移动通信系统中采用自适应天线阵列技术接收信号的装置和方法

摘要

公开一种在含至少一个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的方法。该方法包括通过接收天线接收接收信号，以及使用接收信号和前一时刻的接收束加权产生输出信号，使用接收信号中所含无线单元传送的期望接收信号和所产生的输出信号计算代价函数；使用所计算的代价函数和接收信号计算迹矢量，使用迹矢量更新下一时刻的接收束加权；以及应用所更新的接收束加权产生接收束。

权利要求

1.一种在具有多个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的方法，该方法包括步骤：经由该多个接收天线接收信号，以及使用接收信号和前一时刻的接收束加权产生输出信号；

使用接收信号中从该无线单元发送的期望的接收信号和所产生的输出信号计算代价函数；

使用所计算的代价函数和接收信号来计算迹矢量；

使用迹矢量更新下一时刻的接收束加权；以及

应用所更新的接收束加权产生接收束，

其中代价函数表示为：

J＝(z/y1-N)2

其中′z′表示接收束加权所反射的接收束信号，′y1′表示从该无线单元发送的期望的接收信号，和′N′表示该多个接收天线的数量，其中迹矢量表示为：

${▿}_k=\frac{\partial J}{\partial \underset{‾}{w}}=({z/y}_1-N)\underset{‾}{y}/y_1$其中′z′表示接收束加权所反射的接收束信号，′y′表示接收信号，′y1′表示从该无线单元发送的期望的接收信号，和′N′表示该多个接收天线的数量。

2.根据权利要求1的方法，其中计算迹矢量的步骤包括：

通过求所计算代价函数的微分来计算迹矢量。

3.根据权利要求1的方法，其中更新接收束加权的步骤还包括：

归一化所计算的接收束加权。

4.根据权利要求1的方法，其中更新接收束加权的步骤包括使用该矢量和前一接收束加权更新接收束加权的步骤。

5.根据权利要求1的方法，其中通过未考虑接收信号中的噪声信号和干扰信号的简化梯度方法形成代价函数。

6.一种在含有多个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的装置，该装置包括：信号处理器，用于经由该多个接收天线接收信号，使用接收信号中从该无线单元发送的期望的接收信号和通过前一接收束加权产生的输出信号来计算代价函数，以及使用该代价函数来计算接收束加权；

接收束发生器，用于使用接收信号和所计算的接收束加权产生接收束，其中信号处理器包括：迹矢量计算器，用于通过求所计算的代价函数的微分来计算迹矢量；

加权计算器，用于使用迹矢量更新下一时刻的接收束加权；以及

存储器，用于缓冲所计算的接收束加权，且为计算下一接收束加权，在计算下一时刻值期间将前一时刻的接收束加权输入到加权计算器，以反射接收束加权，其中代价函数表示为：

J＝(z/y1-N)2

其中′z′表示接收束加权所反射的接收束信号，′y1′表示从该无线单元发送的期望的接收信号，和′N′表示该多个接收天线的数量，其中迹矢量表示为：

${▿}_k=\frac{\partial J}{\partial \underset{‾}{w}}=(z/y_1-N)\underset{‾}{y}/y_1$其中′z′表示接收束加权所反射的接收束信号，′y′表示接收信号，′y1′表示从该无线单元发送的期望的接收信号，和′N′表示该多个接收天线的数量。

7.根据权利要求6的装置，其中通过未考虑所接收的信号中的噪声信号和干扰信号的简化梯度方法形成代价函数。

说明书

技术领域

本发明通常涉及移动通信系统中采用自适应天线阵列(AAA)技术接收数据的装置和方法，且尤其涉及使用接收束加权生成技术接收数据的装置和方法。

背景技术

下一代移动通信系统正向提供分组业务通信系统演变，其将突发分组数据传输给多个移动台(MS)。分组业务通信系统适合于传输大量数据。为高速分组业务设计这种分组业务通信系统。从这点上说，异步通信技术的标准化组织，即第三代合作项目(3GPP)提出以高速下行链路分组接入(HSDPA)提供高速分组业务，而同步通信技术的标准化组织，即第三代合作项目2(3GPP2)提出以1x Evolution Data Only/Voice(1x EV-DO/V)提供高速分组业务。
HSDPA和1x EV-DO/V都提出提供高速分组业务以平稳传输Web/Internet业务，且为提供高速分组业务，应优化峰值流量和平均流量以平稳传输分组数据以及电路数据如语音业务数据。
为支持高速传输分组数据，采用HSDPA的通信系统(下文称为“HSDPA通信系统”)近来引入3种数据传输技术：自适应调制和编码(AMC)、混合自动重传请求(HARQ)、以及快速蜂窝选择(FCS)。
HSDPA通信系统使用AMC、HARQ和FCS技术增加数据速率。另一种增加数据速率的通信系统为使用1x EV-DO/V的通信系统(下文称为“1x EV-DO/V通信系统”)。1x EV-DO/V通信系统同样增加数据速率以保证系统性能。
除新技术如AMC、HARQ和FCS之外，多天线技术是另一种已知的适合解决所分配带宽有限即增加数据速率的技术。多天线技术可克服频域中的有限带宽资源，因为它利用空域。
下面将描述多天线技术。构造一种通信系统，以便多个移动站通过一个基站(BS)相互通信。当基站将数据高速传输给一个或更多的移动站时，由于无线信道的特性而出现衰落现象。为克服衰落现象，已提出传输天线分集技术(TADt)，其为一种多天线技术。
TADt是一种使用至少2个传输天线即多天线来传输信号以使因衰落现象而丢失的传输数据最少从而增加数据速率的方法。下面将描述TADt。
通常，与有线信道环境不同，在移动通信系统中的无线信道环境中，由于几个因素，如多径干扰、盲区、电波衰减、时变噪声、干扰等，传输信号实际上要失真。由多径干扰引起的衰落与反射体或用户(或移动站)的移动性密切相关，且实际上同时接收到传输信号和干扰信号。
因此，所收到的信号在实际传输过程中经历了严重的失真，从而降低了整个移动通信系统的性能。衰落可导致接收信号的幅度和相位的失真，从而阻止了无线信道环境中的高速数据通信。因此正在进行研究以解决多径干扰引起的衰落。
总之，为高速传输数据，移动通信系统必须最小化由移动通信信道特性如衰落和干扰引起的损失。
为防止因衰落引起的不稳定通信，使用含多个天线的分集技术实现空间分集技术。
TADt广泛用作有效解决衰落现象。传输天线分集接收无线信道环境中经历独立衰落现象的多个传输信号，从而解决因衰落引起的失真。传输天线分集分为时域分集、频域分集、多径分集、以及空域分集。
换言之，移动通信系统为执行高速数据通信必须彻底解决严重影响通信性能的衰落现象。必须克服衰落现象，因为它将接收信号的幅度降低多达几dB至几十dB。
为克服衰落现象，使用上述分集技术。例如，码分多址(CDMA)技术采用瑞克(Rake)接收机，其可使用信道的时延分布来实现分集性能。瑞克接收机是一种用于接收多径信号的接收分集技术类型。可是，瑞克接收机中使用的接收分集是不利的，因为当信道的时延分布相对较小时，它不能获得所期望的分集增益。
时域分集技术使用混迭和编码有效解决无线信道环境中出现的突发错误，且通常用于多普勒(Doppler)分布信道中。可是，在低速多普勒分布信道中，时域分集难以获得分集效果。
空域分集技术通常用于低时延分布信道如室内信道、徒步信道等低速多普勒分布信道中。空域分集技术使用至少2个天线获得分集增益。当通过一个天线传输的信号因衰落而衰减时，接收通过另一个天线传输的信号，从而获得分集增益。通常使用的空域分集技术有两种类型：使用多个接收天线的接收天线分集、以及使用多个传输天线的传输天线分集。
接收自适应天线阵列(Rx-AAA)是接收天线分集技术的子类。
在Rx-AAA技术中，计算通过由多个接收天线组成的天线阵列接收的接收信号的信号矢量与有关的接收束加权矢量之间的标量积。在接收机所期望的方向上接收的信号的强度最大，而在接收机所不期望的方向上接收的信号的强度最小。在Rx-AAA技术中，“接收束加权”是指接收机产生接收束时使用的加权。
因此，Rx-AAA技术只将所期望的接收信号放大到最大强度，以维持高质量的呼叫，并使整个系统容量和服务区增大。
尽管可将Rx-AAA技术应用于频分多址(FDMA)移动通信系统和时分多址(TDMA)移动通信系统，这里假定将Rx-AAA技术应用于使用CDMA技术的通信系统(下文称为“CDMA通信系统”)。
图1是表示传统CDMA移动通信系统中基站接收机结构的方框图。基站接收机包括N个接收天线(Rx ANT)(包括第一接收天线111、第二接收天线121、...以及第N接收天线131)；各个N个射频(RF)处理器(包括与相应接收天线对应的第一RF处理器112、第二RF处理器122、...以及第N RF处理器132)；各个N个多径搜索器(包括与相应RF处理器对应的第一多径搜索器113、第二多径搜索器123、...以及第N多径搜索器133)；L个指状元件(finger)(包括第一指状元件140-1、第二指状元件140-2、...以及第L指状元件140-L)，用于处理多径搜索器搜索的L个多径信号、多径组合器150，用于组合L个指状元件输出的多径信号；去交错器(deinterleaver)160；以及解码器170。
在N个接收天线处接收多个移动站(MS)中的发射机通过多径衰落无线信道传输的信号。第一接收天线111将所接收信号输出到第一RF处理器112。每个RF处理器由放大器、频率转换器、滤波器、以及模数(A/D)转换器组成，并处理RF信号。
第一RF处理器112对第一接收天线111输出的信号作RF处理，以将该信号转换成基带数字信号，并将该基带数字信号输出到第一多径搜索器113。第一多径搜索器113从第一RF处理器112输出的信号中分离出L个多径分量，并将分离出的L个多径分量分别输出到第一指状元件140-1至第L指状元件140-L。与L个多径一一对应的第一指状元件140-1至第L指状元件140-L处理L个多径分量。
由于对通过N个接收天线接收的每个信号都要考虑L个多径，必须对NxL信号作信号处理，且在NxL信号中，将相同路径上的信号输出到同一指状元件中。
类似地，第二接收天线121将所接收信号输出到第二RF处理器122。第二RF处理器122对第二接收天线121输出的信号作RF处理，以将该信号转换成基带数字信号，并将该基带数字信号输出到第二多径搜索器123。第二多径搜索器123从第二RF处理器122输出的信号中分离出L个多径分量，并将分离出的L个多径分量分别输出到第一指状元件140-1至第L指状元件140-L。
以同样的方式，第N接收天线131将所接收信号输出到第N RF处理器132。第N RF处理器132对第N接收天线131输出的信号作RF处理，以将该信号转换成基带数字信号，并将该基带数字信号输出到第N多径搜索器133。第N多径搜索器133从第N RF处理器132输出的信号中分离出L个多径分量，并将分离出的L个多径分量分别输出到第一指状元件140-1至第L指状元件140-L。
这样，在通过N个接收天线接收的信号的L个多径信号中，将相同多径信号输入到同一指状元件中。例如，将来自第一接收天线111至第N接收天线131的第一多径信号输入到第一指状元件140-1中。以同样的方式，将来自第一接收天线111至第N接收天线131的第L多径信号输入到第L指状元件140-L中。第一指状元件140-1至第L指状元件140-L只在其输入和输出信号上不同，但在结构和操作上是相同的。因此，为简单起见，只描述第一指状元件140-1。
第一指状元件140-1包括N个解扩器(despreader)即第一解扩器141、第二解扩器142、...以及第N解扩器143，其与N个多径搜索器相对应；信号处理器144，其使用从N个解扩器接收的信号计算用于产生接收束的接收束加权矢量；以及接收束发生器145，其使用信号处理器144计算的接收束加权矢量产生接收束。
将第一多径搜索器113输出的第一多径信号输入到第一解扩器141。第一解扩器141用预定扩展码解扩第一多径搜索器113输出的第一多径信号，并将解扩多径信号输出到信号处理器144和接收束发生器145。这里，解扩过程称为“时域处理”。
类似地，将第二多径搜索器123输出的第一多径信号输入到第二解扩器142。第二解扩器142用预定扩展码解扩第二多径搜索器123输出的第一多径信号，并将解扩多径信号输出到信号处理器144和接收束发生器145。以相同的方式，将第N多径搜索器133输出的第一多径信号输入到第N解扩器143。第N解扩器143用预定扩展码解扩第N多径搜索器133输出的第一多径信号，并将解扩多径信号输出到信号处理器144和接收束发生器145。
信号处理器144接收第一解扩器141至第N解扩器143输出的信号，并计算用于产生接收束的一组接收束加权wk。这里，将第一多径搜索器113至第N多径搜索器1 33输出的一组第一多径信号定义为″xk″。第一多径信号组xk表示在第k点通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的一组第一多径信号，且构成第一多径信号组xk的第一多径信号都为矢量信号。接收束加权组wk表示应用于在第k点通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号的一组接收束加权，且构成加权组wk的接收束加权都为矢量信号。
将通过解扩第一多径信号组xk中的所有第一多径信号确定的一组信号定义为yk。第一多径信号的解扩信号组yk表示通过解扩在第k点通过第一接收天线111至第N接收天线131接收的第一多径信号确定的一组信号，且构成第一多径信号的解扩信号组yk的解扩信号都为矢量信号。为便于解释，将省略术语“组”，且加下划线的参数表示一组相应元素。
第一解扩器141至第N解扩器143中每个用预定解扩码解扩第一多径信号xk，从而所期望接收信号的接收功率比干扰信号的接收功率大处理增益。这里，解扩码与移动站的发射机中使用的扩展码相同。
如上所述，将第一多径信号xk的解扩信号yk输入到信号处理器144。信号处理器144用第一多径信号xk的解扩信号yk计算接收束加权，并将该接收束加权wk输出到接收束发生器145。这样，信号处理器144用第一接收天线111至第N接收天线131输出的总共N个第一多径信号的解扩信号yk计算包含总共N个接收束加权矢量的应用于第一接收天线111至第N接收天线131输出的第一多径信号xk的接收束加权wk。接收束发生器145接收总共N个第一多径信号xk的解扩信号yk以及总共N个加权矢量wk。接收束发生器145用总共N个接收束加权矢量wk产生接收束，计算第一多径信号xk的解扩信号yk以及该接收束所对应的接收束加权wk的标量积，并将结果作为第一指状元件140-1的输出zk输出。第一指状元件140-1的输出zk可用方程(1)表示为
zk＝wkHyk    (1)
在方程(1)中，H表示Hermitian运算符，即共轭转置。最终，将基站接收机中L个指状元件的输出信号zk组zk输入到多径组合器150。
尽管仅描述了第一指状元件140-1，其他指状元件在操作上与第一指状元件140-1相同。因此，多径组合器150组合第一指状元件140-1至第L指状元件140-L输出的信号，并将组合后的信号输出到去交错器160。去交错器160采用与发射机中使用的混迭方法对应的解混迭方法，对多径组合器150输出的信号解混迭，并将解混迭信号输出到解码器170。解码器170采用与发射机中使用的编码方法对应的解码方法，对去交错器160输出的信号解码，并将解码信号作为最终的接收数据输出。
信号处理器144计算接收束加权wk，使从移动站发射机接收的、并期望通过预定算法接收的信号的均方误差(MSE)最小。接收束发生器145使用信号处理器144产生的接收束加wk产生接收束。将产生接收束使MSE最小的过程称之为“空域处理”。
因此，当将Rx-AAA用于CDMA移动通信系统时，同时执行时域处理和空域处理。将同时执行时域处理和空域处理的操作称之为“时空处理”。
信号处理器144接收每个指状元件按上述方式解扩的多径信号，并计算根据预定算法能使Rx-AAA增益最大的接收束加权。信号处理器144最小化MSE。
自适应地使MSE最小化的接收束加权计算算法是根据参考信号降低误差的算法，且当没有参考信号时，该算法支持恒定模数(CM)和决策导向(DD)技术等盲技术。
如上所述，信号处理器144根据预定算法通过接收对于单个指状元件解扩后的多径信号，计算能最大化Rx-AAA技术增益的接收束加权。计算能最大化Rx-AAA技术增益的接收束加权的算法包括最大信噪比技术(Max SNR)和最小均方(LMS)技术。
1)Max SNR
Max SNR用于最大化所接收信号的输出功率的算法。在Max SNR中，根据方程(2)计算输出功率：
P＝E[zzH]
＝wHRw    (2)
其中，R＝E[yyH]。如图1所示，′z′表示应用加权矢量的解扩后的值，且′y′表示在与加权矢量相乘之前的给出值。
在该情况下，可用方程(3)表示Max SNR：
$\max \frac{{\underset{‾}{w}}^{H}R\underset{‾}{w}}{{\underset{‾}{w}}^H\underset{‾}{w}},$在wHw＝1的条件下    (3)
将计算加权的运算过程定义为
1.估计w0，r0，v0.
2.k＝k+1
a.R＝f*R+x(k)·xH(k)             
b.λ＝wH(k)Rw(k)                 
c.r(k)＝λw(k)-Rw(k)             
d.q(k)＝‖r(k)‖2/‖r(k-1)‖2    
e.v(k)＝r(k)+q(k)v(k-1)          
f.α＝wH(k)Rv(k)                 
β＝vH(k)Rv(k)                   
γ＝wH(k)v(k)                    
δ＝vH(k)v(k)                    
a＝βγ-δα
b＝β-λδ
c＝α-λγ
t(k)＝[-b+(b2-4ac)1/2]12a
g.w(k+1)＝w(k)+t(n)v(n)         
h.归一化w(k+1)                  <1.5N>
3.在新的迭代中重复步骤2
在该过程中，<>表示计算量，且可知在Max SNR中，总的计算量为O(4N2+11.5N)。即计算量与O(4N2+11.5N)成正比。这里，′O′表示量级，且值N表示一次复数计算。每次复数计算，实部和虚部进行4次计算。即计算复数(a+jb)(c+jd)值通过4次乘法ac、ad、bc和bd。
2)LMS(最小均方)
LMS(最小均方)使用逐步更新技术，以便最小化根据MSE计算的代价函数。这种算法性能优越，但由于计算量极大而不利于实现。即与Max SNR中相同，每次复数计算进行许多(即O(4N2+11.5N))计算，从而使接收装置的硬件复杂程度增加。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种在移动通信系统中使用自适应天线阵列技术接收数据的装置和方法。
本发明的另一目的是提供一种在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中使用接收束加权生成技术接收数据的装置和方法。
本发明的另一目的是提供一种在使用自适应天线阵列技术的移动通信系统中使用可减少计算量的简化梯度方法(SGM)计算接收束加权的装置和方法。
根据本发明的第一方面，这里提供一种在含有至少一个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的方法。该方法包括通过接收天线接收接收信号，以及使用接收信号和前一时刻的接收束加权产生输出信号，使用接收信号中所含无线单元传送的期望的接收信号和所产生的输出信号计算代价函数；使用所计算的代价函数和接收信号计算迹矢量，使用迹矢量更新下一时刻的接收束加权；以及应用所更新的接收束加权产生接收束。
根据本发明的第二方面，这里提供一种在含有至少一个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的方法。该方法包括解扩基站端接收的接收信号，并输出解扩信号，使用解扩信号和前一时刻的接收束加权产生指状元件的输出信号，使用接收信号中所含无线单元传送的期望的接收信号和指状元件所产生的输出信号计算代价函数；使用所计算的代价函数和解扩信号计算迹矢量，使用迹矢量更新下一时刻的接收束加权；以及应用所更新的接收束加权使用接收束加权产生接收束。
根据本发明的第二方面，这里提供一种计算针对无线单元的接收束加权，其能减少含至少一个接收天线的基站中的计算量，使用前一时刻接收束加权产生接收天线的接收束，以及接收一信号作为当前接收信号，通过应用所产生的接收束使用所接收信号产生输出信号，以及使用输出信号计算当前接收束加权。该方法包括应用所产生的输出信号和接收信号中所含无线单元传输的期望的接收信号产生代价函数；以及使用所接收信号、所产生的代价函数以及前一接收束加权，通过进行预定计算以计算当前时刻的接收束加权。
根据本发明的第四方面，这里提供一种在含有至少一个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的装置。该装置包括信号处理器，用于通过接收天线接收接收信号，使用接收信号中所含无线单元传送的期望的接收信号和按前一接收束加权所产生的输出信号计算代价函数，以及使用代价函数计算接收束加权；以及接收束发生器，用于使用接收信号和所计算的接收束加权产生接收束。
根据本发明的第五方面，这里提供一种在含有至少一个接收天线的基站中接收来自无线单元的信号的装置。该装置包括解扩器，用于接收信号并通过解扩所接收信号产生解扩信号；信号处理器，用于使用接收信号中所含无线单元传送的期望接收信号和按前一接收束加权所产生的输出信号计算代价函数，以及使用代价函数计算接收束加权；以及接收束发生器，用于使用解扩信号和所计算的接收束加权产生接收束。

附图说明

从下面结合附图所作详细描述中，本发明的上述及其他目的、特性和优点将变得更明显，其中：
图1是表示采用多天线的CDMA移动通信系统中基站接收机结构的方框图；
图2是表示根据本发明实施例的基站接收机结构的方框图；
图3是表示根据本发明实施例的基站接收机采用的信号接收程序的流程图；
图4表示根据本发明实施例的加权矢量计算技术中的SNR模拟结果；以及
图5表示根据本发明实施例的加权矢量计算技术中随天线数变化的模拟结果。

具体实施方式

现在将参照附图详细描述本发明的优选实施例。在下面的描述中，为简明起见，省略了对其中已知功能和结构的详细描述。
在描述本发明之前，将考虑基站(BS)的接收机处收到的接收信号模型。假定基站的接收机包括含多个接收天线(Rx ANT)的接收天线阵列，且考虑到其费用和尺寸，该接收天线阵列通常只安装在基站的接收机中，而不安装在移动站(MS)的接收机中。即假定移动站的接收机只包括一个接收天线。可是，在诸如支持包括多个天线的移动站的多输入多输出(MIMO)系统中，移动站接收机结构也可与下述基站接收机相同。尽管可将本发明应用于使用频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、以及正交频分复用(OFDM)的所有移动通信系统中，本发明将参照使用OFDM的移动通信系统(下文称为“OFDM移动通信系统”)描述。
用方程(4)表示在基站所服务的一小区中的第m移动站的发射机所传输的信号：
$s_m\left(t\right)=\sqrt{p_m}{b}_m\left(t\right)c_m\left(t\right)---\left(4\right)$
在方程(4)中，sm(t)表示第m个移动站的传输信号，pm表示第m个移动站的传输功率，bm(t)表示第m个移动站的用户信息比特序列，和cm(t)表示第m个移动站的用户扩展码序列，具有的片周期为Tc。
在基站的接收机处接收从移动站发射机经多径矢量信道传输的传输信号。假定与比特周期Tb相比，多径矢量信道的信道参数缓慢变化。因此，假定多径矢量信道的信道参数对某比特周期而言是不变的。在基站的接收机处接收的针对第m个移动站的第一多径的复数基带接收信号可用方程(5)表示。应注意方程(5)的接收信号表示将在基站接收机处接收的射频(RF)信号降频转换所确定的基带信号。
${\underset{‾}{x}}_{m1}\left(t\right)={\alpha }_{m1}{e}^{j{\phi }_{m1}}{b}_m(t-{\tau }_{m1})c_m(t-{\tau }_{m1}){\underset{‾}{\alpha }}_{m1}---\left(5\right)$
在方程(5)中，xm1表示通过第m个移动站的第一多径接收的一组复数基带接收信号，αm1表示应用于第m个移动站的第一多径的衰落衰减，Φm1表示应用于第m个移动站的第一多径的相移，τm1表示应用于第m个移动站的第一多径的时延，和am1表示应用于第m个移动站的第一多径的一组阵列响应(AR)。由于基站接收机包括多个诸如N个接收天线，在基站接收机处通过N个接收天线接收第m个移动站传输的信号。因此，通过第一多径接收的信号数为N，且通过第m个移动站的第一多径接收的N个复数基带接收信号构成一组接收信号。这里，为便于解释，将省略术语“组”，且加下划线的参数表示一组相应元素。
当使用当前的线性天线阵列时，阵列响应am1定义为方程(6)
${\underset{‾}{a}}_{\mathrm{ml}}={[1e^{j2\pi \frac{d}{\lambda }\sin {\theta }_{\mathrm{ml}}}...e^{j2\pi \frac{d}{\lambda }(N-1){\sin \theta }_{\mathrm{ml}}}]}^T---\left(6\right)$
在方程(6)中，′d′表示分开的接收天线间的距离，λ表示使用频带的波长，N表示接收天线数，和θm1表示应用于第m个移动站的第一多径的到达方向角(DOA)。
假定该基站所服务的蜂窝中存在的移动站数为M，且对M个移动站中的每个而言，有L个多径，在该基站处接收的接收信号为从M个移动站传输的传输信号与加性白高斯噪声(AWGN)之和，如方程(7)表示
$\underset{‾}{x}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\underset{‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)+-\underset{‾}{n}\left(t\right)--\left(7\right)$
在方程(7)中，n(t)表示从M个移动站传输的传输信号中增加的加性白高斯噪声。
假定在方程(7)的接收信号中基站期望接收的信号为x11。该x11表示第一移动站通过第一多径传输的信号。因为假定基站期望接收的信号为x11，除信号x11外的所有信号被认为是干扰信号和噪声。因此，方程(7)可重写为方程(8)
$\underset{‾}{x}\left(t\right)={\alpha }_{11}{e}^{{\mathrm{j\phi }}_{11}}{b}_1(t-{\tau }_{11})c_1(t-{\tau }_{11}){\underset{‾}{a}}_{11}+\underset{‾}{i}\left(t\right)+\underset{‾}{n}\left(t\right)---\left(8\right)$
在方程(8)中，i(t)表示干扰信号，其定义如方程(9)
$\underset{‾}{i}\left(t\right)=\underset{l=2}{\overset{L}{\Sigma }}{\underset{‾}{x}}_{11}\left(t\right)+\underset{m=2}{\overset{M}{\Sigma }}\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\underset{‾}{x}}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)---\left(9\right)$
方程(9)的第一项为该基站期望接收的移动站的传输信号，但用该基站不期望接收的其他多个路径来表示径间干扰(IPI)。方程(9)的第二项表示通过其他移动站的多个接入干扰(MAI)。
此外，用之前在第一指状元件(1＝1)中为基站接收机的相应信道卡即分配给第一移动站的信道卡(m＝1)中的相应多径设置的解扩码c1(t-τ11)解扩x(t)，且在方程(10)中定义解扩信号y(t)。解扩码c1(t-τ11)与信号传输期间基站发射机中使用的解扩码c1(t-τ11)相同。
该基站包括图1中描述的多个接收机，每个接收机称为“信道卡”，且将一个信道卡分配给一个移动站。如图1中所述，信道卡包括与多径数目相同的指状元件，且这些指状元件与相应的多径信号一一对应。
$\underset{‾}{y}\left(k\right)={\int }_{(k-1)T_b+{\tau }_{11}}^{{\mathrm{kT}}_b+{\tau }_{11}}\underset{‾}{x}\left(t\right)c_1^{*}(t-{\tau }_{11})\mathrm{dt}---\left(10\right)$
在方程(10)中，′k′表示第k采样点。
当用解扩码c1(t-τ11)解扩解扩前信号x(t)而产生解扩后信号y(t)时，根据解扩器的特性，将基站接收机期望从接收信号中接收的信号分量的功率放大了增益G。注意到尽管将基站接收机期望接收的信号分量的功率放大了增益G，根本不改变基站接收机不期望接收的信号分量的功率。因此，可计算解扩前接收信号与解扩后接收信号间的相关矩阵。
为计算解扩前接收信号与解扩后接收信号间的相关矩阵，在第k点对解扩前接收信号x(t)进行采样，其与解扩后接收信号y(t)的采样点相同。将在第k点对解扩前接收信号x(t)采样所获得的信号表示为方程(11)
$\underset{‾}{x}\left(k\right)={\alpha }_{11}{e}^{j{\phi }_{11}}{b}_{1k}{c}_{1k}{\underset{‾}{a}}_{11}+{\underset{‾}{i}}_k+{\underset{‾}{n}}_k---\left(11\right)$
总之，为计算解扩前接收信号x(t)与解扩后接收信号y(t)间的相关矩阵，假定在第k点对解扩前接收信号x(t)采样以获得方程(11)的信号，其与解扩后接收信号y(t)的采样点相同，且解扩前接收信号x(t)与解扩后接收信号y(t)是平稳的。
现在将对本发明中提出的简化梯度方法(SGM)进行描述。
将一组解扩前接收信号，包括在特定时刻通过N个接收天线接收的复数接收信号，即通过第一接收天线至第N接收天线接收的复数接收信号X1至XN，定义为x＝[X1，X2，...，XN]T。这里，′T′是表示转置操作的运算符。
此外，将对通过N个接收天线接收的复数接收信号X1，X2，...，XN解扩后的一组接收信号定义为y＝[Y1，Y2，...，YN]T。解扩后接收信号y由基站接收机期望接收的信号分量s和基站接收机不期望接收的信号分量u之和确定，可表示为方程(12)
y＝s+u    (12)
将欲与通过N个接收天线接收的复数接收信号X1，X2，...，XN相乘的一组复数接收束加权，即欲与通过第一接收天线至第N接收天线接收的复数接收信号x1至XN相乘的复数接收束加权w1至wN，定义为w＝[w1，w2，...，wN]T。其中，′T′是表示转置操作的运算符。
通过计算接收束加权w与解扩后接收信号y的标量积来自确定自特定用户卡(即分配给特定移动站的信道卡)的指状元件中的输出信号z，可表示为方程(13)
$\underset{‾}{z}={\underset{‾}{w}}^H\underset{‾}{y}=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{w}_i^{*}{y}_i---\left(13\right)$
在方程(13)中，′i′表示接收天线数。
使用方程(12)和方程(13)，可将输出信号z分为基站接收机期望接收的信号分量wHs和基站接收机不期望接收的信号分量wHu。
如上所述，将方程(13)中的接收信号y表示为天线阵列的基本接收信号，如下面方程(14)中所定义。
$\underset{‾}{y}\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{M}{\Sigma }}{s}_k\left(t\right)\underset{‾}{a}\left({\theta }_k\right)+\underset{‾}{n}\left(t\right)---\left(14\right)$
将方程(14)中的接收信号矢量y(t)、控制矢量a(θk)、以及碰撞信号矢量s(t)表示为下面的方程(15)至(17)。

[0126] y(t)＝[y0(t)，y1(t)，.....yN-1(t)]T                                       (15)$\underset{‾}{a}\left({\theta }_k\right)={\left[\begin{array}{cccc}1& e^{-\mathrm{j\pi }\sin {\theta }_k}& ....& e^{-j(N-1)\pi {\sin \theta }_k}\end{array}\right]}^T---\left(16\right)$
s(t)＝[s1(t)，s2(t)，.....sM(t)]T                                         (17)

[0129]此外，方程(14)中的n(t)表示加性白高斯噪声(AWGN)。CDMA环境中所期望接收的信号s1(t)的功率比经历干扰的其他信号的功率高得多。因此，接收信号y(t)可近似表示为方程(18)：
y(t)＝s1(t)a(θ1)                                                         (18)
为应用根据本发明的简化梯度算法，通过忽略功率较低的不期望的接收信号的干扰来简化方程(14)的接收信号。此外，为简化计算，同样忽略瑞利(Rayleigh)衰落。
若在方程(13)中用方程(18)替代，则可得方程(19)：
z＝wHa(θ1)s1(t)                                                          (19)
在方程(19)中，加权矢量w近似为a(θ1)，如方程(20)中所示：
w≈a(θ1)                                                                 (20)
因此，方程(19)可简化为方程(21)
z＝Ns1(t)                                                                 (21)
在方程(21)中，由于所期望的接收信号s1(t)近似等于y1(t)，方程(22)中给出下列关系：
$\frac{z}{y_1}-N=0---\left(22\right)$
根据本发明的简化梯度算法中使用的代价函数J可使用方程(22)来确定，从而得到方程(23)：
J＝(z/y1-N)2    (23)
本发明中提出的简化梯度算法根据只考虑来自移动站的所期望接收信号的方程(23)来计算最优接收束加权矢量。因此，根据方程(24)求微分，以找出使方程(23)的代价函数最小的值。
在方程(23)中，由于代价函数J具有二阶凸函数的类型，必须求代价函数J的微分并令所得值为0，以最小化代价函数J。代价函数J的微分值可由方程(24)来定义。
${▿}_k=\frac{\partial J}{\partial \underset{‾}{w}}=(z/y_1-N)\underset{‾}{y}/y_1---\left(24\right)$
然而，在实际信道环境中难于经一步处理过程获得最优接收束加权wopt，且因为每点输入解扩后接收信号y，应使用方程(25)的递归形式，以自适应或递归获得最优接收束加权wopt。
W k+1＝Wk-μk    (25)
在方程(25)中，′k′表示第k点，wk表示第k点处的接收束加权，μ表示恒定增益，和k表示第k点处的迹(trace)矢量。第k点处的迹矢量k表示使代价函数J的微分值向最小值如0收敛的矢量。
即，方程(25)说明更新在恒定增益μ之前或之后产生的值的过程，即沿迹矢量k的方向从当前点使用的给定接收束加权wk更新为下一点使用的接收束加权wk+1。
现在将对以根据本发明实施例的简化梯度方法来计算加权矢量并产生接收束的基站接收机结构进行描述。
图2是表示根据本发明实施例的基站接收机结构的方框图。应注意到根据本发明实施例的基站接收机可应用在图1中描述的基站接收机中。为简单起见，将参照图2只描述基站接收机中与本发明直接相关的部件。此外，可将本发明实施例应用于支持Max SNR技术的基站接收机中。
参照图2，当在接收点k接收信号xk时，解扩器210使用预定解扩码解扩接收信号xk，并将解扩接收信号yk输出到信号处理器230和接收束发生器220。信号处理器230包括接收束加权计算器231和存储器232。
为简单起见，将只参照图1的基站接收机中的第一指状元件140-1描述图2。因此，图2的解扩器210在操作上与图1的N个解扩器(即第一指状元件140-1中的第一解扩器141、第二解扩器142、...、第N解扩器143)大致相同。
信号处理器230中的接收束加权计算器231接收误差值ek以及解扩接收信号yk、使用预定恒定增益μ以及初始接收束加w0计算接收束加权wk，并将所计算的接收束加权wk输出到存储器232。
这里，接收束加权计算器231以根据本发明的简化梯度方法计算接收束加权wk。即接收束加权计算器231使用方程(24)和方程(25)计算接收束加权wk。
存储器232缓冲接收束加权计算器231计算所得接收束加权wk，且当更新接收束加权wk时，接收束加权计算器231使用存储器232中存储的接收束加权wk。即接收束加权计算器231使用点k时计算的接收束加权wk更新下一点k+1的接收束加权wk+1。
图3是表示根据本发明实施例的基站接收机采用的信号接收程序的流程图。在步骤311中，基站接收机设置初始接收束加权w0和初始恒定增益μ，之后转到步骤313。在步骤313中，基站接收机确定通信是否结束。若确定通信结束，则基站接收机结束正在进行的流程。
然而，若在步骤313中确定通信未结束，则基站接收机转到步骤315。在步骤315中，基站接收机接收接收信号xk的解扩信号yk，之后转到步骤317。在步骤317中，基站接收机使用解扩信号yk和接收束加权wk计算基站接收机的各个指状元件输出的一组信号zk(zk＝wkHyk)，且之后转到步骤319。
zk表示使用采用接收束加权wk产生的接收束而产生的一组指状元件输出信号。在步骤319中，基站接收机将使用接收束产生的这组指状元件输出信号zk投影为最近的信号。
之后，在步骤321中，基站接收机以上述方法使用解扩信号yk计算代价函数J和代价函数J的微分值k。最后，在步骤323中，基站接收机根据微分值k计算束生成系数，或接收束加权wk，且之后转到步骤325。在步骤325中，基站接收机归一化接收束加权。之后，基站接收机转到步骤327，同时保留步骤325中计算的当前接收束加权wk。
在步骤327中，基站接收机延迟预定单位时间，且之后转到步骤329。延迟预定单位时间的原因是考虑到状态转换延迟时间。在步骤329中，基站接收机将k递增1，即从当前点k转换到下一点k+1，且之后返回到步骤313。在步骤313中，基站接收机确定通信是否已结束。若确定通信结束，则基站接收机结束正在进行的流程。
应理解使用根据本发明的简化梯度方法所必要的计算量要比一般MaxSNR中需要的计算量即O(4N2+12)小得多。
从图3可理解根据本发明实施例的接收束计算过程中的总计算量为O(5N)。即总计算量5N为步骤317的接收束形成过程中的计算量N、步骤321的束形成系数计算过程中的计算量2N、步骤323的束形成加权计算过程中的计算量0.5N、以及步骤325的归一化过程中的计算量1.5N之和。这里，′O′表示量级，且值N表示一次复数计算。每次复数计算，实部或虚部进行4次计算。
因此，应注意到当值N增加时，本发明与现有技术间的计算量上不同增加明显。
现在，参照图4和5将本发明与现有技术间的性能作一比较。
图4表示加性白高斯噪声(AWGN)环境中信噪比(SNR)与比特误码率(BER)的关系特性。假定天线数为10，且处理增益为64。标记数字520(SGM)表示根据本发明实施例的模拟结果，且标记数字510(Max SNR)表示根据现有技术的模拟结果。应理解根据本发明的简化梯度方法(SGM)在性能上比根据现有技术的Max SNR优越。
图5表示当SNR＝0dB时BER特性与接收天线数的关系。在该情况下，根据本发明的简化梯度方法(SGM)在性能上与根据现有技术的Max SNR相似或稍微优越。可是，由于根据本发明的简化梯度方法在计算量上比根据现有技术的Max SNR明显少，因此简化梯度方法的实现比传统技术优越。
正如从上面的描述中可理解的，在本发明提出的简化梯度方法中使用多个天线单元产生接收束加权。这样做，就可能减少产生接收束的计算量，从而使复杂性低的新算法更安全，且在性能上比现有算法更优越。
尽管参照其中的某些优选实施例对本发明作了展示和描述，本领域的技术人员应理解可作形式和细节上的变化而不偏离权利要求中所定义的本发明的实质和范围。