使用空间频率块编码的单载波频域均衡的收发设备和方法

摘要

本发明公开了一种将空间频率块编码(SFBC)技术应用于SC-FDE技术的收发设备和方法。该收发方法将输入的信号编码为频域块从而输出至少两个彼此并行的信号块，将循环前缀(CP)插入到输出信号块中，并且借助于对应天线通过相同的子信道来输出信号块。

权利要求

1.一种用于在包括发送设备和接收设备的通讯系统中传送数据的方法，在该系统中发送设备通过至少两个发送天线来发送信号，而接收设备通过至少一个接收天线来接收信号，该方法包括步骤：将输入信号编码为频域块，并且将彼此并行的至少两个信号块输出；以及将循环前缀CP插入到输出信号块中，并且通过将信号块加载到单载波之上而经由每个对应天线输出信号块，其中所述将彼此并行的至少两个信号块输出的步骤还包括：将N个输入信号进行解多路复用以将输入信号分离为具有N/2的周期的偶数编号的发送样本和奇数编号的发送样本；和通过使用偶数编号的和奇数编号的发送样本来产生第一信号块和第二信号块。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述产生第一信号块的步骤包括通过将每个奇数编号的发送样本乘以相位偏移系数来产生第一相位偏移信号；

通过将偶数编号的发送样本与第一相位偏移信号相加而产生第一累加信号；

通过将第一累加信号乘以归一化系数而产生第一规范化信号：和将与N个输入信号对应的第一规范化信号聚合成组为第一信号块。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述产生第二信号块的步骤包括对于与每个输入信号对应的奇数编号的发送样本和偶数编号的发送样本执行复数共轭运算，从而产生复数共轭信号；

通过将复数共轭信号乘以相位偏移系数而产生第二相位偏移信号；

通过将复数共轭信号与第二相位偏移信号相加而产生第二累加信号；

通过将第二累加信号乘以归一化系数来产生第二规范化信号；和将与N个输入信号对应的第二规范化信号聚合成组为第二信号块。

4.一种在包括发送设备和接收设备的通讯系统中接收数据的方法，在该系统中发送设备通过至少两个发送天线来发送信号，而接收设备通过至少一个接收天线来接收信号，该方法包括步骤：借助于一个接收天线通过单载波来接收从至少两个不同发送天线输出的信号；

从所接收的信号中去除CP；

对于去除了CP的信号执行串行到并行转换操作；

对于并行信号执行傅立叶变换；

检测来自傅立叶变换过的信号的偶数编号频率分量和奇数编号频率分量；

将频率分量进行解多路复用；

对于解多路复用过的频率分量的偶数编号的频率分量执行逆傅立叶变换；

对于解多路复用过的频率分量的奇数编号的频率分量执行复数共轭运算；

对于已经经历了复数共轭运算的频率分量执行逆傅立叶变换；和将已经经历了逆傅立叶变换并且已经被输出的信号进行多路复用，从而恢复原始数据，其中所述频率分量检测步骤包括：

根据最小平均方差判据将傅立叶变换过的频率分量进行线性组合；和对于线性组合过的频率分量执行频域均衡。

5.一种基于单载波的通讯系统，具有：

发送设备，用于通过至少两个发送天线来发送信号；和接收设备，用于通过至少一个接收天线来接收信号，其中所述发送设备包括：虚拟频域块编码器，用于处理输入信号并且输出具有频域编码效果的、彼此并行的信号块；和循环前缀CP插入单元，用于将循环前缀插入到信号块中，并且通过对应的发送天线来发送信号块，其中所述虚拟频域块编码器包括：

解多路复用器，用于将N个输入信号进行解多路复用以将N个输入信号分离为具有N/2周期的偶数编号的发送样本和奇数编号的发送样本，然后输出偶数编号的和奇数编号的发送样本；以及信号块产生器，用于通过使用输入信号的偶数编号的和奇数编号的发送样本来产生偶数编号的信号块和奇数编号的信号块。

6.根据权利要求5所述的通讯系统，其中通过单载波在相同的时间发送已经被插入有循环前缀的信号块。

7.根据权利要求5所述的通讯系统，其中所述信号块产生器包括用于处理输入信号的N个信号处理模块。

8.根据权利要求7所述的通讯系统，其中每个所述信号处理模块包括：第一乘法器，用于将奇数编号的发送样本乘以相位偏移系数，从而产生第一相位偏移信号；

第一加法器，用于将第一相位偏移信号和偶数编号的发送样本相加，从而产生第一累加信号；

第二乘法器，用于将第一累加信号乘以归一化系数，从而产生第一规范化信号；

复数共轭模块，用于对于偶数编号的和奇数编号的发送样本执行复数共轭运算，从而产生复数共轭信号；

第三乘法器，用于将复数共轭信号乘以相位偏移系数，从而产生第二相位偏移信号；

第二加法器，用于将第二相位偏移信号和复数共轭信号相加，从而产生第二累加信号；和第四乘法器，用于将第二累加信号乘以归一化系数，从而产生第二规范化信号，其中通过将已经与N个输入信号对应产生的第一规范化信号进行组合来产生偶数编号的信号块，其中通过将已经与N个输入信号对应产生的第二规范化信号进行组合来产生奇数编号的信号块。

9.一种通讯系统，具有：

发送设备，用于通过至少两个发送天线来发送信号；和接收设备，用于通过至少一个接收天线来接收信号，其中所述接收设备包括：循环前缀CP去除单元，用于从所接收的信号中去除CP；

串行到并行转换器，用于对于由CP去除单元去除了CP的信号执行串行/并行转换；

傅立叶变换单元，用于对于从串行到并行转换器并行输出的信号执行傅立叶变换；

信号块检测器，用于通过使用傅立叶变换单元的输出信号来检测偶数编号的频率分量和奇数编号的频率分量；

解多路复用器，用于对信号块检测器所检测的频带信号进行解多路复用；

第一逆傅立叶变换单元，用于对于从解多路复用器输出的信号的偶数编号的频率分量执行逆傅立叶变换；

复数共轭运算器，用于对从解多路复用器输出的信号的奇数编号的频率分量执行复数共轭运算；

第二逆傅立叶变换单元，用于对于复数共轭运算器的输出信号执行逆傅立叶变换；以及多路复用器，用于对第一和第二逆傅立叶变换单元的输出信号进行多路复用，从而恢复原始数据，其中所述信号块检测器包括：

线性组合器，用于根据最小平均方差判据来组合傅立叶变换单元的输出信号；和单载波频域均衡器，用于对于线性组合器的输出信号执行频域均衡。

说明书

技术领域

本发明涉及单载波频域均衡(SC-FDE)，更具体地说，涉及通过将空间频率块编码(SFBC)技术应用到SC-FDE技术中而能够对因为快速衰落环境产生的失真现象进行补偿的收发设备和方法。

背景技术

频域均衡(FDE)技术是一种用于在衰落信道环境中去除干扰的技术。最近，人们已经采用基于FDE的单载波传送方案作为诸如IEEE 802.16系统、ETSIHiperMAN系统等的宽带无线城域网(MAN)系统的标准。SC-FDE方案具有与正交频分复用(OFDM)方案类似的结构和性能，并且对于非线性失真和载波同步非常强健(robust)。此外，SC-FDE方案可以通过在传送部分简单处理信号而简化在上行链路通讯上的用户终端的结构。
同时，正在进行与传送分集技术相关的研究和开发，该技术可以通过将多个传送天线进行空间排列来增加信道容量和链路可靠性，而不必增加频率带宽或发送功率。近来，已经提出了使用提供发送分集增益的空时块代码(Space TimeBock Code，STBC)的SC-FDE技术。但是，基于STBC的SC-FDE技术具有一个缺点，即该技术仅仅在低速衰落环境中才保证其性能。而且，虽然对于衰落环境SFBC技术比STBC技术更加强健，但是SFBC技术具有一个技术问题，即因为SFBC技术是一种将块代码应用于相邻子信道或相邻载波的多载波技术，所以不能将其直接应用于单载波系统。

发明内容

因此，已经完成了本发明以解决在现有技术中发生的上述问题，并且本发明的目的是提供一种无线通讯系统和方法，其能够通过使用基于空间频率块编码(SFBC)的单载波频域均衡(SC-FDE)，来对快速衰落环境中导致的任何失真现象进行补偿并且提高系统性能而同时简化发射器的结构。
为了实现该目的，根据本发明的一个方面，提供一种用于在包括发送设备和接收设备的通讯系统中传送数据的方法，在该系统中发送设备通过至少两个发送天线来发送信号，而接收设备通过至少一个接收天线来接收信号，该方法包括：将输入信号编码为频域块，并且将彼此并行的至少两个信号块输出；以及将循环前缀(CP)插入到输出信号块中，并且通过将信号块加载到单载波之上而通过每个对应天线输出信号块。最好，将彼此并行的至少两个信号块输出的步骤还包括：将N个输入信号进行解多路复用以将输入信号分离为具有N/2的周期的偶数编号的发送样本和奇数编号的发送样本；将奇数发送样本的相位进行偏移并且将偶数编号的发送样本添加到相位偏移过的奇数编号的发送样本中，从而产生第一信号块；通过将傅立叶变换的对称特性应用于到频域块代码而对于偶数编号和奇数编号的发送样本进行复数共轭运算、相位偏移、和转置(transposition)，从而产生第二信号块。
根据本发明的另一个方面，提供一种在包括发送设备和接收设备的通讯系统中接收数据的方法，在该系统中发送设备通过至少两个发送天线来发送信号，而接收设备通过至少一个接收天线来接收信号，该方法包括：借助于一个接收天线通过单载波来接收从至少两个不同发送天线输出的信号；从所接收的信号中去除CP；对于去除了CP的信号执行串行到并行转换操作；对于并行信号执行傅立叶变换；检测来自傅立叶变换过的信号的偶数编号频率分量和奇数编号频率分量；对于奇数编号的频率分量执行复数共轭运算，并且通过线性组合器对奇数编号的频率分量进行组合；通过信道均衡器根据平均方差判据检测来自线性组合过的频率分量的发送信号的频率分量估计值；对检测到的频率分量进行解多路复用；对于解多路复用过的频率分量的偶数编号的频率分量执行N/2点逆傅立叶变换；对于解多路复用过的频率分量的奇数编号的频率分量执行复数共轭运算；对于已经经历了复数共轭运算的信号执行N/2点逆傅立叶变换；以及对经历了逆傅立叶变换之后被输出的N个信号进行多路复用，从而恢复原始数据。其中所述频率分量检测步骤包括：根据最小平均方差判据将傅立叶变换过的频率分量进行线性组合；和对于线性组合过的频率分量执行频域均衡。
根据本发明的另一方面，提供一种基于单载波的通讯系统，具有：发送设备，用于通过至少两个发送天线来发送信号；和接收设备，用于通过至少一个接收天线来接收信号，其中所述发送设备包括：虚拟频域块编码器，用于处理输入信号并且输出具有频域编码效果的、彼此并行的信号块；和循环前缀CP插入单元，用于将循环前缀插入到信号块中，并且通过对应的发送天线来发送信号块，其中所述虚拟频域块编码器包括：解多路复用器，用于将N个输入信号进行解多路复用以将N个输入信号分离为具有N/2周期的偶数编号的发送样本和奇数编号的发送样本，然后输出偶数编号的和奇数编号的发送样本；以及信号块产生器，用于通过使用输入信号的偶数编号的和奇数编号的发送样本来产生偶数编号的信号块和奇数编号的信号块。
根据本发明的再一个方面，提供一种包括用于通过至少两个发送天线来发送信号的发送设备和用于通过至少一个接收天线来接收信号的接收设备的通讯系统，其中所述接收设备包括：循环前缀(CP)去除单元，用于从所接收的信号中去除CP；串行到并行转换器，用于对于由CP去除单元从其中去除CP的信号执行串行到并行转换；傅立叶变换单元，用于对于从串行到并行转换器并行输出的信号执行傅立叶变换；信号组合器和信道均衡信号检测器，用于根据最小平均方差判据对从傅立叶变换单元输出的频域组块的信号进行组合；解多路复用器，用于对信号检测器所检测的频带信号进行解多路复用；第一逆傅立叶变换单元，用于对于从解多路复用器输出的信号的偶数编号的频率子信道执行逆傅立叶变换；复数共轭运算器，用于对从解多路复用器输出的信号的奇数编号的频率分量执行复数共轭运算；第二逆傅立叶变换单元，用于对于复数共轭运算器的输出信号执行逆傅立叶变换；以及多路复用器，用于对第一和第二逆傅立叶变换单元的输出信号进行多路复用，从而恢复原始数据。其中所述信号块检测器包括：线性组合器，用于根据最小平均方差判据来组合傅立叶变换单元的输出信号；和单载波频域均衡器，用于对于线性组合器的输出信号执行频域均衡。

附图说明

结合附图，从下面详细描述中，本发明的上面和其它目的、特点和优点将变得更加明显，其中
图1示出了单发送天线单载波频域均衡系统的结构的示意框图；
图2示出了根据本发明实施方式的通讯系统的发送设备的概念结构框图；
图3示出了根据本发明实施方式的、作为图2中所示的虚拟信号处理单元的替代的信号处理单元的结构框图；
图4示出了根据本发明实施方式的通讯系统的接收设备的结构框图；
图5示出了在本发明的SFBC的、基于SC-FDE的通讯系统和传统(STBC)基于SC-FDE的通讯系统之间的性能比较测试结果的示意图；和
图6示出了在对每一个都选择性地应用STBC和SFBC发送分集技术的OFDM系统和SC系统之间的性能测试结果的示意图。

具体实施方式

下面，将参照附图来描述根据本发明的、基于空间频率块编码(SFBC)和单载波频域均衡(SC-FDE)的收发设备和方法的优选实施方式。在本发明实施方式的下面描述中，当对被合并在这里的已知功能和结构的详细描述可能妨碍本发明的主题时将其省略。
图1示出了单发送天线单载波频域均衡系统的结构的示意框图。单载波频域均衡(SC-FDE)系统包括发送设备110和接收设备120。发送设备110包括比特产生器111、符号映射单元113、循环前缀(CP)插入单元115、数字/模拟(D/A)转换器117、和RF发送单元119。比特产生器111产生信息比特。符号映射单元113将从比特产生器111输出的比特流映射为具有预定长度的符号。CP插入单元115将循环前缀(CP)插入到从符号映射单元113输出的符号中，而D/A转换器117将从CP插入单元115输出的数字信号转换为模拟信号。RF发送单元119将从D/A转换器117输出的模拟信号经由射频发送。
接收设备120包括RF接收单元121、模拟/数字(A/D)转换器123、CP去除单元125、傅立叶变换单元127、频域均衡器129、逆傅立叶变换单元124、符号解映射单元126、和信号确定单元128。RF接收单元121通过无线信道接收信号。A/D转换器123将已经从RF接收单元121输出的模拟信号转换为数字信号。CP去除单元125从自A/D转换器123中输出的数字信号中去除CP，而傅立叶变换单元127对从CP去除单元125输出的信号执行傅立叶变换。频域均衡器129对从傅立叶变换单元127输出的信号执行均衡，而逆傅立叶变换单元124对从频域均衡器129输出的信号执行逆傅立叶变换。符号解映射单元126将从逆傅立叶变换单元124输出的符号转换为比特流，并且将转换过的比特流输出。信号确定单元128在考虑从符号解映射单元126输出的比特流的情况下确定发送信号。
在如图1中所示的使用单载波方案的通讯系统中，CP具有与由L阶频率脉冲响应(FIR)滤波器模拟的信道脉冲响应(CIR)的长度相同的长度。当假设所发送的符号矢量是在具有长度“N”的块中的“x”的时候，可以用等式1来表示所接收的符号矢量。
r＝Hx+n  ..........................................................(1)
此处，‘n’表示其平均为0的加性白高斯噪声(AWGN)。具有“N×N”的尺寸的信道矩阵“H”是轮换矩阵，将其第一行用通过将“N-L”个“0”加到信道脉冲响应而获得的矢量进行配置。如等式2所示将信道矩阵“H”进行分解。
H＝WHΛW  ...........................................................(2)
此处，“W”表示具有“N×N”的尺寸的正交傅立叶变换矩阵(WHW＝WWH＝IN)，“(·)H”表示复数共轭转置，而“Λ”表示具有信道脉冲响应的傅立叶变换值的对角矩阵。
根据本发明，说明了具有两个发送天线和一个接收天线的2×1SC系统。由于根据本发明的通讯系统在时间带中处理发送序列，所以不可能完整地使用已经在正交频分多路复用(OFDM)方案中所使用的SFBC。因此，在根据本发明的通讯系统中，设计和使用具有与SFBC相同效果的SC发送序列。
图2示出了根据本发明的通讯系统的发送设备的概念结构框图。当考虑在时间带中而不是频带中的符号发送时，由包括一对傅立叶变换单元221A和221B以及与傅立叶变换单元221A和221B分别对应的逆傅立叶变换单元222A和222B的虚拟信号处理单元220，来处理从符号产生器210输出的符号，然后该符号作为两个信号流被输出。将每个信号流输入到每个对应的CP插入单元231或232中，其将CP插入到每个信号流中，然后每个信号流被通过天线输出。在图2中所示的虚拟信号处理单元220仅仅是虚拟部件，用于解释在SFBC所应用到的时间带中产生单载波发送信号的概念。也就是，根据本发明的发送设备不包括其包含两个傅立叶变换单元和两个逆傅立叶变换单元的虚拟信号处理单元。当在虚拟信号处理单元的傅立叶变换单元221A和221B的后端对于两个相邻频率子信道和两个发送天线应用块代码时，可以根据等式3所述的傅立叶变换的对称特性通过使用符号产生器210的输出符号，来容易地产生通过逆傅立叶变换单元222A和222B输出的每个发送天线的时间带发送样本。
$x^{*}{(-n)}_N\iff X^{*}\left(k\right),$(这里，n，k＝1，...，N-1).........................(3)
当从第i个天线发送来的块的第n个符号表示为xi(n)时，可以将第一天线的发送符号表示为等式4。
$x_1\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{X}_1\left(k\right)W_N^{-\mathrm{nk}}$
$=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{v=0}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\Sigma }}(X_1\left(2v\right)+W_N^{-n}{X}_1(2v+1))W_{\begin{array}{c}N\\ 2\end{array}}^{-\mathrm{nv}}...\left(4\right)$
$=\frac{1}{\sqrt{2}}(x^e\left(n\right)+W_N^{-n}{x}^0\left(n\right))$(这里，n＝0，1，...，N-1)
这里，分别以等式5和6来定义xe(n)和x0(n)。
$x^e\left(n\right)=\sqrt{\frac{2}{N}}\underset{v=0}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\Sigma }}{X}_1\left(2v\right)W_{\frac{N}{2}}^{-\mathrm{nv}}...\left(5\right)$
$x^o\left(n\right)=\sqrt{\frac{2}{N}}\underset{v=0}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\Sigma }}{X}_1(2v+1)W_{\frac{N}{2}}^{-\mathrm{nv}}...\left(6\right)$
因为作为‘n’的函数的xe(n)和x0(n)具有周期N/2，所以可以分别用和来代替xe(n)和x0(n)。
在等式5和6中，将逆傅立叶变换的缩放因子进行调整从而使得正常发送功率为“1”。根据等式3和4，可将第二天线的发送符号表示为等式7和8。从等式7的第二和第三行中可以理解应用了SFBC。
$x_2\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{X}_2\left(k\right)W_N^{-\mathrm{nk}}$
$=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{v=0}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\Sigma }}(X_2\left(2v\right)+W_N^{-n}{X}_2(2v+1))W_{\frac{N}{2}}^{-\mathrm{nv}}...\left(7\right)$
$=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{v=0}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\Sigma }}(-X_1^{*}(2v+1)+W_N^{-n}{X}_1^{*}\left(2v\right))W_{\frac{N}{2}}^{-\mathrm{nv}}$
$=\frac{1}{\sqrt{2}}(-{\left(x^o\left({(-n)}_{\frac{N}{2}}\right)\right)}^{*}{+W}_N^{-n}{\left(x^e\left({(-n)}_{\frac{N}{2}}\right)\right)}^{*})$(这里，n＝0，1，...，N-1)
图3示出了根据本发明的、作为图2中所示的虚拟信号处理单元的替代的信号处理单元的结构框图。当制造实际发送设备时，以图3中所示的信号处理单元来代替虚拟信号处理单元。
如图3中所示，信号处理单元包括用于将从符号产生器210输入的符号进行解多路复用的解多路复用器310，和用于对从解多路复用器310并行输出的信号进行处理并且将处理过的信号作为信号块输出的操作单元320。
在QPSK符号的情况中，将QPSK符号以等式8中所示进行分解。
xe(l)＝x(2l)，xo(l)＝x(2l+1)(这里，l＝0，1，...，N/2-1).............(8)
参照图3，解多路复用器310并行地输出周期为“N/2”的第0到第(N-1)个信号。将输入到解多路复用器310的每个信号作为一对奇/偶信号输出并且随后输入到操作单元320。操作单元320包括用于处理每个信号的N个操作模块321-1到321-N。
每个操作模块包括第一乘法器323、第二乘法器327、第一加法器322、第二加法器329、第三乘法器324、和第四乘法器331。第一乘法器323将相位偏移系数乘以相关输入信号的奇数信号。第二乘法器327将对于奇数和偶数信号执行复数共轭转置运算的复数共轭转置器325的输出信号乘以与在第一乘法器323中所使用的相同的相位偏移系数。第一加法器322将第一乘法器323的输出信号与偶数信号相加。第二加法器329将复数共轭转置器325的输出信号和第二乘法器327的输出信号相加。第三乘法器324将第一加法器322的输出信号乘以归一化因子，而第四乘法器331将第二加法器329的输出信号乘以归一化因子。
将包括在操作单元320的操作模块321-1、321-2、...、和321-N中的、第三乘法器324的输出信号x1(0)、x1(1)、....、和x1(N-1)作为第一信号块输出到第一CP插入单元231，并且将第四乘法器331的输出信号x2(0)、x2(1)、....、和x2(N-1)作为第二信号块输出到第二CP插入单元232。由相关的CP插入单元231和232将CP插入到第一和第二信号块中，并且分别通过第一和第二天线输出第一和第二信号块。将CP附连到每个发送块的前端从而使得信道矩阵成为轮换矩阵，并且去除块间干扰(IBI)。
图4示出了根据本发明的通讯系统的接收设备的结构框图。在图4中所示的接收设备具有与图2的虚拟发送设备或者图3的实际实现的发送设备对应的构造。
接收设备包括CP去除单元401、串行到并行转换器403、傅立叶变换单元405、信号检测器407、第一解多路复用器409、复数共轭转置器411、第一逆傅立叶变换单元413、第二逆傅立叶变换单元415、和多路复用器417。CP去除单元401从通过天线所接收的信号中去除CP，而串行到并行转换器403对于CP去除单元401的输出信号执行串行到并行转换。傅立叶变换单元405对于从串行到并行转换器403输出的并行信号执行n点傅立叶变换，而信号检测器407从傅立叶变换单元405的输出信号中检测发送信号。第一解多路复用器409对由信号检测器407所检测的信号进行解多路复用。复数共轭转置器411对于从第一解多路复用器409输出的信号的奇数编号的频率带检测信号执行复数共轭转置运算。第一逆傅立叶变换单元413对于从第一解多路复用器409输出的信号的偶数编号的频率带检测信号执行N/2点逆傅立叶变换。第二逆傅立叶变换单元415对于复数共轭转置器411的输出信号执行N/2点逆傅立叶变换。多路复用器417将第一和第二逆傅立叶变换单元413和415的输出信号进行多路复用，并且输出多路复用过的信号。信号检测器407包括用于组合傅立叶变换单元405的输出信号的线性组合器406，和用于对线性组合器406的输出信号执行频域均衡的单载波频域均衡器408。
信号检测器407的线性组合器406通过根据最小平均方差估计使用组合方案来检测信号，从而能够以等式9来表示所检测的信号。
r＝H1x1+H2x2+n  ...................................................(9)
这里，“H1”和“H2”分别表示第一和第二发送天线的信道矩阵。将通过把“r”乘以傅立叶变换矩阵“W”而获得的频带的信号表示为等式10。
R(k)＝Λ1(k)X1(k)+Λ2(k)X2(k)+N(k)，k＝0，1，...，N-1..........(10)
将通过等式10获得的频带的信号分割为偶数编号和奇数编号的频率分量，分别如等式11和12所示。
$R\left(2m\right)={\Lambda }_1\left(2m\right)X_1\left(2m\right)+{\Lambda }_2\left(2m\right)X_2\left(2m\right)+N\left(2m\right)$...(11)
$={\Lambda }_1\left(2m\right)X_1\left(2m\right)-{\Lambda }_2\left(2m\right)X_1^{*}(2m+1)+N\left(2m\right),m=\mathrm{0,1},...,N/2-1$
$R(2m+1)={\Lambda }_1(2m+1)X_1(2m+1)+{\Lambda }_2(2m+1)X_2(2m+1)+N(2m+1)$...(12)
$={\Lambda }_1(2m+1)X_1(2m+1)+{\Lambda }_2(2m+1)X_1^{*}\left(2m\right)+N(2m+1)$
当奇数编号的频率分量“R(2m+1)”进行复数共轭时，可以获得下面等式13。
$R^{*}(2m+1){=\Lambda }_1^{*}(2m+1)X_1^{*}(2m+1)+{\Lambda }_2^{*}(2m+1)X_1\left(2m\right)+N^{*}(2m+1)...\left(13\right)$
当假设关于两个相邻频带的信道信息是恒定的时候，也就是，当假设Λ1(2m)≈Λ1(2m+1)并且Λ2(2m)≈A2(2m+1)时，可以将等式11和13表示为等式14的矩阵等式。
$R_m^{\prime }=\left[\begin{array}{c}R\left(2m\right)\\ R^{*}(2m+1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\Lambda }_1\left(2m\right)& -{\Lambda }_2\left(2m\right)\\ {\Lambda }_2^{*}\left(2m\right)& {\Lambda }_1^{*}\left(2m\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_1\left(2m\right)\\ X_1^{*}(2m+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}N\left(2m\right)\\ N^{*}(2m+1)\end{array}\right]...\left(14\right)$
$={\Lambda }_m^{\prime }{X}_m^{\prime }+N_m^{\prime }$
可以通过等式14将所接收的信号表示为发送信号的线性组合，所以可以根据最小平均方差判据来执行信号检测。使用最大比率组合(MRC)以与接收分集系统的形式类似的形式来表示最终获得的等式，即等式15。
$Y_m={\Lambda }_m^{\prime H}{R}_m^{\prime }=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{\Lambda }}_m& 0\\ 0& {\tilde{\Lambda }}_m\end{array}\right]X_m^{\prime }+\tilde{N},$ ${\tilde{\Lambda }}_m={\left|{\Lambda }_1\left(2m\right)\right|}^2+{\left|{\Lambda }_2\left(2m\right)\right|}^2$
           ......(15)
${\hat{X}}_m={({\Lambda }_m^{\prime H}{\Lambda }_m^{\prime }+\frac{1}{\mathrm{SNR}}{I}_2)}^{-1},$ $Y_m=\left[\begin{array}{c}{\hat{X}}^e\left(m\right)\\ {\hat{X}}^{o^{*}}\left(m\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\hat{X}}_1\left(2m\right)\\ {\hat{X}}_1^{*}(2m+1)\end{array}\right]$
虽然在频域中执行信道均衡，但是必须考虑在时域中获得确定值。因此，将发送符号的估计值表示为下面等式16。
${\hat{x}}^e=W_{\frac{N}{2}}^H{\hat{X}}^e,$ ${\hat{x}}^o=W_{\frac{N}{2}}^H{\hat{X}}^o$.................(16)
$\hat{x}={[{\hat{x}}^e\left(0\right),{\hat{x}}^o\left(0\right),{\hat{x}}^e\left(1\right),{\hat{x}}^o\left(1\right),...,{\hat{x}}^e(\frac{N}{2}-1),{\hat{x}}^o(\frac{N}{2}-1)]}^T$
当将根据本发明的通讯系统与传统系统(诸如STBC-OFDM、SFBC-OFDM、和STBC-FDE系统)进行比较时，从系统复杂性的角度来说，可以归纳如表1所示。
表1
  类别   复数乘法的次数   STBC(SFBC)OFDM   (N/2)(3log2N+6)   STBC SC-FDE   N(log2N+3)   SFBC SC-FDE   (N/2)(2log2N+9)
通过根据一个块来计算平均值已经获得了所表示的运算量。与STBC或者SFBC系统进行比较，从相对复杂度的角度来说，当N＝16或者N＝512时，本发明的通讯系统提供分别为12.5％或18.2％的计算量减少效果。而且，与STBCSC-FDE比较，可以理解当N＝16或者N＝512时，本发明的通讯系统分别需要以大约16.7％或11.5％增加的等式量。
下面，将参照附图来描述根据本发明的通讯系统的性能测试结果。
在该测试中，对于四种类型的2×1天线系统，即对于STBC-OFDM、SFBC-OFDM、和STBC-FDE系统、和根据本发明的SFBC SC-FDE系统测量每个比特误码率(BER)。这里，假设每个接收设备具有关于信道状态的精确信息，并且SC系统具有能够被完美地重建的理想脉冲形式。此外，将CP设置为具有等于信道等级的长度，并且将每个接收设备的均衡器进行设置以遵守最小平均方差判据。
图5示出了对于准静态的(规范化的多普勒频率fdts＝0.001)和快速衰落信道，在本发明的SFBC的、基于SC-FDE的通讯系统和传统STBC的、基于SC-FDE的通讯系统之间的性能比较测试结果的示意图。通过使用用于已经被提议作为第三代TDMA(时分多址)蜂窝标准的EDGE(Enhanced Data rates for GSMEvolution，GSM演变的增强数据速率)方案的典型城市(TU)信道来执行该测试。图6示出了在对每一个都选择性地应用STBC和SFBC发送分集技术的OFDM系统和SC系统之间的性能测试结果的示意图。在该测试中所使用的COST 207 6抽头TU信道具有大约2.3微秒的均方根(RMS)延迟扩频，并且已经被当作具有优良频率选择特性的信道。因为该测试试图比较快速衰落信道环境中的性能下降，所以执行512点快速傅立叶变换以最小化频率选择特性的影响。
参照图5和图6，在具有大多普勒扩频的信道的情况中，可以理解使用SFBC技术的SC发送方案与使用STBC技术的其他方案比较具有良好的BER性能。例如，当在EDGE TU信道中目标BER是“10-4”时，传统STBC SC-FDE系统经历大约5dB的性能下降，而本发明的SFBC SC-FDE系统只经历大约0.7dB的性能下降。而且，如图6中所示，在发送未编码的信号的情况中，可以理解SC方案提供比OFDM方案更良好的性能。如果将自适应比特负荷或者信道编码块添加到OFDM系统中，则OFDM系统具有与SC-FDE系统相似的性能。
如上所述，当使用应用了SFBC的SC-FDE系统时，本发明的通讯系统已经获得了SFBC和SC-FDE两个系统的优点。也就是，本发明的通讯系统对于非线性失真或载波同步误差是强健的，并且即使在快速衰落的环境中也可以将性能下降最小化而同时具有发送分集增益。此外，本发明的基于SFBC的SC-FDE系统具有另一个优点，即可以将其容易地应用于普通多输入多输出天线系统。
虽然已经参照其特定优选实施方式示出和描述了本发明，但是本领域的普通技术人员应该理解在不偏离由所附权利要求书所定义的本发明的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上进行各种改动。因此，本发明的范围并不限于上面实施方式而是权利要求书及其等效物。