有故障状态反馈和故障状态软关断功能；最大500uS的开关速度。主IGBT单元、辅IGBT单元为光电隔离式绝缘栅双极型晶体管。

[0055] 控制单元30接受控制生成部分2发来的PWM控制信息，对主IGBT实施50KHz的PWM控制。为节约成本，提高可靠性，本实施例采用一个整流桥和一个主IGBT的策略，以取代二个主IGBT的方案。

[0056] 在整个系统中，最关键的器件为主IGBT，它的稳定运行至关重要，因而主IGBT单元的控制和保护必须非常可靠，由于控制单元30主要用来控制和保护主IGBT单元，因此，本实施例中控制单元30可采用最新的专用IC(该IC可在市场上购买)，使主IGBT控制和保护大为简化，可靠性大为提高。这个专用IC，具有如下特性：可驱动150A，1200V的IGBT；光电隔离，故障状态反馈；最大500uS的开关速度；故障状态软关断等。

[0057] 为使反馈的电压和电流精度提高，本实施例的电流反馈和电压反馈电路可采用线性光耦。

[0058] 为使“IGBT正弦波调光器”获得高的性能和高的效率，各条反馈回路采用最先进的有源无损缓冲软开关谐振线路换流，无损的意思是开关损耗很小，能量无损地回馈到电网中去，因而，IGBT开关的损耗由原来的开关损耗占主导变为现在的开关损耗占次要，可靠性大幅提高。线路由进线滤波电感，进线滤波电容，主IGBT，整流桥，两个辅助IGBT，输出滤波电感，输出滤波电容组成。线路充分利用了IGBT的附加电容，杂散电感，等传统换流方式难以处理的参数，使IGBT开关的导通和截止不会出现大的di/dt和dv/dt，从而有效的保证了IGBT的工作安全。为保证IGBT换流的可靠性和稳定性，对辅助IGBT的驱动采用全硬件结构，其中包括功率线路的状态检测，两个IGBT的PWM产生。

[0059] 为了解决空载和轻载时的扰动谐波振荡问题，本实施例采用可控滤波技术，。由主IGBT产生的PWM波形，频率高达50KHz，不能直接输出给负载。因而引入了LC滤波(因为LC滤波器的阻尼因数低，效率高)。在空载和轻载时，输出电压基波上叠加有扰动谐波振荡，其振荡频率与无阻尼自然振荡频率ωn接近，当输入电源电压Ui接通，突变等瞬变期间，瞬态电压谐振峰值将使滤波电容和变换器功率开关IGBT处于危险境地。为解决这一问题，另外增加一个RC支路，并和原LC一起构成可控谐振阻尼LC输出滤波器。

[0060] 参照图6，本发明采用有源无损缓冲软开关换流技术。进线滤波电感L1，进线滤波电容C1，主IGBT(VF1，共封装软恢复二极管VD1，VC1)，高速整流桥(共封装软恢复二极管D1，共封装软恢复二极管D2，共封装软恢复二极管D3，共封装软恢复二极管D4)，辅助IGBT(VF2，共封装软恢复二极管VD2，极间电容VC2)，辅助IGBT(VF3，共封装软恢复二极管VD3，极间电容VC3)，滤波电感L2，进线滤波电容C2，可控滤波电容C3，可控滤波电阻R1，负载L。

[0061] 图6的工作原理如下：

[0062] 为论述方便，假定D1，D2，D3，D4，VD1，VD2，VD3压降为零。VF1，VF2，VF3导通压降为零。由于主IGBT VF1开关频率高达50KHz，相对而言工频才50Hz，因而，在各个换流阶段，无论工频正弦波是正半波还是负半波，均视为直流来处理。

[0063] (1)正半波时，VF1开通后，D1、D4导通，在回路电感L2中储存有一定的能量，换流过程，电感L2中的电流和方向(正向)不变，为负载电流I0，由于L2较大，因而，在各个换流阶段，可以认为恒定不变；在回路电感L1中也储存有一定的能量，电感L1中的电流和方向(正向)不变，为负载电流I0。

[0064] (2)在VF1关断开始时，VC1，VC3电压为零，VC2为此刻的输入瞬时电压。电感L1中的电流和方向(正向)不变。

[0065] 在VF1关断过程中，L1中电流给C1充电以及经D1、D4给VC1充电同时续流构成L2中的I0的一部分；VC2放电，VD3续流，构成L2中的I0的另一部分。

[0066] (3)待VC2放电已经完毕，VC1充电到此刻的输入瞬时电压时，加在VF3上的电压为零。VF3开通，VD2续流，由L2的储能维持I0不变。这时加在VF3上的电压仅为其压降(不足1.5伏)。

[0067] (4)由VF1到VF3的换流完成。L1的储能继续VC1和C1充电，一直到电感L1中的电流下降到零，VC1和C1充电到最大值。接着，C1经L1放电，L1中的电流反向。设计电路参数L1，C1的谐振频率在14KHz，主IGBT的开关频率高达50KHz，为保护主IGBT和C1，我们只要求L1的正向电流有较大幅度的下降，VC1和C1充电到一个合理的值，即进入VF1的开通换流。

[0068] (5)开通VF1的过程中，首先VC1放电，迫使VF3的集电极和发射极之间因承受反压而自行关断，同时VD2也因承受反压而关断。由L1和C1各提供部分导通电流，其一使VC2充电，VD3续流，其二续流L2的I0。当VC1放电完毕，VC2充电至此刻的输入瞬时电压即C1电压时，VF1完成开通。

[0069] (6)由VF3到VF1的换流完成。L1电流继续增加，C1放电电流继续减少，一直到电感L1中的电流达到I0，C1放电降到工频电压。为下一次VF1的开通换流作准备。

[0070] (7)负半波时，情况与正半波时类似。VF1开通时，D2、D3导通，在回路电感L2中储存有一定的能量，换流过程，电感L2中的电流和方向(反向)不变，为负载电流I0，由于L2较大，因而，在各个换流阶段，可以认为恒定不变；在回路电感L1中也储存有一定的能量，电感L1中的电流和方向(反向)不变，为负载电流I0。

[0071] (8)在VF1关断开始时，VC1，VC2电压为零，VC3为此刻的输入瞬时电压。电感L1中的电流和方向(反向)不变。

[0072] 在VF1关断过程中，L1中电流给C1充电以及经D2、D3给VC1充电同时续流构成L2中的I0的一部分；VC3放电，VD2续流，构成L2中的I0的另一部分。

[0073] (9)待VC3放电已经完毕，VC1充电到此刻的输入瞬时电压时，加在VF2上的电压为零。VF2开通，VD3续流，由L2的储能维持I0不变。这时加在VF2上的电压仅为其压降(不足1.5伏)。

[0074] (10)由VF1到VF2的换流完成。L1的储能继续VC1和C1充电，一直到电感L1中的电流下降到零，VC1和C1充电到最大值。接着，C1经L1放电，L1中的电流反向。设计电路参数L1，C1的谐振频率在14KHz，主IGBT的开关频率高达50KHz，为保护主IGBT和C1，我们只要求L1的反向电流有较大幅度的下降，VC1和C1充电到一个合理的值，即进入VF1的开通换流。

[0075] (11)开通VF1的过程中，首先VC1放电，迫使VF2的集电极和发射极之间因承受反压而自行关断，同时VD3也因承受反压而关断。由L1和C1各提供部分导通电流，其一使VC3充电，VD2续流，其二续流L2的I0。当VC1放电完毕，VC2充电至此刻的输入瞬时电压即C1电压时，VF1完成开通。

[0076] (12)由VF2到VF1的换流完成。L1电流继续增加，C1放电电流继续减少，一直到电感L1中的电流达到I0，C1放电降到工频电压。为下一次VF1的开通换流作准备。

[0077] 有源无损缓冲软开关谐振线路换流技术，就是解决从VF1到VF3，从VF3到FV1，从VF1到VF2，从VF2到FV1的四种换流的过渡过程中的大的di/dt和dv/dt冲击问题。辅助IGBT VF2和VF3实现了零电压开通，零电流关断。主IGBT VF1也实现了较小电流的开通和零电压下的关断。

[0078] 参照图11，输入的电压电流波形为正弦波；参照图12，经过滤波环节处理的电压电流波形也为正弦波，图中还给出了对比的输入电压电流波形。从图12可以看出，输出电压电流波形在0～输入电压电流波形中间调幅变化。

[0079] 换流的控制信号如下：

[0080] 参照图13，状态A，B，C，D构成主IGBT VF1的一个完整PWM调制波周期。

[0081] 如图13所示，可以清楚地看到在工频正半波时，VF1，VF3之间的换流控制信号的四种状态。状态B，D是换流的过渡状态，时间很短，但却是有源无损缓冲软开关谐振换流的关键，正是有源无损缓冲软开关谐振换流，大大减少了IGBT的换流损耗。状态A为VFI的导通状态。状态C为VF3的导通状态。

[0082] 在工频负半波时，可以看到VF1，VF2之间的换流控制信号的四种状态。状态B，D是换流的过渡状态，时间很短，但确是有源无损缓冲软开关谐振换流的关键，正是有源无损缓冲软开关谐振换流，大大减少了IGBT的换流损耗。状态A为VF1的导通状态。状态C为VF2的导通状态。

[0083] 本发明采用可控谐振阻尼LC输出滤波器。

[0084] 本实施例的滤波部分采用可控谐振阻尼LC输出滤波技术，有效地防止了空载和轻载时的扰动谐波振荡问题，使本发明可以空载运行。传统的LC滤波器分析如下：

[0085] 参照图7，假定负载为RL，系统中的电感L2，电容C2，负载RL复阻抗分别为s L2，1/sC2，RL，图12线路输出电压对滤波器前端电压的传递函数为：

[0086]

[0087] 其有效阻尼比 、谐振峰值 当负载电阻RL→∞时，ξ→0、谐振峰值MP→∞。对于二阶系统，MP表征系统的相对稳定性，当1.0＜MP＜1.4、即0.4＜ξ＜0.7时，可获得满意的瞬态性能；当MP＞1.5时，阶跃响应将出现数次超调；
通常MP越大，瞬态超调量也越大。当MP很大时，如果系统受到谐振频率 (空载或轻载时与无阻尼自然谐振频率ωn很接近)处附近的干扰信号作用，LC输出滤波器不能对其进行有效抑制和滤除，输出端便有较大的扰动分量，可能造成严重后果。

[0088] 实际上，传递函数可以表示为：

[0089] 当负载电阻RL→∞时，化简为：

[0090] 显然，这就是无阻尼LC振荡器，

[0091] s2＝(j2πfr)2＝-1/(L2C2)，谐振频率为 谐振时，有很小干

[0092] 扰信号输入Ui(fr)，G(fr)→∞，谐振峰值Uo(fr)→∞。

[0093] 针对图12线路的缺陷，提出了图13线路，即可控谐振阻尼LC输出滤波器，假定负载为RL，系统中的电感L2，电容C2，谐振阻尼电阻R1，谐振阻尼电容C3，负载RL复阻抗分别为sL2，1/sC2，R1，1/sC3，RL，图13线路输出电压对滤波器前端电压的传递函数为：

[0094] 线路输出电压对滤波器前端电压的传递函数为：

[0095]

[0096]

[0097]

[0098] 写出s的分母多项式方程：

[0099]

[0100] 根据劳斯稳定判据，可以将多项式的系数排列成下列形式的行和列(劳斯阵列)：

[0101]

[0102]

[0103]

[0104]

[0105] 系统 稳 定的 条件 是 劳斯 阵 列第 一列 中 的各 项都 为 正号，因 而必须成立。这个不等式成立的前提是，当空载时，第一项为零，第二项不可能为零。这个条件恒成立。系统稳定的另一个条件是分母多项式s方程的全部系数都是正值。这个条件恒成立。因而，系统稳定的充要条件中的两个条件全部恒成立，系统的所有极点都位于左半s平面，系统稳定。从传递函数可见，系统多了一个左半平面的零点，根轨迹向左移，系统稳定性提高。

[0106] 可以证明，当C3＝C2且为原C2值的一半，L2不变， 即可以得到满意的效果。谐振频率为 若C2＝C3＝2.2μF，L2＝300μH，则R1＝
5.4Ω，谐振频率fn＝4380Hz，若谐振幅度电压有效值Un，R1损耗 假定Un
＝10V，可得R1损耗为1.13W；假定Un＝15V，可得R1损耗为2.5W，可见R1对谐振频率的损耗随谐振幅度的增加衰减是很大的。输出电压有效值U＝220V，输出频率fs＝50Hz，这时R1损耗 约为0.12W，R1对有用功率的损耗可以忽略不计。

[0107] 本实施例中，检测与辅助IGBT的驱动如下：

[0108] 本部分检测功率线路的电压、电流、温度、过载、短路等信息报告给控制微处理器。接受控制微处理器发来的主IGBT解封锁信号并执行相关动作。同时本部分还检测功率线路的工作状态，并以此产生辅助IGBT的控制驱动信号。

[0109] 检测功率线路的工作状态采用了一种巧妙的构思，构成功率线路随动检测系统，使检测系统既简单可靠，又能够真实而快速地反映功率线路的工作状态。以此构造出辅助IGBT的全硬件生成PWM，简单的线路驱动。有力地保证了IGBT换流的可靠性和稳定性。

[0110] 由于PWM执行部分的主要元件为大功率、高电压、高频率器件，并且主功率IGBT工作在50KHz的PWM调制频率，大功率线路中的与结构和布线相关的杂散参数(器件的极间电容，布线电感等)与辅助IGBT等构成的有源无损缓冲软开关换流最令人头疼(不采用这种技术，就得采用硬开关缓冲换流技术。那样的话，即使采用最先进的线路，功耗也会大幅增加，滤波电感和电容都得加大，最另人无法接受的是功率IGBT必须大幅加大容量，降低PWM调制频率。带来的后果是，产品重量增加，体积增大，成本增加，性能大幅下降，最终无法和国外产品竞争)，方达技术人员硬是咬紧牙关，在功率IGBT的反复爆炸声中把这一技术攻破并掌握。由开始时的LC输出滤波技术转向可控谐振阻尼LC输出滤波技术，中间经历的LC振荡烧毁IGBT也是令人望而却步。

[0111] 在IGBT正弦波调光器的开发过程中，这一部分投入的人力也很大。占总工作量的近四分之一以上(主要是调试大功率线路)。

[0112] 线路输出电压对滤波器前端电压的传递函数为：

[0113]

[0114]

[0115]

[0116] 写出s的分母多项式方程：

[0117]

[0118] 根据劳斯稳定判据，将多项式的系数排列成下列形式的行和列(劳斯阵列)：

[0119]

[0120]

[0121]

[0122]

[0123] 系统 稳 定的 条件 是 劳斯 阵 列第 一列 中 的各 项都 为 正号，因 而必须成立。这个不等式成立的前提是，当空载时，第一项为零，第二项不为零。这个条件恒成立。

[0124] 系统稳定的另一个条件是分母多项式s方程的全部系数都是正值。这个条件恒成立。

[0125] 因而，系统稳定的充要条件中的两个条件全部恒成立，系统的所有极点都位于左半s平面，系统稳定。

[0126] 从传递函数可见，系统多了一个左半平面的零点，根轨迹向左移，系统稳定性提高。

[0127] 可以证明，当C3＝C2且为原C2值的一半，L2不变， 即可以得到满意的效果。谐振频率为 若C2＝C3＝2.2μF，L2＝300μH，则R1
＝5.4Ω，谐振频率fn＝4380Hz，若谐振幅度电压有效值Un，R1损耗 假
定Un＝10V，可得R1损耗为1.13W；假定Un＝15V，可得R1损耗为2.5W，可见R1对谐振频率的损耗随谐振幅度的增加衰减是很大的。输出电压有效值U＝220V，输出频率fs＝50Hz，这时R1损耗 约为0.12W，R1对有用功率的损耗可以忽略不计。

[0128] 本部分检测功率线路的电压、电流、温度、过载、短路等信息报告给控制微处理器。接受控制微处理器发来的主IGBT解封锁信号并执行相关动作。同时本部分还检测功率线路的工作状态，并以此产生辅助IGBT的控制驱动信号。

[0129] 检测功率线路的工作状态采用了一种巧妙的构思，构成功率线路随动检测系统，使检测系统既简单可靠，又能够真实而快速地反映功率线路的工作状态。以此构造出辅助IGBT的全硬件生成PWM，简单的线路驱动。有力地保证了IGBT换流的可靠性和稳定性。