音频信号频带扩展装置转让专利
申请号 : CN200480021869.9
文献号 : CN1830148B
文献日 : 2010-11-24
发明人 : 江岛直树 , 岩田和也
申请人 : 松下电器产业株式会社
摘要 :
带通滤波器(200)对输入信号X的频带中的一部分频带进行带通滤波，电平相关型白噪声产生电路(300)，产生随着输入信号(X)的电平进行变换从而电平相关的白噪声信号。信号处理电路(400)，对所输入的白噪声信号，进行包括规定的带通滤波处理、回波添加处理以及电平调整处理的乘上规定的传递函数的信号处理，将处理后的白噪声信号输出给加法器(800)。加法器(800)将来自信号处理电路(400)的白噪声信号与输入信号X相加，将相加结果的频带扩展了的信号作为输出信号W输出。
权利要求 :
1.一种音频信号频带扩展装置，其特征在于，具有：
噪声产生机构，其以随着将输入信号由带通滤波机构进行了带通滤波之后的部分频带的信号电平或上述输入信号电平进行变化的方式，产生电平相关噪声信号；
信号处理机构，其对上述所产生的电平相关噪声信号执行信号处理并输出该信号处理结果的信号，上述信号处理包括规定的带通滤波处理，和用来使得在加法机构的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中电平实质上与上述输入信号相一致且保持频谱连续性的电平调整处理；以及加法机构，其将上述输入信号与来自上述信号处理机构的输出信号相加，输出相加结果的信号，上述噪声产生机构具有：
电平信号产生机构，其检测出输入给上述噪声产生机构的信号电平，产生具有所检测出的电平的电平信号并输出；
噪声信号产生机构，其按照输入给上述噪声产生机构的信号，生成噪声信号并输出；以及乘法机构，其将来自上述电平信号产生机构的电平信号，与来自上述噪声信号产生机构的噪声信号相乘，并输出作为乘法结果的电平相关噪声信号。
2.如权利要求1所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述噪声信号产生机构，具有Δ-∑调制型量化器，上述Δ-∑调制型量化器产生输入给上述噪声信号产生机构的信号的量化噪声，上述噪声信号产生机构将上述量化噪声作为上述噪声信号输出。
3.如权利要求1所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述噪声产生机构具有：
表格存储机构，其保存输入给上述噪声产生机构的信号与随着输入给上述噪声产生机构的信号的电平而进行变化的电平相关噪声信号之间的关系；以及变换机构，其对输入给上述噪声产生机构的信号进行响应，从上述表格存储机构中读出与该输入信号的电平相对应的噪声信号并输出。
4.如权利要求1所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述信号处理机构，至少具有第1滤波机构，将比上述输入信号的频带高的频带进行滤波并取出。
5.如权利要求1所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述信号处理机构，至少具有1/f滤波机构，对输入给上述信号处理机构的信号的高频频谱，赋予1/f的降低特性。
6.如权利要求1所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述信号处理机构，至少具有回波添加处理机构，对输入给上述信号处理机构的信号的高频频谱，添加回波信号。
7.如权利要求1所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述信号处理机构，至少具有第2滤波机构，将比输入给上述信号处理机构的信号的频带高的频带，以包括超出奈奎斯特频率的频带的方式，进行滤波并取出。
8.一种音频信号频带扩展装置，其特征在于，具有：
噪声产生机构，其以随着将输入信号由带通滤波机构进行了带通滤波之后的部分频带的信号电平或上述输入信号电平进行变化的方式，产生电平相关噪声信号；
信号处理机构，其对上述所产生的电平相关噪声信号执行信号处理并输出该信号处理结果的信号，上述信号处理包括规定的带通滤波处理，和用来使得在加法机构的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中电平实质上与上述输入信号相一致且保持频谱连续性的电平调整处理；以及加法机构，其将上述输入信号与来自上述信号处理机构的输出信号相加，输出相加结果的信号，上述噪声产生机构具有：
第1切出机构，其从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的高位位，输出包含有高位位的信号；
至少一个第2切出机构，其从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的中间位和规定的低位位中的至少一方，输出包含有该至少一方的位的信号；以及乘法机构，其将来自上述第1切出机构的信号，与来自上述第2切出机构的信号相乘，输出相乘结果作为上述电平相关噪声信号。
9.如权利要求8所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述第2切出机构，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，切出中间位以及低位位，或切出两个中间位，在切出之后对切出的位进行相加，输出相加结果的信号。
10.如权利要求8所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述第2切出机构，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，切出中间位以及两个低位位，或切出3个中间位，在切出之后对切出的位进行相加，输出相加结果的信号。
11.如权利要求8所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于，上述第2切出机构，输出包含有从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的低位位的位的信号；
上述噪声产生机构还具有：
独立噪声产生机构，其产生与上述输入信号独立的独立噪声信号；以及另一个加法机构，其将来自上述第2切出机构的信号，与来自上述独立噪声产生机构的独立噪声信号相加，输出给上述乘法机构。
12.如权利要求11所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述独立噪声产生机构，产生互不相同的多个噪声信号，将上述多个噪声信号相加并输出。
13.如权利要求11所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述独立噪声产生机构，产生菱形高频振动型噪声信号。
14.一种音频信号频带扩展装置，其特征在于，具有：
噪声产生机构，其以随着将输入信号由带通滤波机构进行了带通滤波之后的部分频带的信号电平或上述输入信号电平进行变化的方式，产生电平相关噪声信号；
信号处理机构，其对上述所产生的电平相关噪声信号执行信号处理并输出该信号处理结果的信号，上述信号处理包括规定的带通滤波处理，和用来使得在加法机构的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中电平实质上与上述输入信号相一致且保持频谱连续性的电平调整处理；以及加法机构，其将上述输入信号与来自上述信号处理机构的输出信号相加，输出相加结果的信号，上述噪声产生机构具有：
非均匀量化机构，其将输入给上述噪声产生机构的信号针对该信号的电平进行非均匀量化并输出；
逆量化机构，其对来自上述非均匀量化机构的信号，执行与上述非均匀量化机构的处理相反的处理并输出；以及减法机构，其通过计算出输入给上述噪声产生机构的信号与来自上述逆量化机构的信号之间的差，产生输入给上述噪声产生机构的信号的量化噪声信号并输出。
15.如权利要求14所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述非均匀量化机构，对输入信号进行量化，使其随着输入信号的电平增大，量化步幅也变大。
16.如权利要求14所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述非均匀量化机构，对L位的线性编码，将其行程长度压缩成1/N，产生M位的数据而输出，这里，L、M以及N为2以上的正整数。
17.如权利要求14所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述非均匀量化机构，将由在高位的规定逻辑的位连续的连续数据Q0、中断上述连续数据Q0的连续性的反转位T0、以及上述反转位T0以后的低位数据D0所构成的L位的线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及对上述低位数据D0进行舍入所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，N为2以上的整数时，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度L1以及压缩剩余数据F1，通过L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0mod N来表示，这里，Int为表示参数的整数值的函数，L0mod N表示将L0除以N时的余数的函数。
18.如权利要求14所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述逆量化机构，对由在高位的规定逻辑的位连续的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展N倍，添加对应于上述压缩剩余数据F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，输出扩展数据；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，根据压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，N为2以上的整数时，通过L0＝L1*N+F1以及D0＝D1来表示，这里，*为表示乘法的运算符号。
19.如权利要求14所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于：上述非均匀量化机构，对所输入的线性编码，进行具有规定有效位长的浮点编码，并输出该编码信号。
20.如权利要求1、8、14中的任一个所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于，还具有：第1变换机构，其插入设置在上述带通滤波机构的前段，对上述输入信号进行A/D变换；以及第2变换机构，其插入设置在上述信号处理机构与上述加法机构之间，对来自上述信号处理机构的输出信号进行D/A变换。
21.如权利要求1、8、14中的任一个所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于，还具有：过采样型低通滤波机构，其插入设置在上述带通滤波机构的前段以及上述加法机构的前段，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述带通滤波机构以及上述加法机构。
22.如权利要求1、8、14中的任一个所述的音频信号频带扩展装置，其特征在于，还具有：过采样型低通滤波机构，其插入设置在上述加法机构的前段，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，并输出给上述加法机构；以及过采样机构，其插入设置在上述噪声产生机构与上述信号处理机构之间，对来自上述噪声产生机构的电平相关噪声信号进行过采样，输出给上述信号处理机构。
说明书 :
技术领域
本发明涉及一种用来实现音频机器中的音频信号的再生音特别是高音域的再生音质的提高，扩展能够再生出适于人耳的音频信号的音频信号的频带的方法及装置，特别是涉及一种通过对所输入的音频信号进行数字信号处理来输入的音频信号频带扩展装置及方法。另外，还涉及具有上述音频信号频带扩展装置的光盘系统、包含有上述音频信号频带扩展方法的各步骤的程序、以及存储有上述程序的计算机可读存储介质。
背景技术
例如，国际申请公开第WO00/70769号的小册子中，公布了一种用来扩展音频信号的频带的方法及装置(以下称作现有例)。该现有例中，根据所输入的音频信号生成高次谐波成分，同时检测出其电平，另外，产生与所输入的音频信号独立的作为随机高次谐波成分的噪声信号。接下来，对应于上述所检测出的电平来变化所产生的噪声信号电平之后，在电平变化了的噪声信号的电平中加上上述所生成的高次谐波成分，对该相加结果信号执行规定的带通滤波处理。进一步，调整上述所输入的音频信号的电平，并加给执行了带通滤波处理后的信号，将该相加结果信号作为该装置的输出信号进行输出。
上述现有例中，为了产生作为与所输入的音频信号独立的随机高次谐波成分的噪声信号，需要与所输入的音频信号电平相适应，由于需要电平检测机构，或用于振幅调整的可变放大衰减机构，因此音频信号的上升延迟，频谱连续性不自然等，无法得到频率特性与时间特性均能够满足的音频信号。
上述现有例中，为了产生作为与所输入的音频信号独立的随机高次谐波成分的噪声信号，需要与所输入的音频信号电平相适应，由于需要电平检测机构，或用于振幅调整的可变放大衰减机构，因此音频信号的上升延迟，频谱连续性不自然等，无法得到频率特性与时间特性均能够满足的音频信号。
发明内容
本发明的目的在于解决以上问题，提供一种与现有例相比具有简单的构成，且具有得到了改善的频率特性以及时间特性，能够产生频带扩展了的音频信号的音频信号频带扩展装置及方法。
另外，本发明的另一目的在于，提供一种具有上述音频信号频带扩展装置的光盘系统、包含有上述音频信号频带扩展方法的各步骤的程序、以及存储有上述程序的计算机可读存储介质。
为解决上述问题，第1发明的相关音频信号频带扩展装置，其特征在于，具有：
噪声产生机构，其根据将输入信号由带通滤波机构进行了带通滤波之后的部分频带的信号电平，与上述输入信号的电平中的任一方变化的方式生成电平相关噪声信号；
信号处理机构，其对上述所产生的噪声信号乘上规定的传递函数，使其在加法机构的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中上述输入信号和电平实质上相一致，且保持频谱连续性的方式，输出乘法结果的信号；以及
加法机构，其将上述输入信号与来自上述信号处理机构的输出信号相加，输出相加结果的信号。
上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，还具有：
第1变换机构，其插入设置在上述带通滤波机构的前段，对上述输入信号进行A/D变换；以及
第2变换机构，其插入设置在上述信号处理机构与上述加法机构之间，对来自上述信号处理机构的输出信号进行D/A变换。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波机构，其插入设置在上述带通滤波机构的前段以及上述加法机构的前段，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述带通滤波机构以及上述加法机构。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波机构，其插入设置在上述加法机构的前段，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述加法机构；以及
过采样机构，其插入设置在上述噪声产生机构与上述信号处理机构之间，对来自上述噪声产生机构的噪声信号进行过采样，输出给上述信号处理机构。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构还具有：
电平信号产生机构，其检测出输入给上述噪声产生机构的信号的电平，产生具有所检测出电平的电平信号并输出；
噪声信号产生机构，其按照输入给上述噪声产生机构的信号，生成噪声信号并输出；以及
乘法机构，其将来自上述电平信号产生机构的电平信号，与来自上述噪声信号产生机构的噪声信号相乘，并输出乘法结果的噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声信号产生机构，具有Δ-∑调制型量化器，上述Δ-∑调制型量化器产生输入给上述噪声信号产生机构的信号的量化噪声，上述噪声信号产生机构将上述量化噪声作为上述噪声信号输出。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构具有：
第1切出机构，其从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的高位位，并作为包含有高位位的信号输出；
第2切出机构，其从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的中间位与规定的低位位中的至少一方，并作为包含有该至少一方位的信号输出；以及
乘法机构，其将来自上述第1切出机构的信号，与来自上述第2切出机构的信号相乘，输出相乘结果的噪声信号。
这里，上述第2切出机构的特征在于，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及低位位，与两个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述第2切出机构的特征在于，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及两个低位位和3个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述音频信号频带扩展装置，其特征在于，还具有：
独立噪声产生机构，其产生与上述输入信号独立的噪声信号；以及
另一个加法机构，其将来自上述第2切出机构的噪声信号，与来自上述独立噪声产生机构的噪声相加，输出给上述乘法机构。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述独立噪声产生机构，产生互不相同的多个噪声信号，将上述多个噪声信号相加并输出。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述独立噪声产生机构，产生菱形高频振动型噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构具有：
非均匀量化机构，其对输入给上述噪声产生机构的信号，将该信号的电平进行非均匀量化并输出；
逆量化机构，其对来自上述非均匀量化机构的信号，执行与上述非均匀量化机构的处理相反的处理，并输出；以及
减法机构，其通过计算出输入给上述噪声产生机构的信号，与来自上述逆量化机构的信号之间的差，产生输入给上述噪声产生机构的信号的量化噪声信号并输出。
这里，在上述音频信号频带扩展装置中，上述非均匀量化机构，以随着输入信号的电平的增大，增大量化步幅的方式，对输入信号进行量化。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述非均匀量化机构，将L位的线性编码的行程长度(run length)压缩成1/N，产生M位的数据并输出，这里，L、M以及N为2以上的正整数。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述非均匀量化机构，将由规定逻辑的位在高位位连续的连续数据Q0、中断上述连续数据Q0的连续性的反转位T0、以及上述反转位T0以后的低位数据D0所构成的L位的线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及对上述低位数据D0进行舍入所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，N为2以上的整数时，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度L1以及压缩剩余数据F1，通过L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N来表示，这里，Int为表示参数的整数值的函数，A mod B表示将A除以B所得到的余数的函数。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述逆量化机构，对由规定逻辑的位在高位连续的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展到N倍，添加对应于上述F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，输出扩展数据；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，从压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，n为2以上的整数时，通过L0＝L1*n+F1以及D0＝D1来表示，这里，*为表示乘法的运算符号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述非均匀量化机构，对所输入的线性编码，进行具有规定有效位长的浮点编码，并输出该编码信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构具有：
表格存储机构，其保存输入给上述噪声产生机构的信号，与随着其电平进行变化从而电平相关的噪声信号之间的关系；以及
变换机构，其对输入给上述噪声产生机构的信号进行响应，从上述表格存储机构读出对应于该信号的噪声信号并输出
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有第1滤波机构，对比上述输入信号的频带高的频带进行滤波并取出。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有1/f滤波机构，对输入给上述信号处理机构的信号的高频频谱，付与1/f的降低特性。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有回波添加处理机构，对输入给上述信号处理机构的信号的高频频谱，添加回波信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有第2滤波机构，对比输入给上述信号处理机构的信号的频带高的频带，进行滤波并取出，使其包括超出奈奎斯特频率的频带。
第2发明的相关音频信号频带扩展方法，其特征在于，具有：
噪声产生步骤，其产生随着由带通滤波步骤对输入信号进行带通滤波之后的部分频带的信号电平，和上述输入信号的电平中的任一方变化的电平相关噪声信号；
信号处理步骤，其给上述所产生的噪声信号乘上规定的传递函数，使其在加法步骤的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中与上述输入信号电平实质上相一致，且保持频谱连续性，输出乘法结果的信号；以及
加法步骤，其将上述输入信号与自上述信号处理步骤的输出信号相加，输出相加结果的信号。
上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，还具有：
第1变换步骤，其插入在上述带通滤波步骤的前段被执行，对上述输入信号进行A/D变换；以及
第2变换步骤，其插入在上述信号处理步骤与上述加法步骤之间被执行，对自上述信号处理步骤的输出信号进行D/A变换。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波步骤，其插入在上述带通滤波步骤的前段以及上述加法步骤的前段被执行，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述带通滤波步骤以及上述加法步骤。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波步骤，其插入在上述加法步骤的前段被执行，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述加法步骤；以及
过采样步骤，其插入在上述噪声产生步骤与上述信号处理步骤之间被执行，对来自上述噪声产生步骤的噪声信号进行过采样，输出给上述信号处理步骤。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，上述噪声产生步骤具有：
电平信号产生步骤，其检测出上述噪声产生步骤所输入的信号的电平，产生具有所检测出的电平的电平信号并输出；
噪声信号产生步骤，其按照上述噪声产生步骤所输入的信号，生成噪声信号并输出；以及
乘法步骤，其将来自上述电平信号产生步骤的电平信号，与来自上述噪声信号产生步骤的噪声信号相乘，并输出乘法结果的噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述噪声信号产生步骤，包括Δ-∑调制型量化步骤，产生在上述噪声信号产生步骤中所输入的信号的量化噪声信号，作为上述噪声信号输出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述噪声产生步骤具有：
第1切出步骤，其从上述噪声产生步骤所输入的信号中切出规定的高位位，并作为包含有高位位的信号输出；
第2切出步骤，其从上述噪声产生步骤所输入的信号中切出规定的中间位与规定的低位位中的至少一方，并作为包含有该至少一方位的信号输出；以及
乘法步骤，其将来自上述第1切出步骤的信号，与来自上述第2切出步骤的信号相乘，输出相乘结果的噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述第2切出步骤，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及低位位，与两个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述第2切出步骤，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及两个低位位和3个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，包括：产生与上述输入信号独立的噪声信号的独立噪声产生步骤；以及
另一个加法步骤，其将来自上述第2切出步骤的噪声信号，与来自上述独立噪声产生步骤的噪声相加，输出给上述乘法步骤。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述独立噪声产生步骤，产生互不相同的多个噪声信号，将上述多个噪声信号相加并输出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述独立噪声产生步骤，产生菱形高频振动型噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述噪声产生步骤具有：
非均匀量化步骤，其对在上述噪声产生步骤中所输入的信号，将该信号的电平进行非均匀量化并输出；
逆量化步骤，其对来自上述非均匀量化步骤的信号，执行与上述非均匀量化步骤的处理相反的处理，并输出；以及
减法步骤，其通过计算出在上述噪声产生步骤中输入的信号，与来自上述逆量化步骤的信号之间的差，产生在上述噪声产生步骤中所输入的信号的量化噪声信号并输出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，对输入信号进行量化，使其随着输入信号的电平增大，量化步幅也变大。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，将L位的线性编码的行程长度压缩成1/N，产生M位的数据并输出，这里，L、M以及N为2以上的正整数。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，将由规定逻辑的位在高位连续的连续数据Q0、中断上述连续数据Q0的连续性的反转位T0、以及上述反转位T0以后的低位数据D0所构成的L位的线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及对上述低位数据D0进行舍入所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，n为2以上的整数时，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度L1以及压缩剩余数据F1，通过L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N来表示，这里，Int为表示参数的整数值的函数，A mod B表示将A除以B所得到的余数的函数。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述逆量化步骤，对由规定逻辑的位在高位连续的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展到N倍，添加对应于上述F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，输出扩展数据；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，从压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，N为2以上的整数时，通过L0＝L1*n+F1以及D0＝D1来表示，这里，*为表示乘法的运算符号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，对所输入的线性编码，进行具有规定有效位长的浮点编码，并输出该编码信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，上述噪声产生步骤具有：
表格存储步骤，其保存上述噪声产生步骤所输入的信号，与随着其电平进行变化从而电平相关的噪声信号之间的关系；以及
变换步骤，其在上述噪声产生步骤中所输入的信号进行响应，从上述表格存储步骤读出对应于该信号的噪声信号并输出；
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有第1滤波步骤，对比上述输入信号的频带高的频带进行滤波并取出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有1/f滤波步骤，对上述信号处理步骤所输入的信号的高频频谱，作用1/f的降低特性。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有回波添加处理步骤，对在上述信号处理步骤中所输入的信号的高频频谱，添加回波信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有第2滤波步骤，对比在上述信号处理步骤中所输入的信号的频带高的频带，进行滤波并取出，使其包括超出奈奎斯特频率的频带。
第3发明的相关光盘系统，其特征在于，具有：再生存储在光盘中的音频信号的再生装置；以及
扩展上述所再生的音频信号的频带，输出扩展后的音频信号的上述音频信号频带扩展装置。
第4发明的相关程序，其特征在于，包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤。
第5发明的相关计算机可读存储介质，其特征在于，存储有包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序。
因此，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，能够产生在输入信号所具有的频带以上随着输入信号的电平而变化从而电平相关的噪声信号，与输入信号相加从而来保持频谱的连续性，通过这样，与现有的技术相比，能够容易地产生音频频带扩展了的信号。另外，由于如上所得到的频带扩展了的信号随着原音的电平进行变化，且保持有频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，而是具有能够自然听取原音的这一特有效果。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，由于带通滤波处理、电平相关型白噪声产生处理以及信号处理，通过数字信号处理来进行，因此不会发生因构成电路的部件的偏差或温度特性所引起的性能偏差。另外，音频信号每次通过电路时都不会发生音质恶化。另外，即使追求所构成的滤波器的精度，与模拟电路构成相比，电路规模也不会增大，且不会引起造价增加。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，通过在带通滤波处理以及最后的加法处理之前，执行过采样处理且执行低通滤波处理，能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位偏移以及噪声。另外，能够降低量化噪声，使得短量化位中的变换较容易。进而，能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，从而能够容易地产生更高的高次谐波成分。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，在电平相关型白噪声产生处理与信号处理之间插入过采样处理并被执行，另外，在最后的加法处理之前被执行，对输入信号进行过采样处理以及低通滤波处理，通过这样，能够在比过采样型低通滤波器与过采样电路靠后的电路中，将信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。
另外，通过采用本发明的相关光盘系统，能够再生存储在光盘中的音频信号，扩展上述所再生的音频信号的频带，输出扩展后的音频信号。通过这样，能够根据存储在光盘中的音频信号，与现有技术相比容易地产生音频频带扩展了的信号。
另外，通过本发明的相关程序，能够提供一种包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序。
另外，通过采用本发明的相关计算机可读存储介质，能够提供一种存储有包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序的存储介质。
另外，本发明的另一目的在于，提供一种具有上述音频信号频带扩展装置的光盘系统、包含有上述音频信号频带扩展方法的各步骤的程序、以及存储有上述程序的计算机可读存储介质。
为解决上述问题，第1发明的相关音频信号频带扩展装置，其特征在于，具有：
噪声产生机构，其根据将输入信号由带通滤波机构进行了带通滤波之后的部分频带的信号电平，与上述输入信号的电平中的任一方变化的方式生成电平相关噪声信号；
信号处理机构，其对上述所产生的噪声信号乘上规定的传递函数，使其在加法机构的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中上述输入信号和电平实质上相一致，且保持频谱连续性的方式，输出乘法结果的信号；以及
加法机构，其将上述输入信号与来自上述信号处理机构的输出信号相加，输出相加结果的信号。
上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，还具有：
第1变换机构，其插入设置在上述带通滤波机构的前段，对上述输入信号进行A/D变换；以及
第2变换机构，其插入设置在上述信号处理机构与上述加法机构之间，对来自上述信号处理机构的输出信号进行D/A变换。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波机构，其插入设置在上述带通滤波机构的前段以及上述加法机构的前段，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述带通滤波机构以及上述加法机构。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波机构，其插入设置在上述加法机构的前段，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述加法机构；以及
过采样机构，其插入设置在上述噪声产生机构与上述信号处理机构之间，对来自上述噪声产生机构的噪声信号进行过采样，输出给上述信号处理机构。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构还具有：
电平信号产生机构，其检测出输入给上述噪声产生机构的信号的电平，产生具有所检测出电平的电平信号并输出；
噪声信号产生机构，其按照输入给上述噪声产生机构的信号，生成噪声信号并输出；以及
乘法机构，其将来自上述电平信号产生机构的电平信号，与来自上述噪声信号产生机构的噪声信号相乘，并输出乘法结果的噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声信号产生机构，具有Δ-∑调制型量化器，上述Δ-∑调制型量化器产生输入给上述噪声信号产生机构的信号的量化噪声，上述噪声信号产生机构将上述量化噪声作为上述噪声信号输出。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构具有：
第1切出机构，其从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的高位位，并作为包含有高位位的信号输出；
第2切出机构，其从输入给上述噪声产生机构的信号中切出规定的中间位与规定的低位位中的至少一方，并作为包含有该至少一方位的信号输出；以及
乘法机构，其将来自上述第1切出机构的信号，与来自上述第2切出机构的信号相乘，输出相乘结果的噪声信号。
这里，上述第2切出机构的特征在于，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及低位位，与两个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述第2切出机构的特征在于，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及两个低位位和3个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述音频信号频带扩展装置，其特征在于，还具有：
独立噪声产生机构，其产生与上述输入信号独立的噪声信号；以及
另一个加法机构，其将来自上述第2切出机构的噪声信号，与来自上述独立噪声产生机构的噪声相加，输出给上述乘法机构。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述独立噪声产生机构，产生互不相同的多个噪声信号，将上述多个噪声信号相加并输出。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述独立噪声产生机构，产生菱形高频振动型噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构具有：
非均匀量化机构，其对输入给上述噪声产生机构的信号，将该信号的电平进行非均匀量化并输出；
逆量化机构，其对来自上述非均匀量化机构的信号，执行与上述非均匀量化机构的处理相反的处理，并输出；以及
减法机构，其通过计算出输入给上述噪声产生机构的信号，与来自上述逆量化机构的信号之间的差，产生输入给上述噪声产生机构的信号的量化噪声信号并输出。
这里，在上述音频信号频带扩展装置中，上述非均匀量化机构，以随着输入信号的电平的增大，增大量化步幅的方式，对输入信号进行量化。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述非均匀量化机构，将L位的线性编码的行程长度(run length)压缩成1/N，产生M位的数据并输出，这里，L、M以及N为2以上的正整数。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述非均匀量化机构，将由规定逻辑的位在高位位连续的连续数据Q0、中断上述连续数据Q0的连续性的反转位T0、以及上述反转位T0以后的低位数据D0所构成的L位的线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及对上述低位数据D0进行舍入所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，N为2以上的整数时，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度L1以及压缩剩余数据F1，通过L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N来表示，这里，Int为表示参数的整数值的函数，A mod B表示将A除以B所得到的余数的函数。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述逆量化机构，对由规定逻辑的位在高位连续的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展到N倍，添加对应于上述F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，输出扩展数据；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，从压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，n为2以上的整数时，通过L0＝L1*n+F1以及D0＝D1来表示，这里，*为表示乘法的运算符号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于：上述非均匀量化机构，对所输入的线性编码，进行具有规定有效位长的浮点编码，并输出该编码信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述噪声产生机构具有：
表格存储机构，其保存输入给上述噪声产生机构的信号，与随着其电平进行变化从而电平相关的噪声信号之间的关系；以及
变换机构，其对输入给上述噪声产生机构的信号进行响应，从上述表格存储机构读出对应于该信号的噪声信号并输出
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有第1滤波机构，对比上述输入信号的频带高的频带进行滤波并取出。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有1/f滤波机构，对输入给上述信号处理机构的信号的高频频谱，付与1/f的降低特性。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有回波添加处理机构，对输入给上述信号处理机构的信号的高频频谱，添加回波信号。
另外，上述音频信号频带扩展装置中，其特征在于，上述信号处理机构，至少具有第2滤波机构，对比输入给上述信号处理机构的信号的频带高的频带，进行滤波并取出，使其包括超出奈奎斯特频率的频带。
第2发明的相关音频信号频带扩展方法，其特征在于，具有：
噪声产生步骤，其产生随着由带通滤波步骤对输入信号进行带通滤波之后的部分频带的信号电平，和上述输入信号的电平中的任一方变化的电平相关噪声信号；
信号处理步骤，其给上述所产生的噪声信号乘上规定的传递函数，使其在加法步骤的相加时在规定的扩展频带信号的下限频率中与上述输入信号电平实质上相一致，且保持频谱连续性，输出乘法结果的信号；以及
加法步骤，其将上述输入信号与自上述信号处理步骤的输出信号相加，输出相加结果的信号。
上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，还具有：
第1变换步骤，其插入在上述带通滤波步骤的前段被执行，对上述输入信号进行A/D变换；以及
第2变换步骤，其插入在上述信号处理步骤与上述加法步骤之间被执行，对自上述信号处理步骤的输出信号进行D/A变换。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波步骤，其插入在上述带通滤波步骤的前段以及上述加法步骤的前段被执行，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述带通滤波步骤以及上述加法步骤。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，还具有：
过采样型低通滤波步骤，其插入在上述加法步骤的前段被执行，将上述输入信号进行过采样且低通滤波，再输出给上述加法步骤；以及
过采样步骤，其插入在上述噪声产生步骤与上述信号处理步骤之间被执行，对来自上述噪声产生步骤的噪声信号进行过采样，输出给上述信号处理步骤。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，上述噪声产生步骤具有：
电平信号产生步骤，其检测出上述噪声产生步骤所输入的信号的电平，产生具有所检测出的电平的电平信号并输出；
噪声信号产生步骤，其按照上述噪声产生步骤所输入的信号，生成噪声信号并输出；以及
乘法步骤，其将来自上述电平信号产生步骤的电平信号，与来自上述噪声信号产生步骤的噪声信号相乘，并输出乘法结果的噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述噪声信号产生步骤，包括Δ-∑调制型量化步骤，产生在上述噪声信号产生步骤中所输入的信号的量化噪声信号，作为上述噪声信号输出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述噪声产生步骤具有：
第1切出步骤，其从上述噪声产生步骤所输入的信号中切出规定的高位位，并作为包含有高位位的信号输出；
第2切出步骤，其从上述噪声产生步骤所输入的信号中切出规定的中间位与规定的低位位中的至少一方，并作为包含有该至少一方位的信号输出；以及
乘法步骤，其将来自上述第1切出步骤的信号，与来自上述第2切出步骤的信号相乘，输出相乘结果的噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述第2切出步骤，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及低位位，与两个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述第2切出步骤，在互不相同的位位置且以规定的位宽度，将中间位以及两个低位位和3个中间位中的任一方切出之后再相加，输出相加结果的信号。或者，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，包括：产生与上述输入信号独立的噪声信号的独立噪声产生步骤；以及
另一个加法步骤，其将来自上述第2切出步骤的噪声信号，与来自上述独立噪声产生步骤的噪声相加，输出给上述乘法步骤。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述独立噪声产生步骤，产生互不相同的多个噪声信号，将上述多个噪声信号相加并输出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述独立噪声产生步骤，产生菱形高频振动型噪声信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述噪声产生步骤具有：
非均匀量化步骤，其对在上述噪声产生步骤中所输入的信号，将该信号的电平进行非均匀量化并输出；
逆量化步骤，其对来自上述非均匀量化步骤的信号，执行与上述非均匀量化步骤的处理相反的处理，并输出；以及
减法步骤，其通过计算出在上述噪声产生步骤中输入的信号，与来自上述逆量化步骤的信号之间的差，产生在上述噪声产生步骤中所输入的信号的量化噪声信号并输出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，对输入信号进行量化，使其随着输入信号的电平增大，量化步幅也变大。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，将L位的线性编码的行程长度压缩成1/N，产生M位的数据并输出，这里，L、M以及N为2以上的正整数。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，将由规定逻辑的位在高位连续的连续数据Q0、中断上述连续数据Q0的连续性的反转位T0、以及上述反转位T0以后的低位数据D0所构成的L位的线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及对上述低位数据D0进行舍入所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，n为2以上的整数时，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度L1以及压缩剩余数据F1，通过L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N来表示，这里，Int为表示参数的整数值的函数，A mod B表示将A除以B所得到的余数的函数。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述逆量化步骤，对由规定逻辑的位在高位连续的压缩过的连续数据Q1、中断上述压缩过的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示在压缩行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展到N倍，添加对应于上述F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，输出扩展数据；
这里，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩过的连续数据Q1的行程长度为L1，从压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，N为2以上的整数时，通过L0＝L1*n+F1以及D0＝D1来表示，这里，*为表示乘法的运算符号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述非均匀量化步骤，对所输入的线性编码，进行具有规定有效位长的浮点编码，并输出该编码信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于，上述噪声产生步骤具有：
表格存储步骤，其保存上述噪声产生步骤所输入的信号，与随着其电平进行变化从而电平相关的噪声信号之间的关系；以及
变换步骤，其在上述噪声产生步骤中所输入的信号进行响应，从上述表格存储步骤读出对应于该信号的噪声信号并输出；
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有第1滤波步骤，对比上述输入信号的频带高的频带进行滤波并取出。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有1/f滤波步骤，对上述信号处理步骤所输入的信号的高频频谱，作用1/f的降低特性。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有回波添加处理步骤，对在上述信号处理步骤中所输入的信号的高频频谱，添加回波信号。
另外，上述音频信号频带扩展方法中，其特征在于：上述信号处理步骤，至少具有第2滤波步骤，对比在上述信号处理步骤中所输入的信号的频带高的频带，进行滤波并取出，使其包括超出奈奎斯特频率的频带。
第3发明的相关光盘系统，其特征在于，具有：再生存储在光盘中的音频信号的再生装置；以及
扩展上述所再生的音频信号的频带，输出扩展后的音频信号的上述音频信号频带扩展装置。
第4发明的相关程序，其特征在于，包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤。
第5发明的相关计算机可读存储介质，其特征在于，存储有包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序。
因此，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，能够产生在输入信号所具有的频带以上随着输入信号的电平而变化从而电平相关的噪声信号，与输入信号相加从而来保持频谱的连续性，通过这样，与现有的技术相比，能够容易地产生音频频带扩展了的信号。另外，由于如上所得到的频带扩展了的信号随着原音的电平进行变化，且保持有频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，而是具有能够自然听取原音的这一特有效果。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，由于带通滤波处理、电平相关型白噪声产生处理以及信号处理，通过数字信号处理来进行，因此不会发生因构成电路的部件的偏差或温度特性所引起的性能偏差。另外，音频信号每次通过电路时都不会发生音质恶化。另外，即使追求所构成的滤波器的精度，与模拟电路构成相比，电路规模也不会增大，且不会引起造价增加。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，通过在带通滤波处理以及最后的加法处理之前，执行过采样处理且执行低通滤波处理，能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位偏移以及噪声。另外，能够降低量化噪声，使得短量化位中的变换较容易。进而，能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，从而能够容易地产生更高的高次谐波成分。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，在电平相关型白噪声产生处理与信号处理之间插入过采样处理并被执行，另外，在最后的加法处理之前被执行，对输入信号进行过采样处理以及低通滤波处理，通过这样，能够在比过采样型低通滤波器与过采样电路靠后的电路中，将信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。
另外，通过采用本发明的相关光盘系统，能够再生存储在光盘中的音频信号，扩展上述所再生的音频信号的频带，输出扩展后的音频信号。通过这样，能够根据存储在光盘中的音频信号，与现有技术相比容易地产生音频频带扩展了的信号。
另外，通过本发明的相关程序，能够提供一种包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序。
另外，通过采用本发明的相关计算机可读存储介质，能够提供一种存储有包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序的存储介质。
附图说明
图1为说明本发明的相关第1实施方式的音频信号频带扩展装置100-1的构成的方框图。
图2为说明本发明的相关第2实施方式的音频信号频带扩展装置100-2的构成的方框图。
图3为说明本发明的相关第3实施方式的音频信号频带扩展装置100-3的构成的方框图。
图4为说明本发明的相关第4实施方式的音频信号频带扩展装置100-4的构成的方框图。
图5为说明图3及图4中所示的过采样型低通滤波器(LPF)120的构成的方框图。
图6为说明图5的过采样电路11的动作的信号波形图。
图7为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第1实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-1的构成的方框图。
图8为说明图7的白噪声产生电路300的构成的方框图。
图9为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第2实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-2的构成的方框图。
图10为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第3实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-3的构成的方框图。
图11为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第4实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-4的构成的方框图。
图12为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第5实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-5的构成的方框图。
图13为说明图11的独立型白噪声产生电路380的构成的方框图。
图14为说明图13的PN系列噪声信号产生电路30-n(n＝1，2，...，N)的构成的方框图。
图15为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第6实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-6的构成的方框图。
图16A为说明图9的电平相关型白噪声产生电路300-2、300-5、300-6用位切出位置的位配置图。
图16B为说明图9的电平相关型白噪声产生电路300-2、300-5、300-6用位切出位置的的失真例的位配置图。
图17A为说明图10的电平相关型白噪声产生电路300-3用位切出位置的位配置图。
图17B为说明图11的电平相关型白噪声产生电路300-4用位切出位置的位配置图。
图18A为说明图13的独立型白噪声产生电路380中N＝1时所产生的白噪声信号的概率密度对振幅电平之函数的曲线图。
图18B为说明图13的独立型白噪声产生电路380中N＝2时所产生的菱形噪声信号的概率密度对振幅电平之函数的曲线图。
图18C为说明图13的独立型白噪声产生电路380中N＝3时所产生的钟形噪声信号的概率密度对振幅电平之函数的曲线图。
图19为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第7实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-7的构成的方框图。
图20为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第8实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-8的构成的方框图。
图21为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码，以及8位、16位或24位的线性编码中的瞬时信噪比(瞬时S/N)对输入电平的曲线图。
图22为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码，以及8位、16位或24位的线性编码中的量化噪声电平对输入电平的曲线图。
图23A为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码之前的数据格式的图。
图23B为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码之后的数据格式的图。
图24为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第9实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-9的构成的方框图。
图25为说明图1至图4的信号处理电路400的构成的方框图。
图26为说明图25的1/f特性滤波器412的1/f特性的频率特性的曲线图。
图27为说明图25的1/f特性滤波器412的失真例的1/f2特性的频率特性的曲线图。
图28为说明图25的回波添加电路480的一实施例的横向滤波器的构成的方框图。
图29A为图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图29B为与图29A相同的动作中的来自LPF120的输出信号的频谱图。
图29C为与图29A相同的动作中的来自电路300的输出信号的频谱图。
图29D为与图29A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图29E为与图29A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图30A为图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图30B为与图30A相同的动作中的来自电路300的输出信号的频谱图。
图30C为与图30A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图30D为与图30A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图31A为图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图31B为与图31A相同的动作中的来自LPF120的输出信号的频谱图。
图31C为与图31A相同的动作中的来自电路300的输出信号的频谱图。
图31D为与图31A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图31E为与图31A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图32A为图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图32B为与图32A相同的动作中的来自电路320的输出信号的频谱图。
图32C为与图32A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图32D为与图32A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图33A为说明作为图31A至图31E及图32A至图32D的失真例，代替1/f滤波器412的重叠噪声失真去除用滤波器的特性的频谱图。
图33B为来自图33A的重叠噪声失真去除用滤波器的输出信号W的频谱图。
图34为说明音频信号频带扩展装置的应用之一例的本发明的第5实施方式的相关光盘再生系统500的构成的方框图。
图2为说明本发明的相关第2实施方式的音频信号频带扩展装置100-2的构成的方框图。
图3为说明本发明的相关第3实施方式的音频信号频带扩展装置100-3的构成的方框图。
图4为说明本发明的相关第4实施方式的音频信号频带扩展装置100-4的构成的方框图。
图5为说明图3及图4中所示的过采样型低通滤波器(LPF)120的构成的方框图。
图6为说明图5的过采样电路11的动作的信号波形图。
图7为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第1实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-1的构成的方框图。
图8为说明图7的白噪声产生电路300的构成的方框图。
图9为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第2实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-2的构成的方框图。
图10为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第3实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-3的构成的方框图。
图11为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第4实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-4的构成的方框图。
图12为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第5实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-5的构成的方框图。
图13为说明图11的独立型白噪声产生电路380的构成的方框图。
图14为说明图13的PN系列噪声信号产生电路30-n(n＝1，2，...，N)的构成的方框图。
图15为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第6实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-6的构成的方框图。
图16A为说明图9的电平相关型白噪声产生电路300-2、300-5、300-6用位切出位置的位配置图。
图16B为说明图9的电平相关型白噪声产生电路300-2、300-5、300-6用位切出位置的的失真例的位配置图。
图17A为说明图10的电平相关型白噪声产生电路300-3用位切出位置的位配置图。
图17B为说明图11的电平相关型白噪声产生电路300-4用位切出位置的位配置图。
图18A为说明图13的独立型白噪声产生电路380中N＝1时所产生的白噪声信号的概率密度对振幅电平之函数的曲线图。
图18B为说明图13的独立型白噪声产生电路380中N＝2时所产生的菱形噪声信号的概率密度对振幅电平之函数的曲线图。
图18C为说明图13的独立型白噪声产生电路380中N＝3时所产生的钟形噪声信号的概率密度对振幅电平之函数的曲线图。
图19为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第7实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-7的构成的方框图。
图20为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第8实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-8的构成的方框图。
图21为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码，以及8位、16位或24位的线性编码中的瞬时信噪比(瞬时S/N)对输入电平的曲线图。
图22为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码，以及8位、16位或24位的线性编码中的量化噪声电平对输入电平的曲线图。
图23A为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码之前的数据格式的图。
图23B为说明基于图19及图20的非均匀量化器351、352或353行程长度1/4压缩浮点编码之后的数据格式的图。
图24为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第9实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-9的构成的方框图。
图25为说明图1至图4的信号处理电路400的构成的方框图。
图26为说明图25的1/f特性滤波器412的1/f特性的频率特性的曲线图。
图27为说明图25的1/f特性滤波器412的失真例的1/f2特性的频率特性的曲线图。
图28为说明图25的回波添加电路480的一实施例的横向滤波器的构成的方框图。
图29A为图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图29B为与图29A相同的动作中的来自LPF120的输出信号的频谱图。
图29C为与图29A相同的动作中的来自电路300的输出信号的频谱图。
图29D为与图29A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图29E为与图29A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图30A为图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图30B为与图30A相同的动作中的来自电路300的输出信号的频谱图。
图30C为与图30A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图30D为与图30A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图31A为图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图31B为与图31A相同的动作中的来自LPF120的输出信号的频谱图。
图31C为与图31A相同的动作中的来自电路300的输出信号的频谱图。
图31D为与图31A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图31E为与图31A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图32A为图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)中的输入信号X的频谱图。
图32B为与图32A相同的动作中的来自电路320的输出信号的频谱图。
图32C为与图32A相同的动作中的来自电路400的频谱图。
图32D为与图32A相同的动作中的输出信号W的频谱图。
图33A为说明作为图31A至图31E及图32A至图32D的失真例，代替1/f滤波器412的重叠噪声失真去除用滤波器的特性的频谱图。
图33B为来自图33A的重叠噪声失真去除用滤波器的输出信号W的频谱图。
图34为说明音频信号频带扩展装置的应用之一例的本发明的第5实施方式的相关光盘再生系统500的构成的方框图。
具体实施方式
下面对照附图，对本发明的相关实施方式进行说明。另外，附图中给同样的构成要素标注同一符号，省略其详细说明。
第1实施方式
图1为说明本发明的相关第1实施方式的音频信号频带扩展装置100-1的构成的方框图。该第1实施方式的音频信号频带扩展装置100-1，如图1所示，是插入在输入端子101与输出端子102之间的模拟信号处理电路，具有带通滤波器(BPF)200、电平相关型白噪声产生电路300、信号处理电路400、及加法器800。
图1中，模拟音频信号(以下称作输入信号)X经输入端子101输入给带通滤波器200及加法器800。该输入信号X，例如是从光盘(CD)所再生的信号，具有例如20Hz至20kHz的频带。带通滤波器200，将输入信号X的频带中的一部分频带(以下称作部分频带。例如是高频带10kHz至20kHz的频带，或者另一例中是5kHz至15kHz的频带。)带通滤波之后，输出给电平相关型白噪声产生电路300。接下来，电平相关型白噪声产生电路300，产生具有按照经输入端子301所输入的部分频带的音频信号的电平进行变化的电平，也即电平相关型电平的白噪声信号，经输出端子302输出给信号处理电路400。另外，信号处理电路400，对所输入的白噪声信号，进行包括规定的带通滤波处理、回波附加处理及电平调整处理的，可以说是乘上规定的传递函数的信号处理，将处理后的白噪声信号输出给加法器800。之后，加法器800，将来自信号处理电路400的白噪声信号，与输入信号X相加，将相加结果的频带扩展了的信号作为输出信号W输出。
另外，关于信号处理电路400的处理的详细内容，将在后面对照图25进行详细说明。这里，信号处理电路400的带通滤波处理中的带通频带的下限频率，最好与输入信号X的最大频率实质上一致，最好在加法器800中的两个信号的加法处理中，让这两个信号的该下限频率中的电平实质上相一致，从而保持频谱的连续性。另外，上述带通滤波处理中的带通频带的上限频率，最好设为输入信号X的最大频率的2倍或4倍以上。另外，如果让带通滤波器200的上限频率与奈奎斯特频率相同，使得带通滤波器200的带通特性例如为10kHz至20kHz，则可以将带通滤波器200替换成让10kHz以上通过的高通滤波器。
根据以上所构成的音频信号频带扩展装置100-1，与现有例相比，不需要电平检测，能够通过简单的构成容易地产生音频频带扩展了的音频信号。另外，由于所得到的频带扩展了的信号随着输入信号X的原音电平变化从而相关，且保持频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，具有能够自然听取原音的特有效果。
以上的实施方式中，设置了带通滤波器200，但本发明并不仅限于此，也可以不设置。这种情况下，电平相关型白噪声产生电路300，产生通过随着输入信号X的电平进行变化而电平相关的白噪声信号。
第2实施方式
图2为说明本发明的第2实施方式的音频信号频带扩展装置100-2的构成的方框图。该第2实施方式的音频信号频带扩展装置100-2，与图1的音频信号频带扩展装置100-1相比，特征在于，为了让带通滤波器(BPF)200、电平相关型白噪声产生电路300以及信号处理电路400的各个处理，通过数字信号处理代替模拟信号处理来执行，在带通滤波器200的前段插入有A/D变换器130，同时在信号处理电路400的后段插入有D/A变换器131。以下对该不同点进行详细说明。
图2中，输入信号X被A/D变换器130进行A/D变换，成为例如具有采样频率fs＝44.1kHz，字长＝16位的信号。另外，D/A变换器131对来自信号处理电路400的输出信号进行D/A变换，将模拟音频信号输出给加法器800。之后，加法器800将为模拟信号的输入信号，与D/A变换过的频带扩展信号相加，输出相加结果的音频信号。
通过采用如上所构成的音频信号频带扩展装置100-2，具有与图1的音频信号频带扩展装置100-1相同的作用效果，同时，由于带通滤波器(BPF)200、电平相关型白噪声产生电路300以及信号处理电路400的各个处理，通过数字信号处理来进行，因此能够使用数字信号处理器(以下称作DSP)等，通过软件指定该处理并执行，硬件的构成与现有例相比变得简单。另外，这种情况下，通过变更软件，能够容易地变更上述数字信号处理的处理内容。
第3实施方式
图3为说明本发明的第3实施方式的音频信号频带扩展装置100-3的构成的方框图。该第3实施方式的音频信号频带扩展装置100-3，与图1的音频信号频带扩展装置100-1相比，有以下点不同。
(1)输入信号X与输出信号W采用数字音频信号。
(2)音频信号频带扩展装置100-3内的处理均通过数字信号处理来执行。
(3)带通滤波器(BPF)200及加法器800的前段，插入有过采样型低通滤波器(LPF)120。
以下对该不同点进行详细说明。
图3中，为数字音频信号的输入信号X经输入端子101输入给过采样型低通滤波器120。该数字音频信号，例如是从光盘(CD)所再生的信号，此时，该信号是具有采样频率fs＝44.1kHz，字长＝16位的信号。过采样型低通滤波器120是如下的数字滤波器电路，如图5所示，具有过采样电路11，与数字低通滤波器(LPF)12，将经输入信号101所输入的数字音频信号的采样频率fs增大p倍(p为2以上的正整数)，且将频率fs/2至频率pfs/2的不需要的频带的信号衰减60dB以上。
例如，在p＝2时，具有采样频率fs(采样周期Ts＝1/fs)的数字音频信号，输入给过采样电路11，过采样电路11对所输入的数字音频信号的数据D1，如图6所示，通过在相邻的两个数据D1的中间位置(关于时间轴)以采样周期Ts插入零数据D2进行插补，来执行过采样处理，变换成具有采样频率2fs(采样周期Ts/2)的数字音频信号之后，输出给数字低通滤波器12。数字低通滤波器12具有：
(a)频率0～0.45fs的通过频带；
(b)频率0.45fs～fs的截止频带；
(c)频率fs以上为60dB以上的衰减量；
通过对所输入的数字音频信号进行低通滤波，进行频带控制，将上述过采样处理所产生重叠噪声去除，从而实质上只让具有输入数字音频信号的有效频带(频率0～0.45fs)通过之后，输出给图3的加法器800以及带通滤波器200。
另外，加法器800将过采样且低通滤波过的数字音频信号，与来自信号处理电路400的数字频带扩展信号相加，将相加结果之音频信号作为输出信号W输出。
通过采用如上所构成的音频信号频带扩展装置100-3，具有与图1以及图2的音频信号频带扩展装置100-1、100-2相同的作用效果，同时，所有的处理都通过数字信号处理来执行，因此能够使用DSP等，通过软件指定该处理并执行，硬件的构成与现有例相比变得简单。另外，这种情况下，通过变更软件，能够容易地变更上述数字信号处理的处理内容。另外，由于使用过采样型低通滤波器120对输入信号X执行过采样处理以及低通滤波处理，因此具有以下的特有效果：
(1)由于能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位失真以及噪声。
(2)能够降低量化噪声，使得短量化位的变换较容易。
(3)能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，能够容易地产生更高的高次谐波成分。
第4实施方式
图4为说明本发明的第4实施方式的音频信号频带扩展装置100-4的构成的方框图。该第4实施方式的音频信号频带扩展装置100-4，与图3的音频信号频带扩展装置100-3相比，有以下点不同。
(1)过采样型低通滤波器120插入在输入端子101与加法器800之间
(2)电平相关型白噪声产生电路300与信号处理电路400之间，插入过采样电路121。
以下对该不同点进行详细说明。
图4中，过采样型低通滤波器120对输入信号X进行过采样处理以及低通滤波处理，并输出给加法器800。另外，过采样电路121对电平相关型白噪声产生电路300所输出的白噪声信号执行了过采样处理之后，输出给信号处理电路400。所以，能够将过采样型低通滤波器120及过采样电路121之后的电路中的信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段的电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。通过采用如上所构成的音频信号频带扩展装置100-4，具有与第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3同样的作用效果。
第1实施例
图7为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第1实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-1的构成的方框图。图7中，电平相关型白噪声产生电路300-1，特征在于，具有输入端子301与输出端子302，由电平信号产生电路310、白噪声信号产生电路320、以及乘法器340构成。
图7中，具有规定部分频带的音频信号，经输入端子301输入给电平信号产生电路310与白噪声产生电路320。电平信号产生电路310检测出所输入的音频信号的电平，产生具有所检测出的电平的电平信号，输出给乘法器340。该电平信号产生电路310的具体例子，为图9至图12的高位位切出电路311，输入信号的高位位表示其电平，从高位位切出电路311所输出的位的信号，表示输入信号的大概电平。另外，白噪声信号产生电路320，例如由图8的1阶Δ-∑调制型量化器20构成，产生与输入信号的电平无关的大致固定电平的白噪声信号，输出给乘法器340。之后，乘法器340将所输入的白噪声信号与电平信号相乘，通过这样，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
图8为说明图7的白噪声信号产生电路320的构成的方框图。图8中，白噪声信号产生电路320，由1阶Δ-∑调制型量化器20构成，该量化器20，由减法器21、进行量化的量化器22、减法器23、以及进行1次采样延迟的延迟电路24构成。
图8中，来自带通滤波器200的输入信号经输入端子301输出给减法器21。减法器21将来自带通滤波器200的音频信号减去来自延迟电路24的音频信号，将减法结果的音频信号经延迟电路24输出给减法器21。从上述减法器23所输出的减法结果的音频信号，是表示量化时所产生的噪声的量化噪声信号，该量化噪声信号经输出端子303输出给乘法器340。如图8构成的1阶Δ-∑调制型量化器20中，根据来自过采样型低通滤波器120的数字音频信号，产生进行了1阶Δ-∑调制的调制信号，也即，能够产生作为基于原音的音频信号所产生的频带信号的噪声信号。
另外，图8的白噪声信号产生电路320中，使用1阶Δ-∑调制型量化器20，但本发明并不仅限于此，还可以使用多阶Δ-∑调制型量化器。另外，还可以代替Δ-∑调制型量化器，使用对所输入的音频信号进行∑-Δ调制的∑-Δ调制型量化器。
第2实施例
图9为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第2实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-2的构成的方框图。图9中，电平相关型白噪声产生电路300-2，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、低位位切出电路321、以及乘法器340构成。这里，高位位切出电路311，从经输入端子301所输入的输入信号中，如图16A或图16B所示，例如切出高位10位(b0-b9)，将该10位的信号作为电平检测信号输出给乘法器340。这里，最高位位b0为符号位P。另外，低位位切出电路321，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图16A所示，切出最低位位8位(b16-b23)，或者如图16B所示，例如切出比上述高位位低的规定的低位位(b8-b15)，该8位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并输出给乘法器340。另外，乘法器340通过将所输入的白噪声信号与电平信号相乘，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
另外，图16B的情况下，例如，在输入信号X的字长的规定有效字长以下被舍入，低位位部分为固定数据的情况下，以规定位宽度切出有效字长范围内的中间部分的位。
第3实施例
图10为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第3实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-3的构成的方框图。图10中，电平相关型白噪声产生电路300-3，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、中间位切出电路331、低位位切出电路321、以及乘法器340构成。这里，高位位切出电路311，从经输入端子301所输入的输入信号中，如图17A所示，例如切出高位10位(b0-b9)，将该10位的信号作为电平检测信号输出给乘法器340。另外，中间位切出电路331，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17A所示，切出中间位6位(b10-b15)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。另外，低位位切出电路321，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17A所示，切出最低位位8位(b16-b23)，该8位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。这样，乘法器340通过将所输入的两个白噪声信号与电平信号相乘，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
第4实施例
图11为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第4实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-4的构成的方框图。图11中，电平相关型白噪声产生电路300-4，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、3个低位位切出电路321、322、323、以及乘法器340。这里，高位位切出电路311，从经输入端子301所输入的输入信号中，如图17B所示，例如切出高位10位(b0-b9)，将该10位的信号作为电平检测信号输出给乘法器340。另外，低位位切出电路321，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17B所示，切出低位位6位(b16-b21)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。另外，低位位切出电路322，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17B所示，切出低位6位(b17-b22)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。另外，低位位切出电路323，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17B所示，切出最低位位6位(b18-b23)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并输出给乘法器340。这样，乘法器340通过将所输入的3个白噪声信号与电平信号相乘，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
第5实施例
图12为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第5实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-5的构成的方框图。图12中，电平相关型白噪声产生电路300-5，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、低位位切出电路321、独立型白噪声产生电路380、加法器330、以及乘法器340。因此，电平相关型白噪声产生电路300-5，与图9的电平相关型白噪声产生电路300-2相比，特征在于还具有独立型白噪声产生电路380与加法器330。以下对该不同点进行说明。
图13为说明图11的独立型白噪声产生电路380的构成的方框图。图13中，独立型白噪声产生电路380，特征在于具有N个PN系列噪声信号产生电路30-n(n＝1，2，…，N)、加法器31、DC偏移去除用常数信号发生器32、以及减法器33，产生与输入信号X独立的噪声信号。这里，PN系列是伪噪声系列的简称，各个PN系列噪声信号产生电路30-n具有互相独立的初始值，例如产生作为M系列噪声信号的具有一致的随机振幅的伪噪声信号，输出给加法器31。接下来，加法器31将多个PN系列噪声信号产生电路30-1至30-N所输出的N个伪噪声信号相加，将相加结果的伪噪声信号输出给减法器33。另外，DC偏移去除用常数信号发生器32，产生作为来自N个PN系列噪声信号产生电路30-1至30-N的伪噪声信号的时间平均值的和的DC偏移去除用常数信号，输出给减法器33。之后，减法器33从伪噪声信号的和中减去DC偏移去除用常数信号，通过这样来产生没有DC偏移的高频振动信号并输出。
这里，各个PN系列噪声信号产生电路30-n(n＝1，2，…，N)，如图14所示，具有32位计数器41、异或门42、时钟信号发生器43、以及初始值数据发生器44。32位计数器41中，由初始值数据发生器44对各个PN系列噪声信号产生电路30-n设定了互不相同的32位的初始值之后，根据时钟信号发生器43所产生的时钟信号进行计数，让32位计数器41逐次减1。32位计数器41的32位的数据(包括第0～31位的数据)中，最高位位(MSB；第31位)的1位数据，与其第3位的1位数据，输入给异或门42的输入端子，异或门42将异或运算的运算结果的1位数据，设置在32位计数器41的最低位位(LSB)中。之后，将32位计数器41的低位位8位的数据作为PN系列噪声信号输出。通过像这样构成PN系列噪声信号产生电路30-n，各个PN系列噪声信号产生电路30-n所输出的PN系列噪声信号成为互相独立的8位的PN系列噪声信号。
图14的例子中，为了在各个PN系列噪声信号产生电路30-n中，产生互相独立的8位的PN系列噪声信号，而采用上述构成，但本发明并不仅限于此，还可以如下构成。
(1)从32位计数器41所取出的PN系列噪声信号的8位的位位置不同。也即，在PN系列噪声信号产生电路30-1中，从最低位位8位中取出8位的PN系列噪声信号，在PN系列噪声信号产生电路30-2中，从最低位位8位的正前方的8位中取出PN系列噪声信号，以下相同，取出PN系列噪声信号。
(2)或者，代替该方式，让取出输入给异或门42的1位数据的32位计数器41的位位置，在各个PN系列噪声信号产生电路30-n中不同。
(3)或者，将图14的例子，与上述(1)的失真例，以及上述(2)的失真例中的任意两个组合起来。
之后，通过将互相独立的多个PN系列噪声相加，能够对应于PN系列噪声信号产生电路30的个数N，如图18A、图18B以及图18C所示，产生对应于振幅电平具有规定概率密度的PN系列噪声信号。例如，在N＝1时，大致如图18A所示，能够产生对应于振幅电平具有一致分布的概率密度的白噪声信号。另外，在N＝12时，如果使用中心极限定理，则由于高斯分布的分散为1/12，因此通过将来自产生12个一样的随机数的PN系列噪声信号产生电路30-n的各个PN系列噪声信号相加，大致能够产生对应于振幅电平具有高斯分布的概率密度的高斯分布型噪声信号。另外，在N＝2时，如图18B所示，能够产生具有三角形的概率密度函数的菱形噪声信号。另外，在N＝3时，如图18C所示，能够产生接近高斯分布，具有比高斯分布稍大的分散，对应于振幅电平具有钟形分布或吊钟形分布的概率密度的钟形分布型(吊钟形)噪声信号。如上所述，构成图13以及图14的电路，例如产生图18B或图18C的噪声信号，通过这样，能够通过小规模的电路，产生接近自然音或音乐信号的噪声信号的高频振动信号。
回到图12，来自低位位切出电321的随机噪声信号输出给加法器330。另外，独立型白噪声信号产生电路380，如上所述，具有在图13中N＝1时的构成，产生白噪声信号，输出给加法器330。加法器330将上述所输入的两个噪声信号相加，将相加结果的噪声信号输出给乘法器340。图12的电平相关型白噪声产生电路300-5中，虽然与输入信号电平相关，但由于也使用来自独立型白噪声产生电路380的白噪声信号，因此能够产生减轻了电平相关的程度的白噪声信号。
第6实施例
图15为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第6实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-6的构成的方框图。图15的电平相关型白噪声产生电路300-6，与电平相关型白噪声产生电路300-5相比，特征在于具有菱形高频振动型噪声产生电路381，来代替独立型白噪声产生电路380。这里，菱形高频振动型噪声产生电路381，在图13的白噪声产生电路380中，具有N＝2时的构成，产生如图18B所示的振幅电平的概率密度的菱形噪声信号并输出。图15的电平相关型白噪声产生电路300-6中，与图12的白噪声产生电路300-5一样，虽然在与力信号电平相关，但由于也使用来自独立型白噪声产生电路380的白噪声信号，因此能够产生减轻了电平相关的程度的白噪声信号。
第7实施例
图19为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第7实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300的构成的方框图。图19的电平相关型白噪声产生电路300-7，由对输入信号进行对于其电平非均匀的量化的非均匀量化器351、执行与非均匀量化器351相反的量化处理的逆量化器361、以及减法器371。这里，非均匀量化器351，例如使用行程长度1/N压缩浮点编码来进行量化。
图19中，经输入端子301所输入的输入信号(这里例如为采样频率fs＝44.1kHz，字长＝16位的音频信号)输入给减法器371与非均匀量化器351。非均匀量化器351将所输入的16位的信号压缩成其1/N之后，输出给逆量化器361。关于压缩的方法将在后面详细说明。逆量化器361进行与非均匀量化器351的压缩特性相反的逆量化，解压为16位的信号。由非均匀量化器351与逆量化器361进行了再量化的再量化信号，输出给减法器371。减法器371将再量化了的输入信号与原来的信号之间的差信号，也即量化噪声信号，经输出端子302输出。
通过如图19所示构成，通过计算出来自逆量化器361的输出信号，与输入信号之间的差，该差变为量化噪声，其值如后所述，对应于输入信号的电平进行变化，也即能够得到电平相关的噪声信号。
对图19的电平相关型白噪声信号产生电路300-7中的量化噪声信号的各特性进行详细说明。量化噪声的原因是量化时刻的粗糙所引起的误差信号。图21为示出将图19的非均匀量化器351与逆量化器361配合在一起的情况下的瞬间S/N比关于输入信号电平的特性的图。图中的纵轴为瞬时S/N比，瞬时S/N比为从0Hz至作为奈奎斯特频率(奈奎斯特频率是指信号中没有发生重叠的采样频率，本实施方式中，在设边缘为0的理想状态下，奈奎斯特频率＝采样频率)的44.1kHz的信号频带中的信号比噪声的失真率。从图21可以得知，与现有技术的线性编码(8位、16位、24位)相比，能够在输入电平的几乎全区域中大幅改善瞬时S/N比。作为具体的非均匀量化器351的压缩方法，如上所述，使用行程长度1/N压缩浮点编码。
接下来，对照图23A对行程长度1/N压缩浮点编码方法进行说明。该编码方法中，将在作为编码前的原数据的线性编码的高位，由极性位P、规定逻辑的位连续的连续数据Q0、将上述连续数据Q0的连续性断开的反转位T0、以及上述反转数据T0以后的低位数据D0，所构成的L位的线性编码输入给作为编码器的非均匀量化器351时，非均匀量化器351，将上述L位的上述线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的符号位以及压缩之后的连续数据Q1、断开上述压缩之后的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及将上述低位数据D0压缩起来所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出。另外，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩之后的连续数据Q1的行程长度为L1，n为2以上的整数时，上述行程长度L1以及压缩剩余数据F1通过下式来表示。
L1＝Int(L0/N)…(1)
F1＝L0mod N…(2)
这里，Int为表示参数的整数值的函数，A mod B表示将A除以B所得到的余数的函数。
接下来，在逆量化器361的逆量化处理中，使用行程长度1/N压缩浮点编码的反变换处理，执行上述逆量化处理。以下对照图23B，对该逆量化处理进行说明。
逆量化器361，将由在高位中规定逻辑的位连续的极性位P以及压缩之后的连续数据Q1、断开上述压缩之后的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示行程长度压缩时所产生的剩余的压缩剩余数据F1以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展至N倍，添加对应于上述F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，并输出扩展数据。另外，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩之后的连续数据Q1的行程长度为L1，从压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，N为2以上的整数时，通过下式来表示。
L0＝L1*n+F1…(3)
D0＝D1…(4)
这里，*为表示乘法的运算符号。
关于以上的行程长度1/N压缩浮点编码的压缩方法以及压缩装置，分别在日本特许出愿公开平成4年286421号公报，日本特许出愿公开平成5年183445号公报，以及日本特许出愿公开平成5年284039号公报中分别进行了具体描述。这里，将24位的线性编码压缩成8位的行程长度1/4压缩编码时的计算结果以及分辨率如表1所示。
表1中，24位的线性编码表示重叠2进制码，浮动码为重叠型的行程长度1/4压缩浮点编码。表1中的行程长度L0、行程长度L1以及分辨率的栏中通过十进制来表示。将压缩编码(非均匀量化信号)进行解码(逆量化)从而扩展了的复原编码(逆量化信号)的表现精度也即分辨率，由线性编码的舍入所决定，随着行程长度L0而变化。从表1可以得知，最高能够得到24位至15位的精度。另外，表2以及表3中示出了为了适于基于DSP的公式变换或表格变换而归纳的结果。
表2为非均匀量化的变换表，x为非均匀量化的输入编码，W为非均匀量化的输出编码。在输出编码W的码长超过了24的情况下，舍入成24。在输入编码X的码长不足的情况下，在低位位中插入“0”。表2中还记录了有效位与量化噪声。从表2可以得知，有效位在6位至24位之间，量化噪声如图22所示，具有-36dB至-144dB的值。表3中示出了对于24位的各个线性编码的量化噪声(24位)。
从上述表1、表2以及表3可以得知，本实施方式中所使用的行程长度1/N压缩浮点编码，随着输入信号的电平增大，量化宽度也增大，通过这样的量化来进行编码。
以上的实施方式中，使用行程长度1/N压缩浮点编码，线性编码位重叠二进制码，但即使是2’S补码或偏移二进制码等其他线性编码，只通过互相变换或变更规定的逻辑值，就完全能够一样使用。另外，以上对N位“4”的情况进行了说明，但N只要是“2以上”的整数就可以。这种情况下，由于对应于N的值有压缩剩余的情况下的数有变化，所以可以说压缩剩余数据的字长可以不变。另外，装置除了由硬件电路构成之外，还可以通过进行表格变换或数据变换的DSP硬件电路以及安装在其中的软件的程序来构成。
如上所述，在原数据的行程长度较小时，通过较少的位数来表示指数部也即范围，如果行程长度增大，则分配位数，通过较多的位数来表示指数部也即范围。由于编码全体的字长采用固定长度，因此暂时数据部的位数对应于行程长度而变化。通过这些作用，能够扩展从输出部所输出的具有压缩编码的范围的表现空间，同时改善表现精度。
表1
表2
|X|＝ |W|＝ 有效位 量化噪声 2-1≤|X|2-2≤|X|＜2-1 2-3≤|X|＜2-2 2-4≤|X|＜2-32-5≤|X|＜2-4 2-6≤|X|＜2-5 2-7≤|X|＜2-62-8≤|X|＜2-7 2-9≤|X|＜2-8 2-10≤|X|＜2-92-11≤|X|＜2-10 2-12≤|X|＜2-11 2-13≤|X|＜2-122-14≤|X|＜2-13 2-15≤|X|＜2-14 2-16≤|X|＜2-152-17≤|X|＜2-16 2-18≤|X|＜2-17 2-19≤|X|＜2-182-20≤|X|＜2-19 2-21≤|X|＜2-20 2-22≤|X|＜2-21|X|＜2-222-1+2-2+2-2*|X|2-1+2-3+2-1*|X|2-1+2-0*|X|2-2+2-3+21*|X|2-2+2-3+21*|X|2-2+2-4+22*|X|2-2+23*|X|2-3+2-4+24*|X|2-3+2-4+24*|X|2-3+2-5+25*|X|2-3+26*|X|2-4+2-5+27*|X|2-4+2-5+27*|X|2-4+2-6+28*|X|2-4+29*|X|2-5+2-6+210*|X|2-5+2-6+210*|X|2-5+2-7+211*|X|2-5+212*|X|2-6+2-7+213*|X|2-6+2-7+214*|X|2-6+215*|X|216*|X|67899101112121314151516171818192021222324 -36[dB]-40[dB]-48[dB]-54[dB]-54[dB]-60[dB]-66[dB]-72[dB]-72[dB]-78[dB]-84[dB]-90[dB]-90[dB]-96[dB]-102[dB]-108[dB]-108[dB]-114[dB]-120[dB]-126[dB]-132[dB]-138[dB]-144[dB]
第8实施例
表3
第8实施例
图20为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第8实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-8的构成的方框图。图20的电平相关型白噪声产生电路300-8，将分别由图19的电平相关型白噪声产生电路300-7所构成的3个白噪声产生电路385-1、385-2、385-3并联，来自各个白噪声产生电路385-1、385-2、385-3的输出信号由加法器374相加，得到噪声信号。这里，电平相关型白噪声产生电路385-1具有非均匀量化器351与逆量化器361以及减法器371，电平相关型白噪声产生电路385-2具有非均匀量化器352与逆量化器362以及减法器372，电平相关型白噪声产生电路385-3具有非均匀量化器353与逆量化器363以及减法器373。这3个电平相关型白噪声产生电路385-1、385-2、385-3具有互相相同的构成，产生互相相同的3个噪声信号，通过由加法器374将这3个噪声信号相加，能够产生具有例如图18C所示的钟形噪声信号的概率密度的噪声信号。
第9实施例
图24为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第9实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-9的构成的方框图。电平相关型白噪声产生电路300-9，具有内置了表格存储器390a的表格变换电路390。表格存储器390a中，包含有表示图19或图20的输入信号与输出信号之间的关系的数据，也即表示对应于所有的输入信号的输出信号的值的数据表。电平相关型白噪声产生电路300-9，对输入给输入端子301的输入信号进行响应，参照表格存储器390a检索与该值相对应的输出信号的值，产生具有检索结果的输出信号的值的噪声信号的输出信号，并经输出端子302输出。如上所述，通过采用图24的电平相关型白噪声产生电路300-9，能够通过与其他电平相关型白噪声产生电路300-1至300-8相比具有非常简单的构成的电路，来构成电平相关型白噪声产生电路。
图25为说明图1至图4的信号处理电路400的构成的方框图。信号处理电路400，如图25所示，具有带通滤波器410、回波附加电路420、以及可变放大器430。这里，带通滤波器410如图25所示，由高通滤波器411与作为低通滤波器的1/f特性滤波器412级联而成，例如在所输入的数字音频信号是来自CD播放器等的未压缩数字信号时，带通滤波器410最好具有以下规格。
(1)低频侧的截止频率fLC＝约fs/2。
(2)低频侧的截止特性为频率fs/4中为80dB以上的衰减量。该衰减量接近基于原音的量化数的SN比。例如，如果原音的量化数为16位，则理论上SN比为98dB，因此最好具有80～100dB以上的衰减量。这里，低频侧的截止特性越平缓，音质越软，另外，低频侧的截止特性越陡峭，音质越尖锐。在后者的情况下，不会损害原音的音质倾向，得到了频带扩展的效果。所以，低通滤波器412最好能够切换上述低频侧的截止特性，使其按照来自外部控制器的用户指示信号例如在上述2个特性之间有选择地变化。
(3)高频侧的截止频率fHC＝约fs/2。
(4)高频侧的截止特性为-6dB/oct(参照例如图26)。
这里，1/f特性滤波器412，例如图26所示，具有在比频率0至fs/2的频带B1高的频率fs/2至p·fs/2的频带B2中，有-6dB/oct的倾斜的衰减特性，是所谓的1/f特性的低通滤波器。这里，p为过采样率，例如是2以上大概到8的整数。
带通滤波器410，对所输入的数字信号如上所述进行带通滤波，将带通滤波之后的数字频带扩展信号，经回波附加电路420与可变放大器430输出。
回波附加电路420，例如由如图28所示的横向滤波器构成，对所输入的输入信号，根据来自外部电路的表示用户附加的程度的控制信号，添加与自信号相关的回波信号并输出。输入给回波附加电路420的输入信号，输入给互相级联的例如只延迟1采样的时间的N个延迟电路D1至DK，同时经可变乘法器AP0输入给加法器SU1。这里，可变乘法器AP0，将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CS0所表示的乘法值相乘，产生表示相乘结果的值的信号，输出给加法器SU1。另外，来自延迟电路D1的输出信号，经由将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CS1所表示的乘法值相乘的可变乘法器AP1，输出给加法器SU1。另外，来自延迟电路D2的输出信号，经由将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CS2所表示的乘法值相乘的可变乘法器AP2，输出给加法器SU1。以下同样，来自延迟电路Dk(k＝3，4，…，K)的输出信号，经由将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CSk所表示的乘法值相乘的可变乘法器APk，输出给加法器SU1。加法器SU1将所输入的(k+1)个信号相加，将相加结果的信号输出给控制器421，同时作为输出信号输出给外部电路。这里，控制器421根据来自加法器SU1的信号进行控制，给回波附加电路420的输入信号添加规定的回波信号，通过这样产生乘法值指示控制信号CSk(k＝1，2，…，K)，分别输出给可变乘法器AP0至APK。
图25的信号处理电路400中，具有回波附加电路420，但本发明并不仅限于此，也可以没有回波附加电路420。
通过设置图25的回波附加电路420，在输入信号的强弱变化激烈时，由于只给扩展频带信号添加回波信号，因此产生了平缓强弱变化的下跌，保持高频域的噪声成分的维持效果。通过这样，在听觉上变得更加自然。另外，在没有添加回波附加电路420时，输入信号的强弱变化常常联动，附加了频带扩展信号，因此是信号上的最忠实的时间频谱特性。
图25中所示的可变放大器430是电平控制电路，所输入的信号的电平(振幅值)，以基于控制信号的放大度(该放大度既有可能是正的放大处理，又有可能是负的衰减处理)进行变化，将电平变化后的信号作为输出信号输出。可变放大器430，用来对输入给加法器800的两个信号的电平进行相对调整。该调整最好设为在加法器800中，让这两个信号的电平例如在频率fs/2中实质上相一致，也即保持频谱的连续性。
图29A至图29E为说明图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)的频谱图。图29A为输入信号X的频谱图，图29B为来自LPF120的输出信号的频谱图，图29C为来自电路300的输出信号的频谱图，图29D为来自电路400的频谱图，图29E为输出信号W的频谱图。
对照图3以及图29A至图29E，对音频信号频带扩展装置100-3的动作进行说明，如图29A以及图29B所示，具有规定最高频率fmax的输入信号，被过采样型低通滤波器120过采样且低通滤波之后，使用带通滤波器200的带通滤波特性200S进行带通滤波，其结果的频谱如图29B所示。这里，输入信号的最高频率fmax为fs/2以下，根据频率的边缘不同，有可能不满fs/2。电平相关型白噪声产生电路300，根据来自带通滤波器200的输入信号，产生随着其电平变化的电平相关的图29C的白噪声信号。接下来，信号处理电路400，对上述所产生的白噪声信号直线带通滤波处理、回波附加处理、电平调整处理，产生下限频率为fmax的图29D的带通扩展附加信号。进而，加法器800如图29E所示，将来自过采样型低通滤波器120的信号与来自信号处理电路400的信号相加，使其在频率fmax中保持频谱的连续性，将相加结果的信号作为输出信号输出。
图30A至图30D为说明图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)的频谱图。图30A为输入信号X的频谱图，图30B为来自电路300的输出信号的频谱图，图30C为来自电路400的频谱图，图30D为输出信号W的频谱图。音频信号频带扩展装置100-4，如图30A至图30D所示，除了以下不同点之外，与图29A至图29E进行同样的动作。
接下来，对图3的音频信号频带扩展装置100-3与图4的音频信号频带扩展装置100-4之间的不同点进行说明。图3的音频信号频带扩展装置100-3中，对输入信号进行过采样且低通滤波之后，执行带通滤波处理、噪声生成处理、以及信号处理，与此相对，图4的音频信号频带扩展装置100-4中，对输入信号进行带通滤波，生成噪声这一点不同。通过该不同，能够使得让带通滤波器200以及噪声生成电路300进行动作的时钟频率，与图3的过采样之后下部较低，因此起到了能够削减电路规模，降低时钟频率，减少DSP处理的步骤数的作用。另外，噪声生成后的信号被过采样，进行信号处理，输入信号也另外进行过采样并相加，因此输出信号W结果能够得到与图3相同的信号。图4的音频信号频带扩展装置100-4中，需要两个过采样电路120及121，但处理噪声生成后的信号的过采样电路120以及121，只要在过采样的时钟信号中进行零内插就可以了，不需要低通滤波器，因此电路规模等几乎不会增加，相抵之后还能够削减电路规模。
图31A至图31E为说明图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)的频谱图，图31A为输入信号X的频谱图，图31B为来自LPF120的输出信号的频谱图，图31C为来自电路300的输出信号的频谱图，图31D为来自电路400的频谱图，图31E为输出信号W的频谱图。另外，图32A至图32D为说明图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)的频谱图，图32A为输入信号X的频谱图，图32B为来自电路300的输出信号的频谱图，图32C为来自电路400的频谱图，图32D为输出信号W的频谱图。
图31A至图31E的动作，与图29A至图29E的动作相比，过采样的倍数增加为两倍，除此之外的动作均相同。图32A至图32D的动作，与图30A至图30D的动作相比，过采样的倍数增加为两倍，除此之外的动作均相同。
图33A与图33B为图31A至图31E及图32A至图32D的失真例，图33A为说明代替1/f滤波器412的重叠噪声失真去除用滤波器的特性的频谱图，图33B为输出信号W的频谱图。所产生的噪声信号的上限频率特性，一般通过图26或图27中所示的高频去除特性去除高频成分，但例如使用图33A所示的重叠失真去除用滤波器，通过保留到超过了奈奎斯特频率的规定频率，能够起到以下效果。
(1)音频频带扩展范围如图33B所示，能够比奈奎斯特频率扩展得高。
(2)由于能够简化可降低重叠去除用滤波器的级数的构成，因此能够降低每单位时间的步骤数(MIPS)。
如上所述，根据本发明的相关实施方式，如图1所示，产生在输入信号所具有的频带以上随着输入信号的电平而变化从而电平相关的噪声，与输入信号相加从而来保持频谱的连续性，通过这样，与现有的技术相比，能够容易地产生音频频带扩展了的音频信号。另外，由于如上所得到的频带扩展了的信号随着原音的电平进行变化，且保持有频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，而是具有能够自然听取原音的这一特有效果。
另外，如图2所示，由于带通滤波处理、电平相关型白噪声产生处理以及信号处理，通过数字信号处理来进行，因此不会发生因构成电路的部件的偏差或温度特性所引起的性能偏差。另外，音频信号每次通过电路时都不会发生音质恶化。另外，即使追求所构成的滤波器的精度，与模拟电路构成相比，电路规模也不会增大，且不会引起造价增加。
另外，如图3所示，通过在带通滤波处理以及最后的加法处理之前，执行过采样处理且执行低通滤波处理，这样，由于能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位偏移以及噪声。另外，能够降低量化噪声，使得短量化位中的变换较容易。进而，能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，从而能够容易地产生更高的高次谐波成分。
另外，如图4所示，在电平相关型白噪声产生处理与信号处理之间插入过采样处理并执行，另外，在最后的加法处理之前，对输入信号执行过采样处理以及低通滤波处理，通过这样，能够在比过采样型低通滤波器与过采样电路靠后的电路中，将信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。
第5实施方式
图34为说明音频信号频带扩展装置的应用之一例的本发明的第5实施方式的相关光盘再生系统500的构成的方框图。
以上的第1至第4实施方式中，图1至图4的音频信号频带扩展装置100-1至100-4都通过硬件的数字信号处理电路构成，但本发明并不仅限于此，例如图1至图4的音频信号频带扩展装置100-1至100-4的构成中的各个处理步骤，还能够通过用来进行音频信号的频带扩展的信号处理程序来实现，该信号处理程序可以通过保存在图34的DSP501的程序存储器501p中的DSP501来执行。另外，DSP501的数据表格存储器501d中，存储有用来执行上述信号处理程序所必需的各种数据。
图34中，光盘再生装置502例如是DVD播放器、CD播放器、MD播放器等用来再生光盘的内容的装置，光盘再生装置502所再生的左右数字音频信号，通过DSP501执行上述信号处理程序，得到相对所输入的音频数字信号频带扩展了的音频数字信号，输出给D/A变换器503。接下来，D/A变换器503将所输入的数字音频信号进行A/D变换，经功率放大器504a、504b输出给左右扬声器505a、505b。这里，系统控制器500控制该光盘再生系统全体的动作，特别是控制光盘再生装置502及DSP501的动作。另外，DSP501的程序存储器501p以及数据表存储器501d，例如由快闪存储器或EEPROM等非易失性存储器构成。
如上所构成的光盘系统中，由光盘再生装置502所再生的数字音频信号，被DSP501适当进行了频带扩展之后，能够由左右扬声器505a、505b来再生。
如上所述，根据该第5实施方式，图1至图4的音频信号频带扩展装置100-1至100-4的构成中的各个处理步骤，能够通过用来进行音频信号的频带扩展的信号处理程序来实现，该信号处理程序由图34的DSP501来执行，因此，能够容易地进行信号处理程序的功能追加或错误修正等版本升级。
该第5实施方式中，上述信号处理程序以及用于其执行的数据分别可以在制造时预先存储在程序存储器501p与数据表格存储器501d中，也可以代替该方法，如下所示，记录在CD-ROM511等计算机可读存储介质中的信号处理程序以及用于其执行的数据，可以分别由包括计算机等的控制器的光盘驱动器510进行再生，并经外部接口506存储在DSP501内的程序存储器501p以及数据表格存储器501d中。
上述实施方式中，使用DSP501，但本发明并不仅限于此，还可以由微处理器单元(MPU)等数字计算机的控制器来构成。
如上所述，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，能够产生在输入信号所具有的频带以上随着输入信号的电平而变化从而电平相关的噪声信号，与输入信号相加从而来保持频谱的连续性，通过这样，与现有的技术相比，能够容易地产生音频频带扩展了的信号。另外，由于如上所得到的频带扩展了的信号随着原音的电平进行变化，且保持有频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，而是具有能够自然听取原音的这一特有效果。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，由于带通滤波处理、电平相关型白噪声产生处理以及信号处理，通过数字信号处理来进行，因此不会发生因构成电路的部件的偏差或温度特性所引起的性能偏差。另外，音频信号每次通过电路时都不会发生音质恶化。另外，即使追求所构成的滤波器的精度，与模拟电路构成相比，电路规模也不会增大，且不会引起造价增加。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，通过在带通滤波处理以及最后的加法处理之前，执行过采样处理且执行低通滤波处理，能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位偏移以及噪声。另外，能够降低量化噪声，使得短量化位中的变换较容易。进而，能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，从而能够容易地产生更高的高次谐波成分。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，在电平相关型白噪声产生处理与信号处理之间插入过采样处理并执行，另外，在最后的加法处理之前，对输入信号执行过采样处理以及低通滤波处理，通过这样，能够在比过采样型低通滤波器与过采样电路靠后的电路中，将信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。
另外，通过采用本发明的相关光盘系统，能够再生存储在光盘中的音频信号，扩展上述所再生的音频信号的频带，输出扩展后的音频信号。通过这样，能够根据存储在光盘中的音频信号，与现有技术相比容易地产生音频频带扩展了的信号。
另外，通过本发明的相关程序，能够提供一种包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序。
另外，通过采用本发明的相关计算机可读存储介质，能够提供一种存储有包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序的存储介质。
第1实施方式
图1为说明本发明的相关第1实施方式的音频信号频带扩展装置100-1的构成的方框图。该第1实施方式的音频信号频带扩展装置100-1，如图1所示，是插入在输入端子101与输出端子102之间的模拟信号处理电路，具有带通滤波器(BPF)200、电平相关型白噪声产生电路300、信号处理电路400、及加法器800。
图1中，模拟音频信号(以下称作输入信号)X经输入端子101输入给带通滤波器200及加法器800。该输入信号X，例如是从光盘(CD)所再生的信号，具有例如20Hz至20kHz的频带。带通滤波器200，将输入信号X的频带中的一部分频带(以下称作部分频带。例如是高频带10kHz至20kHz的频带，或者另一例中是5kHz至15kHz的频带。)带通滤波之后，输出给电平相关型白噪声产生电路300。接下来，电平相关型白噪声产生电路300，产生具有按照经输入端子301所输入的部分频带的音频信号的电平进行变化的电平，也即电平相关型电平的白噪声信号，经输出端子302输出给信号处理电路400。另外，信号处理电路400，对所输入的白噪声信号，进行包括规定的带通滤波处理、回波附加处理及电平调整处理的，可以说是乘上规定的传递函数的信号处理，将处理后的白噪声信号输出给加法器800。之后，加法器800，将来自信号处理电路400的白噪声信号，与输入信号X相加，将相加结果的频带扩展了的信号作为输出信号W输出。
另外，关于信号处理电路400的处理的详细内容，将在后面对照图25进行详细说明。这里，信号处理电路400的带通滤波处理中的带通频带的下限频率，最好与输入信号X的最大频率实质上一致，最好在加法器800中的两个信号的加法处理中，让这两个信号的该下限频率中的电平实质上相一致，从而保持频谱的连续性。另外，上述带通滤波处理中的带通频带的上限频率，最好设为输入信号X的最大频率的2倍或4倍以上。另外，如果让带通滤波器200的上限频率与奈奎斯特频率相同，使得带通滤波器200的带通特性例如为10kHz至20kHz，则可以将带通滤波器200替换成让10kHz以上通过的高通滤波器。
根据以上所构成的音频信号频带扩展装置100-1，与现有例相比，不需要电平检测，能够通过简单的构成容易地产生音频频带扩展了的音频信号。另外，由于所得到的频带扩展了的信号随着输入信号X的原音电平变化从而相关，且保持频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，具有能够自然听取原音的特有效果。
以上的实施方式中，设置了带通滤波器200，但本发明并不仅限于此，也可以不设置。这种情况下，电平相关型白噪声产生电路300，产生通过随着输入信号X的电平进行变化而电平相关的白噪声信号。
第2实施方式
图2为说明本发明的第2实施方式的音频信号频带扩展装置100-2的构成的方框图。该第2实施方式的音频信号频带扩展装置100-2，与图1的音频信号频带扩展装置100-1相比，特征在于，为了让带通滤波器(BPF)200、电平相关型白噪声产生电路300以及信号处理电路400的各个处理，通过数字信号处理代替模拟信号处理来执行，在带通滤波器200的前段插入有A/D变换器130，同时在信号处理电路400的后段插入有D/A变换器131。以下对该不同点进行详细说明。
图2中，输入信号X被A/D变换器130进行A/D变换，成为例如具有采样频率fs＝44.1kHz，字长＝16位的信号。另外，D/A变换器131对来自信号处理电路400的输出信号进行D/A变换，将模拟音频信号输出给加法器800。之后，加法器800将为模拟信号的输入信号，与D/A变换过的频带扩展信号相加，输出相加结果的音频信号。
通过采用如上所构成的音频信号频带扩展装置100-2，具有与图1的音频信号频带扩展装置100-1相同的作用效果，同时，由于带通滤波器(BPF)200、电平相关型白噪声产生电路300以及信号处理电路400的各个处理，通过数字信号处理来进行，因此能够使用数字信号处理器(以下称作DSP)等，通过软件指定该处理并执行，硬件的构成与现有例相比变得简单。另外，这种情况下，通过变更软件，能够容易地变更上述数字信号处理的处理内容。
第3实施方式
图3为说明本发明的第3实施方式的音频信号频带扩展装置100-3的构成的方框图。该第3实施方式的音频信号频带扩展装置100-3，与图1的音频信号频带扩展装置100-1相比，有以下点不同。
(1)输入信号X与输出信号W采用数字音频信号。
(2)音频信号频带扩展装置100-3内的处理均通过数字信号处理来执行。
(3)带通滤波器(BPF)200及加法器800的前段，插入有过采样型低通滤波器(LPF)120。
以下对该不同点进行详细说明。
图3中，为数字音频信号的输入信号X经输入端子101输入给过采样型低通滤波器120。该数字音频信号，例如是从光盘(CD)所再生的信号，此时，该信号是具有采样频率fs＝44.1kHz，字长＝16位的信号。过采样型低通滤波器120是如下的数字滤波器电路，如图5所示，具有过采样电路11，与数字低通滤波器(LPF)12，将经输入信号101所输入的数字音频信号的采样频率fs增大p倍(p为2以上的正整数)，且将频率fs/2至频率pfs/2的不需要的频带的信号衰减60dB以上。
例如，在p＝2时，具有采样频率fs(采样周期Ts＝1/fs)的数字音频信号，输入给过采样电路11，过采样电路11对所输入的数字音频信号的数据D1，如图6所示，通过在相邻的两个数据D1的中间位置(关于时间轴)以采样周期Ts插入零数据D2进行插补，来执行过采样处理，变换成具有采样频率2fs(采样周期Ts/2)的数字音频信号之后，输出给数字低通滤波器12。数字低通滤波器12具有：
(a)频率0～0.45fs的通过频带；
(b)频率0.45fs～fs的截止频带；
(c)频率fs以上为60dB以上的衰减量；
通过对所输入的数字音频信号进行低通滤波，进行频带控制，将上述过采样处理所产生重叠噪声去除，从而实质上只让具有输入数字音频信号的有效频带(频率0～0.45fs)通过之后，输出给图3的加法器800以及带通滤波器200。
另外，加法器800将过采样且低通滤波过的数字音频信号，与来自信号处理电路400的数字频带扩展信号相加，将相加结果之音频信号作为输出信号W输出。
通过采用如上所构成的音频信号频带扩展装置100-3，具有与图1以及图2的音频信号频带扩展装置100-1、100-2相同的作用效果，同时，所有的处理都通过数字信号处理来执行，因此能够使用DSP等，通过软件指定该处理并执行，硬件的构成与现有例相比变得简单。另外，这种情况下，通过变更软件，能够容易地变更上述数字信号处理的处理内容。另外，由于使用过采样型低通滤波器120对输入信号X执行过采样处理以及低通滤波处理，因此具有以下的特有效果：
(1)由于能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位失真以及噪声。
(2)能够降低量化噪声，使得短量化位的变换较容易。
(3)能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，能够容易地产生更高的高次谐波成分。
第4实施方式
图4为说明本发明的第4实施方式的音频信号频带扩展装置100-4的构成的方框图。该第4实施方式的音频信号频带扩展装置100-4，与图3的音频信号频带扩展装置100-3相比，有以下点不同。
(1)过采样型低通滤波器120插入在输入端子101与加法器800之间
(2)电平相关型白噪声产生电路300与信号处理电路400之间，插入过采样电路121。
以下对该不同点进行详细说明。
图4中，过采样型低通滤波器120对输入信号X进行过采样处理以及低通滤波处理，并输出给加法器800。另外，过采样电路121对电平相关型白噪声产生电路300所输出的白噪声信号执行了过采样处理之后，输出给信号处理电路400。所以，能够将过采样型低通滤波器120及过采样电路121之后的电路中的信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段的电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。通过采用如上所构成的音频信号频带扩展装置100-4，具有与第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3同样的作用效果。
第1实施例
图7为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第1实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-1的构成的方框图。图7中，电平相关型白噪声产生电路300-1，特征在于，具有输入端子301与输出端子302，由电平信号产生电路310、白噪声信号产生电路320、以及乘法器340构成。
图7中，具有规定部分频带的音频信号，经输入端子301输入给电平信号产生电路310与白噪声产生电路320。电平信号产生电路310检测出所输入的音频信号的电平，产生具有所检测出的电平的电平信号，输出给乘法器340。该电平信号产生电路310的具体例子，为图9至图12的高位位切出电路311，输入信号的高位位表示其电平，从高位位切出电路311所输出的位的信号，表示输入信号的大概电平。另外，白噪声信号产生电路320，例如由图8的1阶Δ-∑调制型量化器20构成，产生与输入信号的电平无关的大致固定电平的白噪声信号，输出给乘法器340。之后，乘法器340将所输入的白噪声信号与电平信号相乘，通过这样，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
图8为说明图7的白噪声信号产生电路320的构成的方框图。图8中，白噪声信号产生电路320，由1阶Δ-∑调制型量化器20构成，该量化器20，由减法器21、进行量化的量化器22、减法器23、以及进行1次采样延迟的延迟电路24构成。
图8中，来自带通滤波器200的输入信号经输入端子301输出给减法器21。减法器21将来自带通滤波器200的音频信号减去来自延迟电路24的音频信号，将减法结果的音频信号经延迟电路24输出给减法器21。从上述减法器23所输出的减法结果的音频信号，是表示量化时所产生的噪声的量化噪声信号，该量化噪声信号经输出端子303输出给乘法器340。如图8构成的1阶Δ-∑调制型量化器20中，根据来自过采样型低通滤波器120的数字音频信号，产生进行了1阶Δ-∑调制的调制信号，也即，能够产生作为基于原音的音频信号所产生的频带信号的噪声信号。
另外，图8的白噪声信号产生电路320中，使用1阶Δ-∑调制型量化器20，但本发明并不仅限于此，还可以使用多阶Δ-∑调制型量化器。另外，还可以代替Δ-∑调制型量化器，使用对所输入的音频信号进行∑-Δ调制的∑-Δ调制型量化器。
第2实施例
图9为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第2实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-2的构成的方框图。图9中，电平相关型白噪声产生电路300-2，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、低位位切出电路321、以及乘法器340构成。这里，高位位切出电路311，从经输入端子301所输入的输入信号中，如图16A或图16B所示，例如切出高位10位(b0-b9)，将该10位的信号作为电平检测信号输出给乘法器340。这里，最高位位b0为符号位P。另外，低位位切出电路321，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图16A所示，切出最低位位8位(b16-b23)，或者如图16B所示，例如切出比上述高位位低的规定的低位位(b8-b15)，该8位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并输出给乘法器340。另外，乘法器340通过将所输入的白噪声信号与电平信号相乘，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
另外，图16B的情况下，例如，在输入信号X的字长的规定有效字长以下被舍入，低位位部分为固定数据的情况下，以规定位宽度切出有效字长范围内的中间部分的位。
第3实施例
图10为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第3实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-3的构成的方框图。图10中，电平相关型白噪声产生电路300-3，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、中间位切出电路331、低位位切出电路321、以及乘法器340构成。这里，高位位切出电路311，从经输入端子301所输入的输入信号中，如图17A所示，例如切出高位10位(b0-b9)，将该10位的信号作为电平检测信号输出给乘法器340。另外，中间位切出电路331，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17A所示，切出中间位6位(b10-b15)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。另外，低位位切出电路321，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17A所示，切出最低位位8位(b16-b23)，该8位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。这样，乘法器340通过将所输入的两个白噪声信号与电平信号相乘，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
第4实施例
图11为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第4实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-4的构成的方框图。图11中，电平相关型白噪声产生电路300-4，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、3个低位位切出电路321、322、323、以及乘法器340。这里，高位位切出电路311，从经输入端子301所输入的输入信号中，如图17B所示，例如切出高位10位(b0-b9)，将该10位的信号作为电平检测信号输出给乘法器340。另外，低位位切出电路321，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17B所示，切出低位位6位(b16-b21)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。另外，低位位切出电路322，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17B所示，切出低位6位(b17-b22)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并通过加法器330输出给乘法器340。另外，低位位切出电路323，从经输入端子301所输入的输入信号中，例如图17B所示，切出最低位位6位(b18-b23)，该6位的信号虽然与输入信号相关，但作为随机变化的白噪声信号产生并输出给乘法器340。这样，乘法器340通过将所输入的3个白噪声信号与电平信号相乘，产生白噪声信号的电平对应于电平信号进行变化的白噪声信号，经输出端子302输出。
第5实施例
图12为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第5实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-5的构成的方框图。图12中，电平相关型白噪声产生电路300-5，具有输入端子301与输出端子302，且由高位位切出电路311、低位位切出电路321、独立型白噪声产生电路380、加法器330、以及乘法器340。因此，电平相关型白噪声产生电路300-5，与图9的电平相关型白噪声产生电路300-2相比，特征在于还具有独立型白噪声产生电路380与加法器330。以下对该不同点进行说明。
图13为说明图11的独立型白噪声产生电路380的构成的方框图。图13中，独立型白噪声产生电路380，特征在于具有N个PN系列噪声信号产生电路30-n(n＝1，2，…，N)、加法器31、DC偏移去除用常数信号发生器32、以及减法器33，产生与输入信号X独立的噪声信号。这里，PN系列是伪噪声系列的简称，各个PN系列噪声信号产生电路30-n具有互相独立的初始值，例如产生作为M系列噪声信号的具有一致的随机振幅的伪噪声信号，输出给加法器31。接下来，加法器31将多个PN系列噪声信号产生电路30-1至30-N所输出的N个伪噪声信号相加，将相加结果的伪噪声信号输出给减法器33。另外，DC偏移去除用常数信号发生器32，产生作为来自N个PN系列噪声信号产生电路30-1至30-N的伪噪声信号的时间平均值的和的DC偏移去除用常数信号，输出给减法器33。之后，减法器33从伪噪声信号的和中减去DC偏移去除用常数信号，通过这样来产生没有DC偏移的高频振动信号并输出。
这里，各个PN系列噪声信号产生电路30-n(n＝1，2，…，N)，如图14所示，具有32位计数器41、异或门42、时钟信号发生器43、以及初始值数据发生器44。32位计数器41中，由初始值数据发生器44对各个PN系列噪声信号产生电路30-n设定了互不相同的32位的初始值之后，根据时钟信号发生器43所产生的时钟信号进行计数，让32位计数器41逐次减1。32位计数器41的32位的数据(包括第0～31位的数据)中，最高位位(MSB；第31位)的1位数据，与其第3位的1位数据，输入给异或门42的输入端子，异或门42将异或运算的运算结果的1位数据，设置在32位计数器41的最低位位(LSB)中。之后，将32位计数器41的低位位8位的数据作为PN系列噪声信号输出。通过像这样构成PN系列噪声信号产生电路30-n，各个PN系列噪声信号产生电路30-n所输出的PN系列噪声信号成为互相独立的8位的PN系列噪声信号。
图14的例子中，为了在各个PN系列噪声信号产生电路30-n中，产生互相独立的8位的PN系列噪声信号，而采用上述构成，但本发明并不仅限于此，还可以如下构成。
(1)从32位计数器41所取出的PN系列噪声信号的8位的位位置不同。也即，在PN系列噪声信号产生电路30-1中，从最低位位8位中取出8位的PN系列噪声信号，在PN系列噪声信号产生电路30-2中，从最低位位8位的正前方的8位中取出PN系列噪声信号，以下相同，取出PN系列噪声信号。
(2)或者，代替该方式，让取出输入给异或门42的1位数据的32位计数器41的位位置，在各个PN系列噪声信号产生电路30-n中不同。
(3)或者，将图14的例子，与上述(1)的失真例，以及上述(2)的失真例中的任意两个组合起来。
之后，通过将互相独立的多个PN系列噪声相加，能够对应于PN系列噪声信号产生电路30的个数N，如图18A、图18B以及图18C所示，产生对应于振幅电平具有规定概率密度的PN系列噪声信号。例如，在N＝1时，大致如图18A所示，能够产生对应于振幅电平具有一致分布的概率密度的白噪声信号。另外，在N＝12时，如果使用中心极限定理，则由于高斯分布的分散为1/12，因此通过将来自产生12个一样的随机数的PN系列噪声信号产生电路30-n的各个PN系列噪声信号相加，大致能够产生对应于振幅电平具有高斯分布的概率密度的高斯分布型噪声信号。另外，在N＝2时，如图18B所示，能够产生具有三角形的概率密度函数的菱形噪声信号。另外，在N＝3时，如图18C所示，能够产生接近高斯分布，具有比高斯分布稍大的分散，对应于振幅电平具有钟形分布或吊钟形分布的概率密度的钟形分布型(吊钟形)噪声信号。如上所述，构成图13以及图14的电路，例如产生图18B或图18C的噪声信号，通过这样，能够通过小规模的电路，产生接近自然音或音乐信号的噪声信号的高频振动信号。
回到图12，来自低位位切出电321的随机噪声信号输出给加法器330。另外，独立型白噪声信号产生电路380，如上所述，具有在图13中N＝1时的构成，产生白噪声信号，输出给加法器330。加法器330将上述所输入的两个噪声信号相加，将相加结果的噪声信号输出给乘法器340。图12的电平相关型白噪声产生电路300-5中，虽然与输入信号电平相关，但由于也使用来自独立型白噪声产生电路380的白噪声信号，因此能够产生减轻了电平相关的程度的白噪声信号。
第6实施例
图15为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第6实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-6的构成的方框图。图15的电平相关型白噪声产生电路300-6，与电平相关型白噪声产生电路300-5相比，特征在于具有菱形高频振动型噪声产生电路381，来代替独立型白噪声产生电路380。这里，菱形高频振动型噪声产生电路381，在图13的白噪声产生电路380中，具有N＝2时的构成，产生如图18B所示的振幅电平的概率密度的菱形噪声信号并输出。图15的电平相关型白噪声产生电路300-6中，与图12的白噪声产生电路300-5一样，虽然在与力信号电平相关，但由于也使用来自独立型白噪声产生电路380的白噪声信号，因此能够产生减轻了电平相关的程度的白噪声信号。
第7实施例
图19为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第7实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300的构成的方框图。图19的电平相关型白噪声产生电路300-7，由对输入信号进行对于其电平非均匀的量化的非均匀量化器351、执行与非均匀量化器351相反的量化处理的逆量化器361、以及减法器371。这里，非均匀量化器351，例如使用行程长度1/N压缩浮点编码来进行量化。
图19中，经输入端子301所输入的输入信号(这里例如为采样频率fs＝44.1kHz，字长＝16位的音频信号)输入给减法器371与非均匀量化器351。非均匀量化器351将所输入的16位的信号压缩成其1/N之后，输出给逆量化器361。关于压缩的方法将在后面详细说明。逆量化器361进行与非均匀量化器351的压缩特性相反的逆量化，解压为16位的信号。由非均匀量化器351与逆量化器361进行了再量化的再量化信号，输出给减法器371。减法器371将再量化了的输入信号与原来的信号之间的差信号，也即量化噪声信号，经输出端子302输出。
通过如图19所示构成，通过计算出来自逆量化器361的输出信号，与输入信号之间的差，该差变为量化噪声，其值如后所述，对应于输入信号的电平进行变化，也即能够得到电平相关的噪声信号。
对图19的电平相关型白噪声信号产生电路300-7中的量化噪声信号的各特性进行详细说明。量化噪声的原因是量化时刻的粗糙所引起的误差信号。图21为示出将图19的非均匀量化器351与逆量化器361配合在一起的情况下的瞬间S/N比关于输入信号电平的特性的图。图中的纵轴为瞬时S/N比，瞬时S/N比为从0Hz至作为奈奎斯特频率(奈奎斯特频率是指信号中没有发生重叠的采样频率，本实施方式中，在设边缘为0的理想状态下，奈奎斯特频率＝采样频率)的44.1kHz的信号频带中的信号比噪声的失真率。从图21可以得知，与现有技术的线性编码(8位、16位、24位)相比，能够在输入电平的几乎全区域中大幅改善瞬时S/N比。作为具体的非均匀量化器351的压缩方法，如上所述，使用行程长度1/N压缩浮点编码。
接下来，对照图23A对行程长度1/N压缩浮点编码方法进行说明。该编码方法中，将在作为编码前的原数据的线性编码的高位，由极性位P、规定逻辑的位连续的连续数据Q0、将上述连续数据Q0的连续性断开的反转位T0、以及上述反转数据T0以后的低位数据D0，所构成的L位的线性编码输入给作为编码器的非均匀量化器351时，非均匀量化器351，将上述L位的上述线性编码，变换成由压缩上述连续数据Q0的行程长度所得到的符号位以及压缩之后的连续数据Q1、断开上述压缩之后的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示压缩上述行程长度时所产生的剩余的压缩剩余数据F1、以及将上述低位数据D0压缩起来所得到的暂时数据D1所构成的M位的压缩数据并输出。另外，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩之后的连续数据Q1的行程长度为L1，n为2以上的整数时，上述行程长度L1以及压缩剩余数据F1通过下式来表示。
L1＝Int(L0/N)…(1)
F1＝L0mod N…(2)
这里，Int为表示参数的整数值的函数，A mod B表示将A除以B所得到的余数的函数。
接下来，在逆量化器361的逆量化处理中，使用行程长度1/N压缩浮点编码的反变换处理，执行上述逆量化处理。以下对照图23B，对该逆量化处理进行说明。
逆量化器361，将由在高位中规定逻辑的位连续的极性位P以及压缩之后的连续数据Q1、断开上述压缩之后的连续数据Q1的连续性的反转位T1、表示行程长度压缩时所产生的剩余的压缩剩余数据F1以及暂时数据D1所构成的压缩数据，将上述Q1的行程长度扩展至N倍，添加对应于上述F1的值的长度的连续数据，添加中断Q0的连续性的反转位T0，接着添加上述暂时数据D1，读出连续数据Q0、反转位T0以及暂时数据D0，并输出扩展数据。另外，在设上述连续数据Q0的行程长度为L0，上述压缩之后的连续数据Q1的行程长度为L1，从压缩剩余数据F1所求出的剩余为F1，N为2以上的整数时，通过下式来表示。
L0＝L1*n+F1…(3)
D0＝D1…(4)
这里，*为表示乘法的运算符号。
关于以上的行程长度1/N压缩浮点编码的压缩方法以及压缩装置，分别在日本特许出愿公开平成4年286421号公报，日本特许出愿公开平成5年183445号公报，以及日本特许出愿公开平成5年284039号公报中分别进行了具体描述。这里，将24位的线性编码压缩成8位的行程长度1/4压缩编码时的计算结果以及分辨率如表1所示。
表1中，24位的线性编码表示重叠2进制码，浮动码为重叠型的行程长度1/4压缩浮点编码。表1中的行程长度L0、行程长度L1以及分辨率的栏中通过十进制来表示。将压缩编码(非均匀量化信号)进行解码(逆量化)从而扩展了的复原编码(逆量化信号)的表现精度也即分辨率，由线性编码的舍入所决定，随着行程长度L0而变化。从表1可以得知，最高能够得到24位至15位的精度。另外，表2以及表3中示出了为了适于基于DSP的公式变换或表格变换而归纳的结果。
表2为非均匀量化的变换表，x为非均匀量化的输入编码，W为非均匀量化的输出编码。在输出编码W的码长超过了24的情况下，舍入成24。在输入编码X的码长不足的情况下，在低位位中插入“0”。表2中还记录了有效位与量化噪声。从表2可以得知，有效位在6位至24位之间，量化噪声如图22所示，具有-36dB至-144dB的值。表3中示出了对于24位的各个线性编码的量化噪声(24位)。
从上述表1、表2以及表3可以得知，本实施方式中所使用的行程长度1/N压缩浮点编码，随着输入信号的电平增大，量化宽度也增大，通过这样的量化来进行编码。
以上的实施方式中，使用行程长度1/N压缩浮点编码，线性编码位重叠二进制码，但即使是2’S补码或偏移二进制码等其他线性编码，只通过互相变换或变更规定的逻辑值，就完全能够一样使用。另外，以上对N位“4”的情况进行了说明，但N只要是“2以上”的整数就可以。这种情况下，由于对应于N的值有压缩剩余的情况下的数有变化，所以可以说压缩剩余数据的字长可以不变。另外，装置除了由硬件电路构成之外，还可以通过进行表格变换或数据变换的DSP硬件电路以及安装在其中的软件的程序来构成。
如上所述，在原数据的行程长度较小时，通过较少的位数来表示指数部也即范围，如果行程长度增大，则分配位数，通过较多的位数来表示指数部也即范围。由于编码全体的字长采用固定长度，因此暂时数据部的位数对应于行程长度而变化。通过这些作用，能够扩展从输出部所输出的具有压缩编码的范围的表现空间，同时改善表现精度。
表1
表2
|X|＝ |W|＝ 有效位 量化噪声 2-1≤|X|2-2≤|X|＜2-1 2-3≤|X|＜2-2 2-4≤|X|＜2-32-5≤|X|＜2-4 2-6≤|X|＜2-5 2-7≤|X|＜2-62-8≤|X|＜2-7 2-9≤|X|＜2-8 2-10≤|X|＜2-92-11≤|X|＜2-10 2-12≤|X|＜2-11 2-13≤|X|＜2-122-14≤|X|＜2-13 2-15≤|X|＜2-14 2-16≤|X|＜2-152-17≤|X|＜2-16 2-18≤|X|＜2-17 2-19≤|X|＜2-182-20≤|X|＜2-19 2-21≤|X|＜2-20 2-22≤|X|＜2-21|X|＜2-222-1+2-2+2-2*|X|2-1+2-3+2-1*|X|2-1+2-0*|X|2-2+2-3+21*|X|2-2+2-3+21*|X|2-2+2-4+22*|X|2-2+23*|X|2-3+2-4+24*|X|2-3+2-4+24*|X|2-3+2-5+25*|X|2-3+26*|X|2-4+2-5+27*|X|2-4+2-5+27*|X|2-4+2-6+28*|X|2-4+29*|X|2-5+2-6+210*|X|2-5+2-6+210*|X|2-5+2-7+211*|X|2-5+212*|X|2-6+2-7+213*|X|2-6+2-7+214*|X|2-6+215*|X|216*|X|67899101112121314151516171818192021222324 -36[dB]-40[dB]-48[dB]-54[dB]-54[dB]-60[dB]-66[dB]-72[dB]-72[dB]-78[dB]-84[dB]-90[dB]-90[dB]-96[dB]-102[dB]-108[dB]-108[dB]-114[dB]-120[dB]-126[dB]-132[dB]-138[dB]-144[dB]
第8实施例
表3
第8实施例
图20为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第8实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-8的构成的方框图。图20的电平相关型白噪声产生电路300-8，将分别由图19的电平相关型白噪声产生电路300-7所构成的3个白噪声产生电路385-1、385-2、385-3并联，来自各个白噪声产生电路385-1、385-2、385-3的输出信号由加法器374相加，得到噪声信号。这里，电平相关型白噪声产生电路385-1具有非均匀量化器351与逆量化器361以及减法器371，电平相关型白噪声产生电路385-2具有非均匀量化器352与逆量化器362以及减法器372，电平相关型白噪声产生电路385-3具有非均匀量化器353与逆量化器363以及减法器373。这3个电平相关型白噪声产生电路385-1、385-2、385-3具有互相相同的构成，产生互相相同的3个噪声信号，通过由加法器374将这3个噪声信号相加，能够产生具有例如图18C所示的钟形噪声信号的概率密度的噪声信号。
第9实施例
图24为说明图1至图4的电平相关型白噪声产生电路300的第9实施例的相关的电平相关型白噪声产生电路300-9的构成的方框图。电平相关型白噪声产生电路300-9，具有内置了表格存储器390a的表格变换电路390。表格存储器390a中，包含有表示图19或图20的输入信号与输出信号之间的关系的数据，也即表示对应于所有的输入信号的输出信号的值的数据表。电平相关型白噪声产生电路300-9，对输入给输入端子301的输入信号进行响应，参照表格存储器390a检索与该值相对应的输出信号的值，产生具有检索结果的输出信号的值的噪声信号的输出信号，并经输出端子302输出。如上所述，通过采用图24的电平相关型白噪声产生电路300-9，能够通过与其他电平相关型白噪声产生电路300-1至300-8相比具有非常简单的构成的电路，来构成电平相关型白噪声产生电路。
图25为说明图1至图4的信号处理电路400的构成的方框图。信号处理电路400，如图25所示，具有带通滤波器410、回波附加电路420、以及可变放大器430。这里，带通滤波器410如图25所示，由高通滤波器411与作为低通滤波器的1/f特性滤波器412级联而成，例如在所输入的数字音频信号是来自CD播放器等的未压缩数字信号时，带通滤波器410最好具有以下规格。
(1)低频侧的截止频率fLC＝约fs/2。
(2)低频侧的截止特性为频率fs/4中为80dB以上的衰减量。该衰减量接近基于原音的量化数的SN比。例如，如果原音的量化数为16位，则理论上SN比为98dB，因此最好具有80～100dB以上的衰减量。这里，低频侧的截止特性越平缓，音质越软，另外，低频侧的截止特性越陡峭，音质越尖锐。在后者的情况下，不会损害原音的音质倾向，得到了频带扩展的效果。所以，低通滤波器412最好能够切换上述低频侧的截止特性，使其按照来自外部控制器的用户指示信号例如在上述2个特性之间有选择地变化。
(3)高频侧的截止频率fHC＝约fs/2。
(4)高频侧的截止特性为-6dB/oct(参照例如图26)。
这里，1/f特性滤波器412，例如图26所示，具有在比频率0至fs/2的频带B1高的频率fs/2至p·fs/2的频带B2中，有-6dB/oct的倾斜的衰减特性，是所谓的1/f特性的低通滤波器。这里，p为过采样率，例如是2以上大概到8的整数。
带通滤波器410，对所输入的数字信号如上所述进行带通滤波，将带通滤波之后的数字频带扩展信号，经回波附加电路420与可变放大器430输出。
回波附加电路420，例如由如图28所示的横向滤波器构成，对所输入的输入信号，根据来自外部电路的表示用户附加的程度的控制信号，添加与自信号相关的回波信号并输出。输入给回波附加电路420的输入信号，输入给互相级联的例如只延迟1采样的时间的N个延迟电路D1至DK，同时经可变乘法器AP0输入给加法器SU1。这里，可变乘法器AP0，将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CS0所表示的乘法值相乘，产生表示相乘结果的值的信号，输出给加法器SU1。另外，来自延迟电路D1的输出信号，经由将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CS1所表示的乘法值相乘的可变乘法器AP1，输出给加法器SU1。另外，来自延迟电路D2的输出信号，经由将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CS2所表示的乘法值相乘的可变乘法器AP2，输出给加法器SU1。以下同样，来自延迟电路Dk(k＝3，4，…，K)的输出信号，经由将输入信号与通过来自控制器421的乘法值指示控制信号CSk所表示的乘法值相乘的可变乘法器APk，输出给加法器SU1。加法器SU1将所输入的(k+1)个信号相加，将相加结果的信号输出给控制器421，同时作为输出信号输出给外部电路。这里，控制器421根据来自加法器SU1的信号进行控制，给回波附加电路420的输入信号添加规定的回波信号，通过这样产生乘法值指示控制信号CSk(k＝1，2，…，K)，分别输出给可变乘法器AP0至APK。
图25的信号处理电路400中，具有回波附加电路420，但本发明并不仅限于此，也可以没有回波附加电路420。
通过设置图25的回波附加电路420，在输入信号的强弱变化激烈时，由于只给扩展频带信号添加回波信号，因此产生了平缓强弱变化的下跌，保持高频域的噪声成分的维持效果。通过这样，在听觉上变得更加自然。另外，在没有添加回波附加电路420时，输入信号的强弱变化常常联动，附加了频带扩展信号，因此是信号上的最忠实的时间频谱特性。
图25中所示的可变放大器430是电平控制电路，所输入的信号的电平(振幅值)，以基于控制信号的放大度(该放大度既有可能是正的放大处理，又有可能是负的衰减处理)进行变化，将电平变化后的信号作为输出信号输出。可变放大器430，用来对输入给加法器800的两个信号的电平进行相对调整。该调整最好设为在加法器800中，让这两个信号的电平例如在频率fs/2中实质上相一致，也即保持频谱的连续性。
图29A至图29E为说明图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)的频谱图。图29A为输入信号X的频谱图，图29B为来自LPF120的输出信号的频谱图，图29C为来自电路300的输出信号的频谱图，图29D为来自电路400的频谱图，图29E为输出信号W的频谱图。
对照图3以及图29A至图29E，对音频信号频带扩展装置100-3的动作进行说明，如图29A以及图29B所示，具有规定最高频率fmax的输入信号，被过采样型低通滤波器120过采样且低通滤波之后，使用带通滤波器200的带通滤波特性200S进行带通滤波，其结果的频谱如图29B所示。这里，输入信号的最高频率fmax为fs/2以下，根据频率的边缘不同，有可能不满fs/2。电平相关型白噪声产生电路300，根据来自带通滤波器200的输入信号，产生随着其电平变化的电平相关的图29C的白噪声信号。接下来，信号处理电路400，对上述所产生的白噪声信号直线带通滤波处理、回波附加处理、电平调整处理，产生下限频率为fmax的图29D的带通扩展附加信号。进而，加法器800如图29E所示，将来自过采样型低通滤波器120的信号与来自信号处理电路400的信号相加，使其在频率fmax中保持频谱的连续性，将相加结果的信号作为输出信号输出。
图30A至图30D为说明图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝2时，也即为2倍的过采样时)的频谱图。图30A为输入信号X的频谱图，图30B为来自电路300的输出信号的频谱图，图30C为来自电路400的频谱图，图30D为输出信号W的频谱图。音频信号频带扩展装置100-4，如图30A至图30D所示，除了以下不同点之外，与图29A至图29E进行同样的动作。
接下来，对图3的音频信号频带扩展装置100-3与图4的音频信号频带扩展装置100-4之间的不同点进行说明。图3的音频信号频带扩展装置100-3中，对输入信号进行过采样且低通滤波之后，执行带通滤波处理、噪声生成处理、以及信号处理，与此相对，图4的音频信号频带扩展装置100-4中，对输入信号进行带通滤波，生成噪声这一点不同。通过该不同，能够使得让带通滤波器200以及噪声生成电路300进行动作的时钟频率，与图3的过采样之后下部较低，因此起到了能够削减电路规模，降低时钟频率，减少DSP处理的步骤数的作用。另外，噪声生成后的信号被过采样，进行信号处理，输入信号也另外进行过采样并相加，因此输出信号W结果能够得到与图3相同的信号。图4的音频信号频带扩展装置100-4中，需要两个过采样电路120及121，但处理噪声生成后的信号的过采样电路120以及121，只要在过采样的时钟信号中进行零内插就可以了，不需要低通滤波器，因此电路规模等几乎不会增加，相抵之后还能够削减电路规模。
图31A至图31E为说明图3的第3实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-3的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)的频谱图，图31A为输入信号X的频谱图，图31B为来自LPF120的输出信号的频谱图，图31C为来自电路300的输出信号的频谱图，图31D为来自电路400的频谱图，图31E为输出信号W的频谱图。另外，图32A至图32D为说明图4的第4实施方式的相关音频信号频带扩展装置100-4的动作(p＝4时，也即为4倍的过采样时)的频谱图，图32A为输入信号X的频谱图，图32B为来自电路300的输出信号的频谱图，图32C为来自电路400的频谱图，图32D为输出信号W的频谱图。
图31A至图31E的动作，与图29A至图29E的动作相比，过采样的倍数增加为两倍，除此之外的动作均相同。图32A至图32D的动作，与图30A至图30D的动作相比，过采样的倍数增加为两倍，除此之外的动作均相同。
图33A与图33B为图31A至图31E及图32A至图32D的失真例，图33A为说明代替1/f滤波器412的重叠噪声失真去除用滤波器的特性的频谱图，图33B为输出信号W的频谱图。所产生的噪声信号的上限频率特性，一般通过图26或图27中所示的高频去除特性去除高频成分，但例如使用图33A所示的重叠失真去除用滤波器，通过保留到超过了奈奎斯特频率的规定频率，能够起到以下效果。
(1)音频频带扩展范围如图33B所示，能够比奈奎斯特频率扩展得高。
(2)由于能够简化可降低重叠去除用滤波器的级数的构成，因此能够降低每单位时间的步骤数(MIPS)。
如上所述，根据本发明的相关实施方式，如图1所示，产生在输入信号所具有的频带以上随着输入信号的电平而变化从而电平相关的噪声，与输入信号相加从而来保持频谱的连续性，通过这样，与现有的技术相比，能够容易地产生音频频带扩展了的音频信号。另外，由于如上所得到的频带扩展了的信号随着原音的电平进行变化，且保持有频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，而是具有能够自然听取原音的这一特有效果。
另外，如图2所示，由于带通滤波处理、电平相关型白噪声产生处理以及信号处理，通过数字信号处理来进行，因此不会发生因构成电路的部件的偏差或温度特性所引起的性能偏差。另外，音频信号每次通过电路时都不会发生音质恶化。另外，即使追求所构成的滤波器的精度，与模拟电路构成相比，电路规模也不会增大，且不会引起造价增加。
另外，如图3所示，通过在带通滤波处理以及最后的加法处理之前，执行过采样处理且执行低通滤波处理，这样，由于能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位偏移以及噪声。另外，能够降低量化噪声，使得短量化位中的变换较容易。进而，能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，从而能够容易地产生更高的高次谐波成分。
另外，如图4所示，在电平相关型白噪声产生处理与信号处理之间插入过采样处理并执行，另外，在最后的加法处理之前，对输入信号执行过采样处理以及低通滤波处理，通过这样，能够在比过采样型低通滤波器与过采样电路靠后的电路中，将信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。
第5实施方式
图34为说明音频信号频带扩展装置的应用之一例的本发明的第5实施方式的相关光盘再生系统500的构成的方框图。
以上的第1至第4实施方式中，图1至图4的音频信号频带扩展装置100-1至100-4都通过硬件的数字信号处理电路构成，但本发明并不仅限于此，例如图1至图4的音频信号频带扩展装置100-1至100-4的构成中的各个处理步骤，还能够通过用来进行音频信号的频带扩展的信号处理程序来实现，该信号处理程序可以通过保存在图34的DSP501的程序存储器501p中的DSP501来执行。另外，DSP501的数据表格存储器501d中，存储有用来执行上述信号处理程序所必需的各种数据。
图34中，光盘再生装置502例如是DVD播放器、CD播放器、MD播放器等用来再生光盘的内容的装置，光盘再生装置502所再生的左右数字音频信号，通过DSP501执行上述信号处理程序，得到相对所输入的音频数字信号频带扩展了的音频数字信号，输出给D/A变换器503。接下来，D/A变换器503将所输入的数字音频信号进行A/D变换，经功率放大器504a、504b输出给左右扬声器505a、505b。这里，系统控制器500控制该光盘再生系统全体的动作，特别是控制光盘再生装置502及DSP501的动作。另外，DSP501的程序存储器501p以及数据表存储器501d，例如由快闪存储器或EEPROM等非易失性存储器构成。
如上所构成的光盘系统中，由光盘再生装置502所再生的数字音频信号，被DSP501适当进行了频带扩展之后，能够由左右扬声器505a、505b来再生。
如上所述，根据该第5实施方式，图1至图4的音频信号频带扩展装置100-1至100-4的构成中的各个处理步骤，能够通过用来进行音频信号的频带扩展的信号处理程序来实现，该信号处理程序由图34的DSP501来执行，因此，能够容易地进行信号处理程序的功能追加或错误修正等版本升级。
该第5实施方式中，上述信号处理程序以及用于其执行的数据分别可以在制造时预先存储在程序存储器501p与数据表格存储器501d中，也可以代替该方法，如下所示，记录在CD-ROM511等计算机可读存储介质中的信号处理程序以及用于其执行的数据，可以分别由包括计算机等的控制器的光盘驱动器510进行再生，并经外部接口506存储在DSP501内的程序存储器501p以及数据表格存储器501d中。
上述实施方式中，使用DSP501，但本发明并不仅限于此，还可以由微处理器单元(MPU)等数字计算机的控制器来构成。
如上所述，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，能够产生在输入信号所具有的频带以上随着输入信号的电平而变化从而电平相关的噪声信号，与输入信号相加从而来保持频谱的连续性，通过这样，与现有的技术相比，能够容易地产生音频频带扩展了的信号。另外，由于如上所得到的频带扩展了的信号随着原音的电平进行变化，且保持有频谱的连续性，因此频带扩展了的信号的高频成分并不是人工的，而是具有能够自然听取原音的这一特有效果。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，由于带通滤波处理、电平相关型白噪声产生处理以及信号处理，通过数字信号处理来进行，因此不会发生因构成电路的部件的偏差或温度特性所引起的性能偏差。另外，音频信号每次通过电路时都不会发生音质恶化。另外，即使追求所构成的滤波器的精度，与模拟电路构成相比，电路规模也不会增大，且不会引起造价增加。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，通过在带通滤波处理以及最后的加法处理之前，执行过采样处理且执行低通滤波处理，能够在A/D变换器的前段使用低阶的模拟低通滤波器，通过这样，能够大幅减轻伴随着滤波处理的相位偏移以及噪声。另外，能够降低量化噪声，使得短量化位中的变换较容易。进而，能够事先生成并使用比输入信号X高的高次谐波成分，从而能够容易地产生更高的高次谐波成分。
另外，通过采用本发明的相关音频信号频带扩展装置及方法，在电平相关型白噪声产生处理与信号处理之间插入过采样处理并执行，另外，在最后的加法处理之前，对输入信号执行过采样处理以及低通滤波处理，通过这样，能够在比过采样型低通滤波器与过采样电路靠后的电路中，将信号速率设定得较高。换而言之，能够将前段电路的信号速率设定得较低，简化电路结构。
另外，通过采用本发明的相关光盘系统，能够再生存储在光盘中的音频信号，扩展上述所再生的音频信号的频带，输出扩展后的音频信号。通过这样，能够根据存储在光盘中的音频信号，与现有技术相比容易地产生音频频带扩展了的信号。
另外，通过本发明的相关程序，能够提供一种包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序。
另外，通过采用本发明的相关计算机可读存储介质，能够提供一种存储有包括上述音频信号频带扩展方法中的各个步骤的程序的存储介质。