使用复合权重产生算法雷克接收器中信道增益估算

摘要

一种使用复合权重增益(CWG)算法降低雷克接收器资源的应变的信道估算方法。一实施例中，非适应性算法被用来平均自若干槽的导频符号块。另一实施例中，适应性算法执行滑动窗平均或递归滤波器。使用复合权重增益算法可降低雷克接收器的存储器及处理器要求。

权利要求

1.一种处理扩频调制信号的方法，所述方法包含：通过模拟数字转换器接收扩频调制信号；

通过所述模拟数字转换器将所述扩频调制信号转换为数字信号；

将所述数字信号呈现至雷克指状物选择器；

所述雷克指状物选择器将所述数字信号馈送至多个延迟组件，所述延迟组件的每一个通过区分多段预定时间来延迟所述数字信号；

将来自所述延迟组件的每一个的所延迟数字信号的每一个馈送至多个雷克指状物中的相应雷克指状物；

所述相应雷克指状物的每一个执行下述：

通过第一解扩频器与第二解扩频器接收来自延迟组件的输入信号；

通过所述第一解扩频器使用导频信道解扩频码来解扩频所延迟数字信号以产生解扩频导频符号；

通过所述第二解扩频器使用数据信道解扩频码来解扩频所延迟数字信号以产生解扩频数据符号；

通过所述第一解扩频器产生解扩频导频符号；

通过传输功率控制/反馈信息位处理器、频率偏移估算器与复合权重增益产生器接收所述解扩频导频符号；

通过所述复合权重增益产生器接收输出，所述输出来自所述频率偏移估算器；

基于滤波所解扩频导频符号与所述频率偏移估算器的所述输出来产生复合权重值；

通过所述第二解扩频器产生解扩频数据符号；

通过α延迟组件接收所述解扩频数据符号以产生延迟解扩频数据符号，所述解扩频数据符号来自所述第二解扩频器；

于解调器处将所延迟的所解扩频数据符号乘上所述复合权重值以产生权重解扩频数据符号；及通过所述传输功率控制/反馈信息位处理器处理所延迟数字信号以产生控制信息符号；

通过组合所有所述雷克指状物所产生权重解扩频数据符号以产生包含侦测数据符号的信号信息数据流；及通过加总所有所述雷克指状物所产生控制信息符号以产生控制信息数据流。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包含执行所述解扩频导频符号的频率偏移估算。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述频率偏移估算是使用滑动窗平均算法来决定。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述频率偏移估算是使用递归滤波器来决定。

5.一种雷克接收器，所述雷克接收器包含：天线，经配置用于接收扩频调制信号；

模拟数字转换器，经配置用于将所述扩频调制信号转换为数字信号；

雷克指状物选择器，经配置用于将所述数字信号馈送至多个延迟组件；

所述延迟组件的每一个通过区分多段预定时间来延迟所述数字信号；

多个雷克指状物，经配置用于接收来自相应延迟组件的所延迟数字信号，所述雷克指状物的每一个包含：第一解扩频器，经配置用于使用导频信道解扩频码来解扩频所延迟数字信号以产生解扩频导频符号；

第二解扩频器，经配置用于使用数据信道解扩频码来解扩频所延迟数字信号以产生解扩频数据符号；

传输功率控制/反馈信息位处理器、频率偏移估算器与复合权重增益产生器，经配置用于接收所述解扩频导频符号；

所述复合权重增益产生器，进一步经配置用于接收来自所述频率偏移估算器的输出；

复合权重增益产生器，经配置用于基于滤波所解扩频导频符号与所述频率偏移估算器的所述输出来产生复合权重值；

α延迟组件，经配置用于接收来自所述第二解扩频器的所述解扩频数据符号与产生延迟解扩频数据符号；

相乘器，经配置用于将所延迟的所解扩频数据符号乘上所述复合权重值以产生权重解扩频数据符号；及所述传输功率控制/反馈信息位处理器，经配置用于处理所延迟数字信号以产生控制信息符号；

第一组合器，经配置用于通过组合所有所述雷克指状物所产生权重解扩频数据符号以产生包含侦测数据符号的信号信息数据流；及第二组合器，经配置用于通过组合所有所述雷克指状物所产生控制信息符号以产生控制信息数据流。

6.如权利要求5所述的雷克接收器，其特征在于还包含频率偏移估算器，用于执行所述解扩频导频符号的频率偏移估算。

7.如权利要求6所述的雷克接收器，其特征在于所述频率偏移估算是使用滑动窗平均算法来决定。

8.如权利要求6所述的雷克接收器，其特征在于所述频率偏移估算是使用递归滤波器来决定。

说明书

使用复合权重产生算法雷克接收器中信道增益估算

技术领域

[0001] 本发明有关无线通信系统。更特别是，本发明是有关使用复合权重产生(CWG)算法的通信滤波。

背景技术

[0002] 如第三代伙伴计划(3GPP)明确界定的典型无线通信系统，可从基站传输下行链路通信至一个或复数个无线传输/接收单元(WTRUs)。上行链路通信发生于无线传输/接收单元传输至基站(BS)时。

[0003] 直接序列分码多重存取(CDMA)传输系统中，数据是借由使用展码序列将其展入宽频无线频率信号来调制。通信系统可分配不同展码至各使用者使其使用相同无线频带来通信。接收器是借由组合或解扩频被接收信号及已知展码序列来操作。

[0004] 接收器可接收已知为多路径衰落的被传输通信信号的时间偏移复本。信号能量是因独特多路径及散射而时间被分散。若接收器具有某些信道轮廓相关信息，则接收器可借由组合信号的多路径复本以改善效能来估计通信信号。例如，一该法是借由分配相关器分支至不同路径及结构上组合其输出来收集信号能量。

[0005] 分码多重存取系统中，雷克(Rake)接收器在传统中被使用。如图1所示，雷克接收器10包含一组“子接收器”20A，20B，...20N及一组合器30。各“子接收器”20包含雷克指状物，也就是多路径，其包含延迟25A，25B，...25N，解扩频装置35A，35B，...35N，复合权重产生器45A，45B，...45N及解调器(或相乘器)55A，55B，...55N，其中复合权重产生器45可估计信道增益。信道增益是表示经由天线60及子接收器20被接收信号的振幅衰减及相位旋转的复合参数。解调器(或相乘器)55本质上为相乘解扩频装置35的输出及复合权重产生器45所提供的复合权重，借此相乘器55是相位旋转移除及振幅权重解扩频信号。因此，组合器30同调(或同相)组合被接收自所有“子接收器”20的所有信号。

[0006] 雷克接收器10具有若干″指状物″，各用于各路径。各指状物中，如直接或最早被接收路径的某些参考延迟相关的路径延迟，必须被估算及追踪于整个传输中。雷克接收器可开拓多路径传播自被传输信号的多元路径获得益处。使用 多重路径或射线，可增加对接收器的可用信号功率。此外，因为若干路径不可能同时受到深度衰落，所以其可提供对衰落的保护。有了适当的组合，此可改善信号噪声比，降低衰落及减轻功率控制问题。 [0007] 传统无线通信系统中，由于不精确振荡器被用于无线传输/接收单元中，所以节点B及无线传输/接收单元间具有显著频率偏移。可随时间转换为相移的此频率偏移，必须被估算及修正于无线传输/接收单元中，否则效能会产生显著损失。具有若干传统算法被用于估算固定速度无线传输/接收单元相移的不同侦测。该算法假设观察窗上任何两邻接导频符号间的相移均为固定。因为执行频率偏移估算所需的复合算法及处理器及存储器密集且消耗有价系统资源的复合权重增益，所以雷克接收器的好处有时会下降。 [0008] 图2显示三个先前技术相移估算算法205，210，215，其使用仿真0分贝(dB)的信号噪声比(SNR)处的三个估算器的相位均方根(MSEs)。

[0009] 第一先前技术算法205是假设rk，j为位于第k槽的第j个解扩频导频符号。两邻接导频符号间的相移(差)θ可被估计为 被表示为以下方程式1：

[0010] 方程式1

[0011] 其中N1为被用于相移估算的槽数，而N2为被用于相移估算的每槽导频符号数。 [0012] 第二先前技术算法210是估算被一符号隔开并除以2的两导频符号相差，其被表示为以下方程式2：

[0013] 方程式2

[0014] 从效能观点来看，两导频符号相隔愈大，则效能愈佳。但相隔有限制，其是每槽导频符号数。若相隔太大，则系统将不知有多少相位旋转产生而导致错误。因此，导频符号最小数是每槽三个，而被相隔大于一符号的两导频符号不能被使用。

[0015] 第三先前技术算法215是使用相隔一槽的两导频符号来估算相移。一槽估算的相移 被表示为以下方程式3：

[0016] 方程式3

[0017] 其中 因为一槽的相移是位于-295°＜10*θ≤295°范围，所以很难以 估算θ。 值可被搜寻于表1。

[0018]

[0019] 表1

[0020] 符号θ被假设已知，因此先前技术算法215并无仿真两可。每槽导频符号数是等于3。如预期地，发现先前技术算法205为最无效而先前技术算法215最佳。

[0021] 上述先前技术算法各具有至少一问题。先前技术算法215较先前技术算法205及210为佳，但具有相位模糊问题且不可被使用。先前技术算法205及210是引进高噪声变异。

[0022] 因此，需要具有较先前技术算法205及210为佳且不具有先前技术算法215相位模糊的新算法。此外，预期这些新算法可产生具有较少处理器及存储器密度的雷克接收所需的复合权重。

发明内容

[0023] 一种不用先前技术算法的相位模糊或高噪声变异而使用复合权重增益(CWG)算法降低雷克接收器资源的应变，并估算及修正节点B及无线传输/接收单元间频率偏移的信道估算方法。

[0024] 一实施例中，非适性算法是被用来自若干槽平均导频符号块。另一实施例中，适性算法是执行滑动窗平均或递归滤波器。使用复合权重增益算法可降低雷克接收器的存储器及处理器要求。

附图说明

[0025] 图1为传统雷克接收器的块状图；

[0026] 图2描绘三个先前技术算法的相位估算效能；

[0027] 图3A为依据本发明配置的雷克接收器的块状图；

[0028] 图3B为显示依据本发明较佳实施例被用于图3A的雷克接收器的雷克指状物详细配置的块状图；

[0029] 图4描绘依据本发明一实施例操作的估算算法的实施块状图；

[0030] 图5描绘比较使用先前技术算法所获得的仿真结果及依据本发明使用等于32 的N值具有0分贝的信号噪声比的估算算法；

[0031] 图6描绘比较使用先前技术算法所获得的仿真结果及依据本发明使用等于16的N值具有0分贝的信号噪声比的估算算法；

[0032] 图7描绘依据本发明操作的成本函数实施；

[0033] 图8描绘依据本发明一起操作的滤波器及复合权重增益演算实施；

[0034] 具体实施方式

[0035] 本发明是参考附图来说明，其中各处相同标号是代表相同组件。本发明实施例可被应用至任何雷克接收器，如被应用于无线传输/接收单元(WTRU)或基站。

[0036] 此后，无线传输/接收单元包括但不受限使用者设备，移动台，固定或移动用户单元，呼叫器或可运作于无线环境中的任何类型装置。此后被称为基站的，是包括但不受限基站，节点-B，地址控制器，存取点或无线环境中的其它接介装置。虽然较佳实施例的特性可被应用至各种实施，但较佳实施是用于接收下行链路共有信道。

[0037] 为描述起见，较佳实施例是以专用实际共有信道(DPCCH)，第三代伙伴计划宽频分码多重存取(W-CDMA)分频双工(FFD)模式来说明。然而，其亦可被应用于各种无线系统中的不同信道。

[0038] 专用实际共有信道具有导频符号，控制数据符号，传输功率控制(TPC)及反馈信息(FBI)符号。虽然以下说明是涉及导频符号，但是中步(midamble)队列的任何参考信号均可被使用。

[0039] 图3A为依据本发明操作的雷克接收器100的块状图。雷克接收器100包含天线101，自动增益电路(AGC)103，模拟数字转换器(ADC)105，雷克指状物选择器电路107，复数个延迟组件1091，1092，1093，1094，....109N，复数个雷克指状物1111，1112，1113，
1114，....111N，及上述组合器115及117。扩频调制信号被接收于天线101处，且被施加至信号可被放大及调整的自动增益电路103。自动增益电路103的输出被输入指状物选择器
107。指状物选择器107可将数字信号馈送至延迟组件109，其输出被连接至各雷克指状物
111。各延迟组件109被设定延迟该信号一段特定时间，该延迟是借由任何其它各延迟组件
109来提供。

[0040] 如图3A所示，雷克接收器100中的各雷克指状物111具有两输出，一个被连接至组合器115，而另，一个被连接至组合器117。雷克接收器100可输出两平行数据流。组合器115可输出控制信息数据流，如被用于封闭回路多路传输的传输功率控制(TPC)及反馈信息(FBI)。组合器117输出包含侦测数据符号的信号 信息数据流。

[0041] 图3B描绘依据本发明较佳实施例被用于雷克接收器100的雷克指状物111配置图例。雷克接收器100及/或雷克指状物111可被并入集成电路(IC)或被配置于包含大量互连组件的电路中。

[0042] 如图3B所示，雷克接收器300中的发明性雷克指状物111是包含解扩频装置305，310，传输功率控制/反馈信息位处理器315，频率偏移估算器320，复合权重增益产生器
325，α延迟组件330及解调器(或复合相乘器)335。各解扩频装置305，310是可接收来自延迟组件109的输入信号。于是，解扩频装置305是可接收包含导频信道(如专用实际共有信道(DPCCH))解扩频码的第二输入信号，而解扩频装置310是可接收包含数据信道(如专用实际数据信道(DPDCH))码的第二输入信号。

[0043] 解扩频装置305可输出被施加至传输功率控制/反馈信息位处理器315，频率偏移估算器320及复合权重增益产生器325的输入的解扩频导频符号。频率偏移估算器320的输出是提供第二输入给复合权重增益产生器325，其可借由滤波被接收自解扩频装置305输出的解扩频导频(如专用实际共有信道)符号来产生复合权重值。

[0044] 解扩频装置310可输出被施加至α延迟组件330输入的解扩频数据(如专用实际数据信道)符号以确保解扩频数据符号于解调器335处被乘上复合权重值时，数据时点可被校准。因此，被频率偏移估算器320及复合权重增益产生器325引进的显著信号延迟可被消除。

[0045] 如图3A所示，解调器335的输出是包含权重解扩频数据符号，其经由组合器117自其它雷克指状物111被加入权重解扩频数据符号。例如，若被接收于特定雷克指状物111处的数据对预期信号并不具有强烈相关，则复合权重增益产生器325所提供的对应复合权重值将趋近于零。因此，解调器335本质上将取消特定雷克指状物111处的信号，而施加少许或无任何效应于组合器117处所实施的加总。

[0046] 另一方面，预期信号及被接收于特定雷克指状物111处的数据间若存在强烈相关，则复合权重增益产生器325所提供的复合权重值会相当高。因此，此特定雷克指状物111处的解调器335的输出颇大，因而被实施于组合器117处的加总具有显著效应。 [0047] 如因车辆速度，使用频率偏移估算器320响应通用移动电信系统(UMTS)分频双工(FDD)系统中的上行链路传输会产生时间及频率转移。例如，当汽车以每小时250公里(155英里)固定速度行驶时，无线传输/接收单元将经历每分钟0.613转(ppm)变异。因此，针对无线传输/接收单元发送器及节点B间知此大频率转移，对一导频符号或256芯片约有29.5度相移。此相移度会产生雷克接收器 内的剧烈效能降级。然而，因为此相移是因固定频率偏移而发生，所以可于复合权重增益处理中来估算它及补偿它。

[0048] 复合相乘器335所需的复合权重增益处理将考验雷克接收器300的系统资源。例如，复合权重增益算法需大量处理器及存储器使用量。降低该系统资源考验的一法是降低复合权重增益算法中的滑动窗并借此降低存储器及处理器要求。图4显示频率偏移估算器320的块状图。来自共有信道解扩频装置305的信号分别被施加至延迟组件405，410，415的输入及各复合相乘器420，425，430的第一输入。该延迟的一说明实例是一芯片(T)，两芯片(2T)及十芯片(10T)。延迟组件405，410，415的输出分别被施加至各复合相乘器420，
425，430的第二输入。相乘器420，425，430的输出是分别被施加至相加器435，440，445。相加器435，440，445的输出接着被施加至算数计算器450。算数计算器450的输出接着被当作对复合权重增益产生器325的输入。

[0049] 第一样本w1可估算邻接导频符号的相位差且被显示于以下方程式4：

[0050] 方程式4

[0051] 其中N1为被用于相移估算的槽数，而N2为被用于相移估算的每槽导频符号数，而rk、j为位于第k槽的第j个解扩频导频符号。

[0052] 第二样本w2可估算被一符号相隔的两导频符号的相位差且被显示于以下方程式5：

[0053] 方程式5

[0054] 其中N1为被用于相移估算的槽数，而N2为被用于相移估算的每槽导频符号数，而rk，j为位于第k槽的第j个解扩频导频符号。

[0055] 第三个样本w3是使用相隔一槽的两导频符号来估算相移且被显示于方程式6： [0056] 方程式6

[0057] 其中N1为被用于相移估算的槽数，而N2为被用于相移估算的每槽导频符号数，而rk，j为位于第k槽的第j个解扩频导频符号。

[0058] 针对相位估算解Δ，让 结果被显示于以下方程式7：-j*k*Δ -j*k*Δ*2 -j*k*Δ*10

[0059] F(k)=Re(w1*e +w2*e +w3*e )方程式7

[0060] 其中-N≤k≤N；求kopt使F(k)最大，也就是 其中Re(.)为实数部份，则

[0061] 图5显示以上述对0分贝信号噪声比的算法获得的结果。每槽导频符号数为 3。参数N被设定为32，其对应0.92度相位分辨率。当被用于相位估算的槽数大于45时，依据本发明一实施例操作的算法500是执行远较先前技术算法205及210为佳，而执行几乎相同于先前技术算法215。对于具较少槽数的帧，算法500执行较算法215无效。然而，算法
215使用实务上符号θ信息不为人知，因此其不能被用于真实生活。

[0062] 图6显示如图5的类似仿真结果，但另外使用等于16的N值，其对应1.84度相位分辨率。当被用于相位估算的槽数大于45时，依据本发明另一实施例操作的算法600亦执行较先前技术算法205及210为佳且具有类似先前技术算法215的结果。

[0063] 本发明算法可被降低复杂性以最大化成本功能。一次降低一项可产生如下方程式8，9及10：

[0064] F1(k)＝Re(w2*e-j*k*Δ*2+w3*e-j*k*Δ*10) 方程式8

[0065] F(k)=Re(w1*e-j*k*Δ+w3*e-j*k*Δ*10)方程式9

[0066] F(k)=Re(w1*e-j*k*Δ+w2*e-j*k*Δ*2)方程式10

[0067] 这些被降低复杂性算法的效能是被仿真且发现方程式8提供最小效能降级。为了进一步降低复杂性，函数F(k)的计算可利用F(k)的对称特性，其解省正常所需乘法的半数，被显示如下方程式11：

[0068] 方程式11

[0069] 其中w＝wr+jwi。

[0070] 图7显示方程式11的成本函数 的实施700。wr被相乘器702乘上cos(k*δ)。wi被相乘器704乘上sin(k*δ)。相乘器702及704的最终乘积是被相加器
706加总，产生 相乘器704的结果是被减法器708自相乘器702的结果扣
除，产生

[0071] 本发明方法是使用以图3中复合权重增益产生器325实施的滑动窗复合权重产生算法所实施的决策反馈(DF)技术。

[0072] 借由使用决策反馈，导频符号及专用实际共有信道(DPCCH)数据符号可被用于信道估算，降低所需窗尺寸。仿真结果显示决策反馈方法可被用来缩短复合权重产生算法的窗尺寸。

[0073] 本发明滑动窗复合权重产生算法首先平均滑动窗中所有导频符号作为试探信道增益估算，并接着使用此信道增益估算来解调滑动窗中的数据符号。从数据符号移除被解调信息后，复合权重产生算法是加总所有导频符号并反转数据符号为最终信道增益估算。具有决策反馈的滑动窗复合权重产生算法效能是以每小时3，60，120及250公里仿真加法白色高斯噪声(AWGN)信道。为了比较，无决策反馈的滑动窗复合权重产生算法亦被仿真，但其窗尺寸是具有决策反馈的复合权重产生算法所使用者的两倍。已发现具有决策反馈及具有等于5的K的复 合权重产生算法是提供效能及执行存储器间的抵换。然而，当与具有等于5的K而无决策反馈的复合权重产生算法相较时，具有等于5的K及决策反馈的复合权重产生算法总可提供较佳效能。

[0074] 比较具有等于10的K而无决策反馈的第一复合权重产生算法至具有等于5的K及决策反馈的第二复合权重产生算法，具有等于5的K及决策反馈的复合权重产生算法是以每小时250公里高速被提供类似效能给加法白色高斯噪声信道及较佳效能于Rayleigh衰落信道中。当速度缓慢时，具有等于5的K及决策反馈的复合权重产生算法是呈现效能降低。

[0075] 为了收集更多有关滑动窗尺寸及效能降级数据，是制造更多仿真。三组测试被执行，第一组缓冲符号数为2，第二组为3而第三组为4。各组仿真车辆速度为每小时3，60，120及250公里，并使用加法白色高斯噪声信道及衰落信道。

[0076] 从以上仿真可做成效能及存储器尺寸间的抵换。存储器愈大，效能愈佳。第二表显示效能及被缩短滑动窗尺寸。最上水平列是代表信道类型。左垂直栏代表其是否为滑动窗或被缩短滑动窗算法及K值。适当列及栏值是代表0分贝信号噪声比时的不同复合权重产生算法的最小平方根误差。

[0077]加法白 色高斯衰落信 道，每衰落信 道，每衰落信 道，每衰落信 道，每噪 声信道 小时 3公里 小时 60公里 小时 120公里 小时 250公里
滑动 窗，K＝10， 无决策反 馈 0.30 0.30 0.30 0.30 0.47
滑动 窗，K＝5， 有决策反 馈 0.30 0.35 0.35 0.35 0.40
被缩短 滑动窗， K＝2，有决 策 0.45 0.48 0.48 0.48 0.52 反馈
被缩短 滑动窗， K＝3，有决 策 0.38 0.42 0.42 0.42 0.43 反馈
被缩短 0.35 0.38 0.38 0.38 0.43

[0078]K＝4，有决策反馈

[0079]滑动窗，K＝4，有决策反馈

[0080] 表2

[0081] 除了使用决策反馈算法展开复合权重方法外，本发明的一实施例是揭示具有决策反馈的滤波器-预测器型复合权重产生算法。此算法是被设定达成效能及实施存储器要求间的妥协。此算法是使用未来符号。

[0082] 混合复合权重产生算法首先平均滑动窗中所有导频符号作为试探信道增益估算，其中滑动窗范围为-k1至+K2，K2为奇符号数而未来符号数。为了举例，K1是小于或等于3。

[0083] 复合权重产生使用试探信道增益来解调滑动窗中的数据符号。首先，所有信息被解调且被从数据符号移除。复合权重产生算法可滤波所有导频符号并反转数据符号及输出该被滤波结果为最终信道增益估算。

[0084] 在此是考虑两滤波，第一者具有线性函数系数({c0，c0+Δ，...，c0+(K1+K2)Δ})，而第二者具有指数函数

[0085] 复合权重产生算法本质上可当作图8所示的滤波器800功能。可借由复合权重增益产生器325内运算的复合权重产生算法来实施的滤波器800具有K1+K2+1滤波系数为 而由于借由频率偏移估算器320估算的频率偏移，一符号至下一符号的相移是Δ。滤波器800的输出被表示如下方程式12：

[0086] 方程式12

[0087] 如图8所示，滤波器800具有用于未来符号的K1导频标头，及用于过去符号的标头。各组件”T”代表具有一符号延迟的延迟盒，且专用实际数据信道是因时点校准被延迟K1符号。对滤波器800的输入是解扩频符号流 该系数可被预定或适应性改变。为了达成最佳效应，这些系数应依据车辆速度来改变。

[0088] 具有或无决策反馈的滑动窗复合权重产生算法是被仿真来比较。针对无决策反馈的滑动窗复合权重产生算法，其窗尺寸是具有决策反馈的复合权重产生算法的两倍。信道是加法白色高斯噪声信道及衰落信道。速度为每小时3，60，120及250公里。实际信道增益及估算信道增益间的最小平方根误差接着被计算。线性混合复合权重产生算法使用具有c0＝{0，0.2，0.4，0.6，0.8}及c0+(K1+K2)Δ＝1的线性系数。指数混合复合权重产生算法使用具有α＝{0.7，0.8，0.9}之線性係數

[0089] 当K2及K1被改变时，各算法的若干仿真接着被运算。线性混合复合权重产生算法使用等于8的K2及等于2的K1，具有每小时3，60，120及250公里车辆速度的 加法白色高斯噪声信道及衰落信道。K1及K2被增加1且仿真再次被执行。K2接着被设定为8而K1为2，而指数混合复合权重产生算法被以每小时3，60，120及250公里车辆速度的加法白色高斯噪声信道及衰落信道来执行。K1及K2被增加且仿真再次被执行。

[0090] 表3显示不同复合权重产生算法间的效能比较。两复合权重产生算法被用来参考。一为具K等于10(10符号数据缓冲)而无决策反馈的复合权重产生算法，另一为具K等于5(5符号数据缓冲)而具有决策反馈的复合权重产生算法。最上水平列是代表信道类型。左垂直栏代表其是否为滑动窗，混合线性系数或混合指数系数。适当列及栏值是代表0分贝信号噪声比时的不同复合权重产生算法的最小平方根误差。

[0091]加法白 色高斯衰落信 道，每衰落信 道，每衰落信 道，每衰落信 道，每噪 声信道 小时 3公里 小时 60公里 小时 120公里 小时 250公里
参考1： 滑动窗， K＝10，无决 策反馈 0.30 0.30 0.30 0.30 0.47
参考2： 滑动窗， K＝5，有决 策反馈 0.30 0.35 0.35 0.35 0.40
混合 K1＝2，线性 系数 0.32 0.35 0.35 0.37 0.50
混合 K1＝3，线性 系数 0.31 0.34 0.34 0.36 0.45
混合 K1＝2，指数 系数 0.35 0.38 0.38 0.38 0.47
混合 K1＝3，指数 系数 0.35 0.37 0.37 0.38 0.45

[0092] 表3

[0093] 以下结论是基于表3的结果。线性系数滤波器较指数系数滤波器为佳。具有 K1等于3的线性系数滤波器可提供较K1等于2略微改善的效能。具有K1等于5的复合权重产生算法是稍许胜过具有K1等于2的线性系数滤波器。虽然本发明已特别参考较佳实施例来显示及说明，但熟系本技术人士应了解只要不背离以上本发明的范畴，均可作出各种型式及细节的修改。