补偿通信系统中信道失真的方法及其迭代判决反馈均衡器

摘要

本发明公开了一种补偿通信系统中信道失真的方法及其迭代判决反馈均衡器。补偿方法主要包括定义前馈滤波器长度、给出前馈滤波器在离散傅立叶变换域的近似解等。迭代判决反馈均衡器主要组成及其信号流程：接收信号经脉冲成形滤波器和采样器后输出给前馈滤波器，前馈滤波器的输出信号与反馈滤波器的输出相迭加后，经解扰器、解扩器后，输入判决器，判决器的硬判决经扩频和加扰器后，得到对应每一根发射天线、每一个码道的反馈信号，所有发射天线的反馈信号都输入每一个反馈滤波器，迭代次数达到预置次数后，停止迭代，判决器输出对数似然比信息给信道译码器，信道译码器经译码得到信息比特。该设计方法及其均衡器不存在错误传播现象，且实现复杂度近似为信道记忆长度的线性函数，它可用于通信系统。

权利要求

1.一种通信系统信道失真补偿方法，是对迭代判决反馈均衡器的第l次迭代滤波器的设计方法，它包括以下步骤：

(1)定义前馈滤波器长度Le；

(2)给出无限长迭代判决反馈均衡器的设置，即无限长迭代判决反馈均衡器的第i根发射天线前馈滤波器频域表达式为$W_i^l\left[\omega \right]={\left({\left(R^{l-1}\right[\omega \left]\right)}^T\right)}^{-1}{\left(H_i^{*}\right[\omega \left]\right)}^T;$(3)给出无限长迭代判决反馈均衡器前馈滤波器在离散傅立叶变换域的近似解，即无限长前馈滤波器的近似解在离散傅立叶变换域的表达式为$W_{\mathrm{Sub}}^l\left[f\right]={\left({\left({\hat{Q}}^l\right[f\left]\right)}^{*}{\hat{Q}}^l\right[f]+{\sigma }_v^2{I}_{N_r})}^{-1}\left({\left({\hat{Q}}^l\right)}^{*}T\right[f\left]\right),$其中$T\left[f\right]={\left[\begin{array}{cc}T\left[2f\right]I_{M_t}& T[2f+1]I_{M_t}\end{array}\right]}^T$$T\left[f\right]=\underset{n=0}{\overset{{2L}_e-1}{\Sigma }}\delta [n-D]e^{-\frac{j2\mathrm{\pi nf}}{{2L}_e}},$δ[n]为冲击函数；

(4)对应步骤3设计的前馈滤波器，基于输出信干噪比最大的准则，给出最优反馈滤波器设置，即对应于第u个码道、第i根发射天线符号的最优反馈滤波器为

$b_{\mathrm{Sub},i,t,u}^l={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t$$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},n,i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(n-1)(2J+L)+1:n(2J+L),t}$$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}\underset{p=1}{\overset{2J+L}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},n,i}^l\right)}_p^{*}{h}_{n,\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1}[L-1-t+p]$t≠(i-1)(2D+1)+D+1

其中

${\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l=\left[\begin{array}{c}{\bar{W}}_{\mathrm{Sub},1,i}^l\\ .\\ .\\ .\\ {\bar{W}}_{\mathrm{Sub},N_r,i}^l\end{array}\right],$${\bar{W}}_{\mathrm{Sub},n_r,i}^l={\left[w_{\mathrm{Sub},n_r,i}^l\right[L_e-1],w_{\mathrm{Sub},n_r,i}^l[L_e-2],...,w_{\mathrm{Sub},n_r,i}^l[0\left]\right]}^{*},w_{\mathrm{Sub},n_r,i}^l\left[t\right]$是的离散傅立叶逆变换；

(5)根据迭代判决反馈均衡器的第l次迭代输出信干噪比，计算归一化相关系数，即第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比为

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l={\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(i-1)(2D+1)+D+1}\right|}^2/\left(\underset{t=1,t\ne (i-1)(2D+1)+D+1}{\overset{2D+1}{\Sigma }}\right(\frac{U}{N}-$$\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left({\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\right)}^2){\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t\right|}^2+{\sigma }_v^2{\left|\right|{\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\left|\right|}^2)$其次利用第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比计算归一化相关系数，对应任意调制方式的归一化相关系数可根据如下公式进行计算

${\rho }_{m_t,u}^l=E<d_{m_t,u}\left[n\right]{\left({\hat{d}}_{m_t,u}^l\right[n\left]\right)}^{*}>$$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{d_{m_t,u}\right[n]=c,{\hat{d}}_{m_t,u}^l[n]=e\}{\mathrm{ce}}^{*}$$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{{\hat{d}}_{m_t,u}^l\right[n]=e|d_{m_t,u}\left[n\right]=c\left\}P\right\{d_{m_t,u}\left[n\right]=c\}{\mathrm{ce}}^{*};$其中

(.)T，(.)*分别表示转置和共轭转置；

()指WSub，i；

(H)t表示矩阵H的第t列；

$R^{l-1}\left[\omega \right]=\underset{m_t=1}{\overset{M_t}{\Sigma }}(\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{m_t,u}^{l-1}\right|}^2)H_{m_t}\left[\omega \right]H_{m_t}^{*}\left[\omega \right]+{\sigma }_v^2{I}_{N_r};$H为信道状态信息，$H=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{1,2}}& ...& H_{1,M_t}\\ H_{\mathrm{2,1}}& H_{\mathrm{2,2}}& ...& H_{2,M_t}\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ H_{N_r,1}& H_{N_r,2}& ...& H_{N_r,M_t}\end{array}\right];$$H_{n_r,m_t}=\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]& & \\ & h_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]& \\ & & & & \\ & & h_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]\end{array}\right]$${\hat{Q}}^l\left[f\right]={\left[\begin{array}{cc}{\hat{H}}^l\left[2f\right]& \alpha {\hat{H}}^l[2f+1]\end{array}\right]}^T;$σv2为方差；

是Nr维的单位矩阵；

floor(x)表示取其整数部分；

Nr为接收天线个数；

(H)(n-1)(2J+L)+1:n(2J+L)，t表示矩阵H的第t列、从第(n-1)(2J+L)+1行到n(2J+L)行的元素组成的列；

L为信道记忆长度；

J表示观察窗长度；

D＝L+J-1为判决延时；

N为扩频因子；

为第mt根发射天线与第nr根接收天线的信道冲激响应；

U为激活的码道数；

为第mt根发射天线、第u个码道cu[n]承载的符号；

mt为第mt根发射天线；

u为码道个数；

II表示调制符号集，c和e表示星座图上的点；

为第mt根发射天线、第u个码道、第(l-1)级、第k个时刻的硬判决；

Mt为发射天线根数；

$H_{m_t}\left[\omega \right]={\left[H_{{1,m}_t}\right[\omega ],...,H_{N_r,m_t}[\omega \left]\right]}^T;$$H_{n_r,m_t}\left[\omega \right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{n_r,m_t}\left[l\right]e^{-\mathrm{j\omega l}};$${\hat{H}}^l\left[f\right]=H\left[f\right]{\Sigma }^{l-1};$(H[f])n，m＝Hn，m[f]；

${\Sigma }^{l-1}=\mathrm{diag}\left(\right[\sqrt{\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{1,u}^{l-1}\right|}^2},...,\sqrt{\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{M_t,u}^{l-1}\right|}^2}\left]\right);$为的2Le长度离散傅立叶变换；

α＝U[1]/U[0]；

$U\left[f\right]=\underset{n=0}{\overset{2L_e-1}{\Sigma }}u\left[t\right]e^{\frac{-j2\mathrm{\pi nf}}{{2L}_e}};$$u\left[t\right]=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\le t<L_e\\ 0,& L_e\le t<2L_e\end{array}\right..$

2.实现权利要求1通信系统信道失真补偿方法的迭代判决反馈均衡器，它包括：脉冲成形滤波器和采样器[1]，还包括前馈滤波器[2]、解扰器[3]、解扩器[4]、判决器[5]、扩频和加扰器[6]、反馈滤波器[7]、信道译码器[8]，其特征在于信号流程：接收信号经脉冲成形滤波器和采样器[1]后，输出给前馈滤波器2-i，前馈滤波器2-i的输出信号与反馈滤波器7-i的输出相迭加，去除干扰成份，去除干扰成份的信号经解扰器3-i、解扩器4-i-u后，输入判决器5-i-u，判决器5-i-u的硬判决经扩频和加扰器6-i-u后，得到对应第i根发射天线、第u个码道的反馈信号，所有发射天线的反馈信号都输入每-个反馈滤波器[7]，迭代次数达到预置次数后，停止迭代，判决器[5]输出对数似然比信息给信道译码器[8]，信道译码器[8]经译码得到信息比特。

3.根据权利要求所述的实现权利要求1通信系统中信道失真补偿方法的迭代判决反馈均衡器，其特征在于反馈滤波器7-i的信号流程如下：第mt根发射天线的反馈信号输入反馈滤波器7-i-mt1或反馈滤波器7-i-mt2，且根据调制方式选择反馈滤波器7-i-mt1或反馈滤波器7-i-mt2，所有反馈滤波器的输出相迭加，得到反馈滤波器7-i的输出，该输出与前馈滤波器2-i的输出相迭加。

说明书

一技术领域

本发明涉及一种补偿通信系统中的信道失真和消除共信道干扰的方法和设备，特别是一种低复杂度的补偿通信系统信道失真的方法和迭代判决反馈均衡器。

二背景技术

在通信系统中，信道的失真将导致符号间干扰，接收机必须采取一定的技术克服多径衰落。在第二代无线通信系统GSM中，采用维特比均衡器克服多径衰落，该技术的主要缺点是实现复杂度为信道记忆长度的指数函数，因此不适合宽带通信系统。在第三代无线通信系统WCDMA中，用时域线性均衡器[见GLOBECOM 1999年，Vol.1a，第467-471页，K.Hooli，M.Latva-aho，M.Juntti的“Multiple access interference suppressionwith linear chip equalizers in WCDMA downlink receivers”]补偿信道失真，从而恢复码道间的正交性，该技术的主要缺点是其实现复杂度为信道记忆长度的三次函数，且其性能受残余符号间干扰的影响。现有技术的缺陷和不足：常用的补偿信道失真的技术有维特比均衡器、时域线性均衡器，判决反馈均衡器。维特比均衡器、时域线性均衡器、判决反馈均衡器的主要缺陷为实现复杂度高，不适合未来的宽带通信，且判决反馈均衡存在错误传播现象。A.Burg[见VTC秋季，2003年10月，第468-472页，A.Burg，M.Rupp，S.Haene，D.Perels，N.Felber，W.Fichtner的“Low complexityfrequency-domain equalization of MIMO channels with applicatiohs to MIMO-CDMAsystems”]，[见Signals，Systems & Computers，The Thrity-Seventh AsilomarConference on，2003年11月，Vol.2，第1266-1272页，A.Burg，M.Rupp，；N.Felber，W.Fichtner的“Practical low complexity linear equalization for MIMO-CDMA systems”]提出的均衡器存在性能平台，在实际系统中无法应用。

三发明内容

本发明所要解决的技术问题是通信系统中信道失真和共信道干扰。它克服了现有技术的主要缺陷：复杂度至少为信道记忆长度的三次函数；存在错误传播现象；或存在性能平台。

本发明的技术方案：一种通信系统信道失真补偿方法，是对迭代判决反馈均衡器的第l次迭代滤波器的设计方法，它包括以下步骤：

(1)定义前馈滤波器长度Le；

(2)给出无限长迭代判决反馈均衡器的设置，即无限长迭代判决反馈均衡器的第i根发射天线前馈滤波器频域表达式为

(3)给出无限长迭代判决反馈均衡器前馈滤波器在离散傅立叶变换域的近似解，即无限长前馈滤波器的近似解在离散傅立叶变换域的表达式为其中δ[n]为冲击函数；

(4)对应步骤3设计的前馈滤波器，基于输出信干噪比最大的准则，给出最优反馈滤波器设置，即对应于第u个码道、第i根发射天线符号的最优反馈滤波器为

$b_{\mathrm{Sub},i,t,u}^l={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t$

$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i,n}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(n-1)(2J+L)+1:n(2J+L),t}$

$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}\underset{p=1}{\overset{2J+L}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i,n}^l\right)}_p^{*}{h}_{n,\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1}[L-1-t+p]$

t≠(i-1)(2D+1)+D+1

其中

${\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l=\left[\begin{array}{c}{\bar{w}}_{\mathrm{Sub},1,i}^l\\ .\\ .\\ .\\ {\bar{w}}_{\mathrm{Sub}{,N}_r,i}^l\end{array}\right],$

是的离散傅立叶逆变换；

(5)根据迭代判决反馈均衡器的第l次迭代输出信干噪比，计算归一化相关系数，即第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比为

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l={\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(i-1)(2D+1)+D+1}\right|}^2/(\underset{t=1,t\ne (i-1)(2D+1)+D+1}{\overset{2D+1}{\Sigma }}(\frac{U}{N}-$

$\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left({\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\right)}^2){\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t\right|}^2+{\sigma }_v^2{\left|\right|{\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\left|\right|}^2)$

其次利用第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比计算归一化相关系数，对应任意调制方式的归一化相关系数可根据如下公式进行计算

${\rho }_{m_t,u}^l=E<d_{m_t,u}\left[n\right]{\left({\hat{d}}_{m_t,u}^l\right[n\left]\right)}^{*}>$

$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{d_{m_t,u}\right[n]=c,{\hat{d}}_{m_t,u}^l[n]=e\}{\mathrm{ce}}^{*}$

$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{{\hat{d}}_{m_t,u}^l\right[n]=e|d_{m_t,u}\left[n\right]=c\left\}P\right\{d_{m_t,u}\left[n\right]=c\}{\mathrm{ce}}^{*};$

其中

(.)T，(.)*分别表示转置和共轭转置；

()指WSub，i；

(H)t表示矩阵H的第t列；

$R^{l-1}\left[\omega \right]=\underset{m_t=1}{\overset{M_t}{\Sigma }}(\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{m_t,u}^{l-1}\right|}^2)H_{m_t}\left[\omega \right]H_{m_t}^{*}\left[\omega \right]+{\sigma }_v^2{I}_{N_r};$

H为信道状态信息，

$H_{n_r,m_t}=\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]& & \\ & h_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]& \\ & & h_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]\end{array}\right]$

${\hat{Q}}^l\left[f\right]={\left[\begin{array}{cc}{\hat{H}}^l\left[2f\right]& \alpha {\hat{H}}^l[2f+1]\end{array}\right]}^T;$

σv2为方差；

是Nr维的单位矩阵；

floor(x)表示取其整数部分；

Nr为接收天线个数；

(H)(n-1)(2J+L)+1：n(2J+L)，t表示矩阵H的第t列、从第(n-1)(2J+L)+1行到n(2J+L)行的元素组成的列；

L为信道记忆长度；

J表示观察窗长度；

D＝L+J-1为判决延时；

N为扩频因子；

为第mt根发射天线与第nr根接收天线的信道冲激响应；

U为激活的码道数；

为第mt根发射天线、第u个码道cu[n]承载的符号；

mt为第mt根发射天线；

u为码道个数；

II表示调制符号集，c和e表示星座图上的点；

为第mt根发射天线、第u个码道、第(l-1)级、第k个时刻的硬判决；

Mt为发射天线根数；

$H_{m_t}\left[\omega \right]={\left[H_{1,m_t}\right[\omega ],...,H_{N_r,m_t}[\omega \left]\right]}^T;$

$H_{n_r,m_t}\left[\omega \right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{n_r,m_t}\left[l\right]e^{-\mathrm{j\omega l}};$

${\hat{H}}^l\left[f\right]=H\left[f\right]{\Sigma }^{l-1};$

(H[f])n，m＝Hn，m[f]；

${\Sigma }^{l-1}=\mathrm{diag}\left(\right[\sqrt{\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{1,u}^{l-1}\right|}^2},...,\sqrt{\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{M_t,u}^{l-1}\right|}^2}\left]\right);$

为的2Le长度离散傅立叶变换；

α＝U[1]/U[0]；

$U\left[f\right]=\underset{n=0}{\overset{2L_e-1}{\Sigma }}u\left[t\right]e^{\frac{-j2\mathrm{\pi nf}}{2L_e}};$

$u\left[t\right]=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\le t<L_e\\ 0,& L_e\le t<2L_e\end{array}\right..$

本发明的通信系统信道补偿方法的迭代判决反馈均衡器，它包括：脉冲成形滤波器和采样器1，前馈滤波器2、解扰器3、解扩器4、判决器5、扩频和加扰器6、反馈滤波器7、信道译码器8，其信号流程：接收信号经脉冲成形滤波器和采样器1后，输出给前馈滤波器2-i，前馈滤波器2-i的输出信号与反馈滤波器7-i的输出相迭加，去除干扰成份，去除干扰成份的信号经解扰器3-i、解扩器4-i-u后，输入判决器5-i-u，判决器5-i-u的硬判决经扩频和加扰器6-i-u后，得到对应第i根发射天线、第u个码道的反馈信号，所有发射天线的反馈信号都输入每一个反馈滤波器7，迭代次数达到预置次数后，停止迭代，判决器5输出对数似然比信息给信道译码器8，信道译码器8经译码得到信息比特。

本发明的有益效果：不存在错误传播现象；由于利用快速离散傅立叶变换算法更新滤波器设置，其实现复杂度近似为信道记忆长度的线性函数。表1给出了均衡器的实现复杂度比较。其中L为信道记忆长度，J表示观察窗长度，D＝L+J-1为判决延时，Mt和Nr分别为发射天线个数和接收天线个数。从表1可以看出，时域线性均衡器的实现复杂度是信道记忆长度的三次函数，当信道记忆长度比较大时，时域线性均衡器是不可实现的，而本发明提出的迭代判决反馈均衡器的实现复杂度近似为信道记忆长度的线性函数。而现有的时域判决反馈均衡器的实现复杂度比时域线性均衡器还要高，且在低信噪比范围存在错误传播现象。

表1均衡器实现复杂度

  复数乘法次数   时域线性均衡器   Nr2(2J+L)2Mt(2D+1)+Nr3(2J+L)3/3   迭代判决反馈  均衡器   MtNr(2J+L)(log2(4J+2L)-1)  +Nr2Mt(2J+L)(Ls+1)+Nr3(Ls+1)(2J+L)/3  +2Mt2Nr(2J+L)(Ls+1)  +(2Ls+1)NrMt(2J+2L)/2(log2(2J+2L)-1)

本发明应用范围为克服通信系统中的多径衰落和消除共信道干扰。

本发明提出的迭代判决反馈均衡器的实现复杂度近似为信道记忆长度的线性函数，且不存在错误传播现象和平台效应，能使系统频谱利用率显著提高。

四附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1是本发明的迭代判决反馈均衡器的框图。

图2是反馈滤波器的框图。

图3是80MHz传输带宽、载频2.5GHz、最大时延扩展2.4us信道时延功率分布即三角分布。

图4表示在单发单收10MHz传输带宽的CDMA系统中，线性均衡器和迭代判决反馈均衡器的性能比较。实线表示迭代判决反馈均衡器性能曲线，点线表示线性均衡器性能曲线。

图5表示在单发单收10MHz传输带宽的CDMA系统中迭代判决反馈均衡器的性能。实线表示迭代判决反馈均衡器前馈滤波器长度为66时的性能曲线，点线表示迭代判决反馈均衡器前馈滤波器长度为82时的性能曲线，点划线表示迭代判决反馈均衡器前馈滤波器长度可变时的性能曲线。

图6表示在(2Tx，2Rx)10MHz传输带宽的CDMA系统中，线性均衡器和迭代判决反馈均衡器的性能比较，实线表示迭代判决反馈均衡器的性能曲线，点线表示时域线性均衡器性能曲线。

图7表示单发单收80MHz传输带宽的CDMA系统中迭代判决反馈均衡器的性能，前馈滤波器长度为576。

图8表示(2Tx，2Rx)80MHz传输带宽的CDMA系统中迭代判决反馈均衡器的性能。前馈滤波器长度为576。

五具体实施方式

一种补偿通信系统信道失真方法，是对迭代判决反馈均衡器的第l次迭代滤波器的设计方法，它包括以下步骤：

(1)定义前馈滤波器长度Le；

(2)给出无限长迭代判决反馈均衡器的设置；

(3)给出无限长迭代判决反馈均衡器前馈滤波器在离散傅立叶变换域的近似解；

(4)对应步骤3设计的前馈滤波器，基于输出信干噪比最大的准则，给出最优反馈滤波器设置；

(5)根据迭代判决反馈均衡器的第l次迭代输出信干噪比，计算归一化相关系数；补偿通信系统信道失真方法是：

无限长迭代判决反馈均衡器的第i根发射天线前馈滤波器频域表达式为

$W_i^l\left[\omega \right]={\left({\left(R^{l-1}\right[\omega \left]\right)}^T\right)}^{-1}{\left(H_i^{*}\right[\omega \left]\right)}^T---\left(1\right)$

其中(.)T，(.)*分别表示转置和共轭转置。无限长前馈滤波器的近似解在离散傅立叶变换域的表达式为

$W_{\mathrm{Sub}}^l\left[f\right]={\left({\left({\hat{Q}}^l\right[f\left]\right)}^{*}{\hat{Q}}^l\right[f]+{\sigma }_v^2{I}_{N_r})}^{-1}\left({\left({\hat{Q}}^l\right[f\left]\right)}^{*}T\right[f\left]\right)---\left(2\right)$

对应于第u个码道、第i根发射天线符号的最优反馈滤波器为

$b_{\mathrm{Sub},i,t,u}^l={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t---\left(3\right)$

$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i,n}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(n-1)(2J+L)+1:n(2J+L),t}$

$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}\underset{p=1}{\overset{2J+L}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i,n}^l\right)}_p^{*}{h}_{n,\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1}[L-1-t+p]$

t≠(i-1)(2D+1)+D+1

第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比为

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l={\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(i-1)(2D+1)+D+1}\right|}^2/(\underset{t=1,t\ne (i-1)(2D+1)+D+1}{\overset{2D+1}{\Sigma }}(\frac{U}{N}----\left(4\right)$

$\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left({\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\right)}^2){\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t\right|}^2+{\sigma }_v^2{\left|\right|{\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\left|\right|}^2)$

其次利用第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比计算归一化相关系数，对应任意调制方式的归一化相关系数可根据如下公式进行计算

${\rho }_{i,u}^l=E<d_{i,u}\left[n\right]{\left({\hat{d}}_{i,u}^l\right[n\left]\right)}^{*}>---\left(5\right)$

$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{d_{i,u}\right[n]=c,{\hat{d}}_{i,u}^l[n]=e\}{\mathrm{ce}}^{*}$

$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{{\hat{d}}_{i,u}^l\right[n]=e|d_{i,u}\left[n\right]=c\left\}P\right\{d_{i,u}\left[n\right]=c\}{\mathrm{ce}}^{*}$

考虑多发多收的码分多址通信系统，接收机如图1所示，经脉冲成形和切片级采样1后，第nr根接收天线的接收信号为

$r_{n_r}\left[n\right]=\underset{m_t=1}{\overset{M_t}{\Sigma }}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{m_t,n_r}\left[l\right]s_{m_t}[n-l]+v_{n_r}\left[n\right]---\left(6\right)$

其中发射信号定义为

$s_{m_t}\left[n\right]=q\left[n\right]\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}\underset{k=0}{\overset{+\infty }{\Sigma }}{A}_{m_t,u}{d}_{m_t,u}\left[k\right]c_u[n-\mathrm{Nk}]---\left(7\right)$

U为激活的码道数，第mt根发射天线、第u个码道cu[n]承载的符号，它具有归一化能量，N为扩频因子，表示功率控制因子，q[n]为扰码序列。为第mt根发射天线与第nr根接收天线的信道冲激响应，为复加性白高斯噪声，方差为σv2，L为信道记忆长度。接收信号的矩阵表示为

r[n]＝Hs[n]+v[n]    (8)

其中

$H=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{1,1}}& H_{\mathrm{1,2}}& ...& H_{1,M_t}\\ H_{\mathrm{2,1}}& H_{\mathrm{2,2}}& ...& H_{2,M_t}\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ H_{N_r,1}& H_{N_r,2}& ...& H_{N_r,M_t}\end{array}\right]---\left(9\right)$

$s\left[n\right]={\left[s_1\right[n],...,s_{M_t}[n\left]\right]}^T---\left(10\right)$

$v\left[n\right]={\left[v_1\right[n],...,v_{N_r}[n\left]\right]}^T---\left(11\right)$

$r\left[n\right]={\left[r_1\right[n],...,r_{N_r}[n\left]\right]}^T---\left(12\right)$

$r_{n_r}\left[n\right]={\left[r_{n_r}\right[n-J],...,r_{n_r}[n+L-1+J\left]\right]}^T---\left(13\right)$

$s_{m_t}\left[n\right]={\left[s_{m_t}\right[n-D],...,s_{m_t}[n+D\left]\right]}^T---\left(14\right)$

$H_{n_r,m_t}=\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]& & \\ & h_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]& \\ & & h_{n_r,m_t}[L-1]& ...& h_{n_r,m_t}\left[0\right]\end{array}\right]---\left(15\right)$

$v_{n_r}\left[n\right]={\left[v_{n_T}\right[n-J],...,v_{n_r}[n+L-1+J\left]\right]}^T---\left(16\right)$

J表示观察窗长度，D＝L+J-1为判决延时。传统的时域均衡器的主要缺陷是实现复杂度非常高和存在错误传播现象，最近A.Burg提出了一种低复杂度的线性均衡器，但其性能存在平台效应，不适合应用于实际通信系统。为了克服平台效应和避免错误传播现象。根据信道状态信息H，第l次迭代滤波器设计如下：

(1)定义前馈滤波器长度Le，一般Le为信道记忆长度的3至5倍。

(2)给出无限长迭代判决反馈均衡器的设置，第i根发射天线前馈滤波器频域表达式为

$W_i^l\left[\omega \right]={\left({\left(R^{l-1}\right[\omega \left]\right)}^T\right)}^{-1}{\left(H_i^{*}\right[\omega \left]\right)}^T---\left(17\right)$

其中

$R^{l-1}\left[\omega \right]=\underset{m_t=1}{\overset{M_t}{\Sigma }}(\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{m_t,u}^{l-1}\right|}^2)H_{m_t}\left[\omega \right]H_{m_t}^{*}\left[\omega \right]+{\sigma }_v^2{I}_{N_r}---\left(18\right)$

$H_{m_t}\left[\omega \right]={\left[H_{1,m_t}\right[\omega ],...,H_{N_r,m_t}[\omega \left]\right]}^T---\left(19\right)$

$H_{n_r,m_t}\left[\omega \right]=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{n_r,m_t}\left[l\right]e^{-\mathrm{j\omega l}}---\left(20\right)$

为第(l-1)次、第mt根发射天线、第u个码道的重新映射符号与真实符号的归一化相关系数，是Nr维的单位矩阵。

(3)无限长前馈滤波器的近似解在离散傅立叶变换域的表达式为

$W_{\mathrm{Sub}}^l\left[f\right]={\left({\left({\hat{Q}}^l\right[f\left]\right)}^{*}{\hat{Q}}^l\right[f]+{\sigma }_v^2{I}_{N_r})}^{-1}\left({\left({\hat{Q}}^l\right[f\left]\right)}^{*}T\right[f\left]\right)---\left(21\right)$

其中

${\hat{Q}}^l\left[f\right]={\left[\begin{array}{cc}{\hat{H}}^l\left[2f\right]& \alpha {\hat{H}}^l[2f+1]\end{array}\right]}^T---\left(22\right)$

$T\left[f\right]={\left[\begin{array}{cc}T\left[2f\right]I_{M_t}& T[2f+1]I_{M_t}\end{array}\right]}^T---\left(23\right)$

$T\left[f\right]=\underset{n=0}{\overset{2L_e-1}{\Sigma }}\delta [n-D]e^{\frac{-j2\mathrm{\pi nf}}{2L_e}}---\left(24\right)$

$u\left[t\right]=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\le t<L_e\\ 0,& L_e\le t<2L_e\end{array}\right.---\left(25\right)$

$U\left[f\right]=\underset{n=0}{\overset{2L_e-1}{\Sigma }}u\left[t\right]e^{\frac{-j2\mathrm{\pi nf}}{2L_e}}---\left(26\right)$

α＝U[1]/U[0]    (27)

${\hat{H}}^l\left[f\right]=H\left[f\right]{\Sigma }^{l-1}---\left(28\right)$

(H[f])n，m＝Hn，m[f]    (29)

${\Sigma }^{l-1}=\mathrm{diag}\left(\right[\sqrt{\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{1,u}^{l-1}\right|}^2},...,\sqrt{\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left|{\rho }_{M_t,u}^{l-1}\right|}^2}\left]\right)---\left(30\right)$

其中为的2Le长度离散傅立叶变换。对应第i根发射天线符号的前馈滤波器为

${\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l=\left[\begin{array}{c}{\bar{w}}_{\mathrm{Sub},1,i}^l\\ .\\ .\\ .\\ {\bar{w}}_{\mathrm{Sub}{,N}_r,i}^l\end{array}\right]---\left(31\right)$

其中是的离散傅立叶逆变换。

(4)对应步骤3设计的前馈滤波器，基于输出信干噪比最大的准则，对应于第u个码道、第i根发射天线符号的最优反馈滤波器为

$b_{\mathrm{Sub},i,t,u}^l={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t$

$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},n,i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(n-1)(2J+L)+1:n(2J+L),t}$

$={\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\underset{n=1}{\overset{N_r}{\Sigma }}\underset{p=1}{\overset{2J+L}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},n,i}^l\right)}_p^{*}{h}_{n,\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1}[L-1-t+p]---\left(32\right)$

t≠(i-1)(2D+1)+D+1

其中floor(x)表示取其整数部分，(H)t表示矩阵H的第t列，(H)(n-1)(2J+L)+1：n(2J+L)，t表示矩阵H的第t列、从第(n-1)(2J+L)+1行到n(2J+L)行的元素组成的列。

(5)利用第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比计算归一化相关系数。首先计算第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比

${\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l={\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(i-1)(2D+1)+D+1}\right|}^2/(\underset{t=1,t\ne (i-1)(2D+1)+D+1}{\overset{2D+1}{\Sigma }}(\frac{U}{N}-$

$\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left({\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\right)}^2){|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t|}^2)+{\sigma }_v^2{\left|\right|{\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\left|\right|}^2---\left(33\right)$

其次利用第l次、第i根发射天线迭代输出信干噪比计算归一化相关系数，对应任意调制方式的归一化相关系数可根据如下公式进行计算：

${\rho }_{i,u}^l=E<d_{i,u}\left[n\right]{\left({\hat{d}}_{i,u}^l\right[n\left]\right)}^{*}>$

$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{d_{i,u}\right[n]=c,{\hat{d}}_{i,u}^l[n]=e\}{\mathrm{ce}}^{*}---\left(34\right)$

$=\underset{c,e\in \Pi }{\Sigma }P\left\{{\hat{d}}_{i,u}^l\right[n]=e|d_{i,u}\left[n\right]=c\left\}P\right\{d_{i,u}\left[n\right]=c\}{\mathrm{ce}}^{*}$

其中II表示调制符号集，c和e表示星座图上的点。本发明给出如下QPSK和16QAM调制方式的归一化相关系数计算公式，

其中

$Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\pi }}\underset{x}{\overset{+\infty }{\int }}{e}^{-t^2/2}\mathrm{dt}---\left(36\right)$

$Q_{16\mathrm{QAM},i,1}=Q\left(\sqrt{\frac{1}{5}{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l}\right)---\left(37\right)$

$Q_{16\mathrm{QAM},i,2}=Q\left(3\sqrt{\frac{1}{5}{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l}\right)$

$Q_{16\mathrm{QAM},i,3}=Q\left(5\sqrt{\frac{1}{5}{\mathrm{SINR}}_{\mathrm{Sub},i}^l}\right)$

本领域的研究人员可以不需付出创新劳动，由公式(34)得到其他调制方式的归一化相关系数计算公式，从而设计其他调制方式的前馈和反馈滤波器。从滤波器的设计来看，前馈和反馈滤波器都可以用快速傅立叶算法实现，其滤波器设计复杂度为O(Le/2(log2(Le)-1))量级。另一个非常重要的特点是，没有对判决反馈作完全正确的假设，用归一化相干系数来度量硬判决的可靠性，而且前一级硬判决的可靠性，又用于设计当前级的前馈滤波器，逐级提高输出的可靠性，从而克服了平台效应和避免了错误传播现象。下面介绍第i根发射天线、第u个码道的信号检测过程。如图1，脉冲成形和切片级采样后的信号经前馈滤波2-i后，前馈滤波器2-i输出为

${\tilde{y}}_i^l\left[n\right]={\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}r\left[n\right]---\left(38\right)$

$={\gamma }_i^l{s}_i\left[n\right]+{\tilde{v}}_i\left[n\right]$

其中

${\tilde{v}}_i\left[n\right]==\underset{t=1,t\ne (i-1)*(2D+1)+D+1}{\overset{M_t(2D+1)}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t{s}_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1}[n-D+\mathrm{mod}((t-1),2D+1)]---\left(39\right)$

$+{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}v\left[n\right]$

${\gamma }_i^l={\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_{(i-1)(2D+1)+D+1}---\left(40\right)$

si[n]为第i根天线发射的信号。对应于第mt根发射天线、第u个码道的判决反馈信号可由判决器5-mt-u重构为

${\hat{s}}_{m_t,u}^{l-1}\left[n\right]=q\left[n\right]\underset{k=0}{\overset{+\infty }{\Sigma }}A{\hat{d}}_{m_t,u}^{l-1}\left[k\right]c_u[n-\mathrm{Nk}]---\left(41\right)$

其中为第mt根发射天线、第u个码道、第(l-1)级、第k个时刻的硬判决。如图2，对应第mt根发射天线的反馈信号输入反馈滤波器7-i-mt1或反馈滤波器7-i-mt2，并根据调制方式选择反馈滤波器。反馈滤波器7-i的输出与前馈滤波器2-i输出相迭加可得，

${\bar{y}}_i^l\left[n\right]={\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}r\left[n\right]---\left(42\right)$

$-\underset{t=1,t\ne (i-1)*(2D+1)+D+1}{\overset{M_t(2D+1)}{\Sigma }}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{b}_{i,t,u}^l{\hat{s}}_{\mathrm{floor}((k-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}[n-D+\mathrm{mod}((t-1),2D+1)]$

$={\gamma }_i^l{s}_i\left[n\right]+{\bar{v}}_i\left[n\right]$

其中

${\bar{v}}_i^l\left[n\right]=\underset{t=1,t\ne (i-1)*(2D+1)+D+1}{\overset{M_t(2D+1)}{\Sigma }}{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t{s}_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1}[n-D+\mathrm{mod}((t-1),2D+1)]---\left(43\right)$

$-\underset{t=1,t\ne (i-1)*(2D+1)+D+1}{\overset{M_t(2D+1)}{\Sigma }}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{b}_{i,t,u}^l{\hat{s}}_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}[n-D+\mathrm{mod}((t-1),2D+1)]$

$+{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}v\left[n\right]$

残余干扰加噪声vil[n]的功率为

$P_{{\bar{v}}_i^l}=\underset{t=1,t\ne (i-1)(2D+1)+D+1}{\overset{2D+1}{\Sigma }}(\frac{U}{N}-\frac{1}{N}\underset{u=1}{\overset{U}{\Sigma }}{\left({\rho }_{\mathrm{floor}((t-1)/(2D+1))+1,u}^{l-1}\right)}^2){\left|{\left({\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\right)}^{*}{\left(H\right)}_t\right|}^2+{\sigma }_v^2{\left|\right|{\bar{W}}_{\mathrm{Sub},i}^l\left|\right|}^2)---\left(44\right)$

在上述推导过程中，用到以下假设

$E<d_{i_1,u_1}\left[n_1\right]{\left({\hat{d}}_{i_2,u_2}^{l-1}\right[n_2\left]\right)}^{*}>={\rho }_{i_1,u_1}^{l-1}\delta [n_1-n_2]\delta [u_1-u_2]\delta [i_1-i_2]---\left(45\right)$

$E<{\hat{d}}_{i_1,u_1}\left[n_1\right]{\left({\hat{d}}_{i_2,u_2}^{l-1}\right[n_2\left]\right)}^{*}>=\delta [n_1-n_2]\delta [u_1-u_2]\delta [i_1-i_2]---\left(46\right)$

$E<{\hat{d}}_{i_1,u_1}^{l-1}\left[n_1\right]{\left(v_{n_r}\right[n_2\left]\right)}^{*}>=0---\left(47\right)$

经过解扰3和解扩4后，对应于第i根发射天线、第u个码道的符号判决变量为

${\bar{d}}^l\left[k\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=\mathrm{Nk}}{\overset{N(k+1)-1}{\Sigma }}{c}_u[n-\mathrm{Nk}]{\left(q\right[n\left]\right)}^{*}{\bar{y}}_i^l\left[n\right]---\left(48\right)$

$={\gamma }_i^l{d}_{i,u}\left[k\right]+\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=\mathrm{Nk}}{\overset{N(k+1)-1}{\Sigma }}{c}_u[n-\mathrm{Nk}]{\left(q\right[\mathrm{kn}\left]\right)}^{*}{\bar{v}}_i^l\left[n\right]$

根据公式(48)可以得到第i根发射天线、第u个码道的硬判决和对数似然比信息。特别需要注意上述滤波过程都可以用快速傅立叶变换算法实现，因此滤波过程的实现复杂度为O(Le/2(log2(Le)-1))。初始级可采用A.Burg提出的均衡器的输出。本发明只给出基于并行的迭代判决反馈均衡器方法和设置，本领域的研究人员可以不需付出创新劳动，给出基于串行和分组的迭代判决反馈均衡器方法和设置。表2给出了CDMA系统参数，表3和图3分别给出了10MHz和80MHz传输带宽信道时延功率分布。

表2系统参数

表3 10MHz传输带宽、载频2.5GHz信道时延功率分布

本发明的补偿通信系统信道失真方法的迭代判决反馈均衡器，它包括：脉冲成形滤波器和采样器1，前馈滤波器2、解扰器3、解扩器4、判决器5、扩频和加扰器6、反馈滤波器7、信道译码器8，其信号流程：接收信号经脉冲成形滤波器和采样器1后，输出给前馈滤波器2-i，前馈滤波器2-i的输出信号与反馈滤波器7-i的输出相迭加，去除干扰成份，去除干扰成份的信号经解扰器3-i、解扩器4-i-u后，输入判决器5-i-u，判决器5-i-u的硬判决经扩频和加扰器6-i-u后，得到对应第i根发射天线、第u个码道的反馈信号，所有发射天线的反馈信号都输入每-个反馈滤波器7，迭代次数达到预置次数后，停止迭代，判决器5输出对数似然比信息给信道译码器8，信道译码器8经译码得到信息比特。

反馈滤波器7-i的信号流程如下：第mt根发射天线的反馈信号输入反馈滤波器7-i-mt1或反馈滤波器7-i-mt2，且根据调制方式选择反馈滤波器7-i-mt1或反馈滤波器7-i-mt2，所有反馈滤波器的输出相迭加，得到反馈滤波器7-i的输出，该输出与前馈滤波器2-i的输出相迭加。

迭代判决反馈均衡器的诸器件均为已知，本领域技术人员根据设计步骤和信号流程即可实现本发明。

结合图4、5、6、7、8，在以下的性能比较中，CDMA通信系统总处于满负荷状态，即所有的码道都被激活。图4给出时域线性均衡器和迭代判决反馈均衡器的性能比较。时域线性均衡器的滤波器长度和迭代判决反馈均衡器的前馈滤波器长度都为50，从方程(18)可以算出反馈滤波器长度为64。从图4可以看出在初始级(A.Burg提出的均衡器)不能正常工作，本发明提出的迭代判决反馈均衡器经过二次迭代处理能取得令人满意的性能，若目标误比特率为0.03，与时域线性均衡器相比较，迭代判决反馈均衡器能取得4.5dB性能增益。由于初始级性能较差，迭代判决反馈均衡器在误比特率0.01存在性能平台，值得庆幸的是在未加编码的通信系统中，最感兴趣的误比特率范围为0.1至0.01之间。在单发单收10MHz传输带宽的CDMA系统中，线性均衡器和迭代判决反馈均衡器的性能比较。实线表示迭代判决反馈均衡器性能曲线，点线表示线性均衡器性能曲线。

图5给出单发单收10MHz传输带宽的CDMA系统中，不同长度迭代判决反馈均衡器的性能。实线表示迭代判决反馈均衡器前馈滤波器长度为66时的性能曲线，点线表示迭代判决反馈均衡器前馈滤波器长度为82时的性能曲线，点划线表示迭代判决反馈均衡器前馈滤波器长度可变时的性能曲线。从图5可以看出增加初始级滤波器长度能消除性能平台和改善性能。为了降低实现复杂度，可以采用前馈滤波器长度66的迭代判决反馈均衡器，与前馈滤波器长度82的迭代判决反馈均衡器相比较，其导致的性能损失可以忽略不计。

图6给出(2Tx，2Rx)10MHz传输带宽的CDMA系统中，线性均衡器和迭代判决反馈均衡器的性能比较，实线表示迭代判决反馈均衡器的性能曲线，点线表示时域线性均衡器性能曲线。迭代判决反馈均衡器的设置为：在初始级前馈滤波器长度为164，以后各级前馈滤波器长度为100。时域线性均衡器滤波器长度为100。从性能比较可以看出，迭代判决反馈均衡器可以取得令人满意的性能增益。

图7和图8给出了传输带宽为80MHz时迭代判决反馈均衡器的性能。信道记忆长度为192，由于时域线性均衡器的实现复杂度为信道记忆长度的三次方，在工程上很难实现，因此末给出时域线性均衡器的性能。从图7和图8可以看出迭代判决反馈均衡器总能取得令人满意的性能。图7给出在单发单收80MHz传输带宽的CDMA系统中迭代判决反馈均衡器的性能。前馈滤波器长度为576。图8在(2Tx，2Rx)80MHz传输带宽的CDMA中迭代判决反馈均衡器的性能从图7和图8可以看出迭代判决反馈均衡器总能取得令人满意的性能。

本发明的技术关键点和欲保护点：迭代判决反馈均衡器为无限长切片迭代判决反馈均衡器的近似解。在每一级，当有限长前馈滤波器给定后，反馈滤波器使残余干扰功率最小，由均衡器的输出信噪比来计算归一化相干系数，当前的归一化相干系数用于更新有限长前馈滤波器和反馈滤波器。滤波器的实现都可以利用快速离散傅立叶变换算法实现。