RFID收发器装置转让专利
申请号 : CN200510102586.3
文献号 : CN1845469B
文献日 : 2010-05-05
发明人 : 二宫照尚 , 川崎雄介 , 黑田收 , 田中良纪
申请人 : 富士通株式会社 , 富士通先端科技株式会社
摘要 :
一种RFID收发器装置，其无论到标签的距离如何，都能够通过减小噪声来进行高灵敏度的接收。该RFID收发器装置包括在本机振荡电路与解调电路之间的延迟电路，其中，该延迟电路的延迟量被设置为与从本机振荡电路输出的用于发送的发送信号经由双工器进入解调电路的泄漏的路径与本机振荡信号从本机振荡电路到解调电路的直接输入的路径之间的路径差对应的大小。
权利要求 :
1.一种射频识别收发器装置，包括：
本机振荡电路，产生本机振荡信号；
解调电路，使用从所述本机振荡电路输出的本机振荡信号的频率对接收信号进行解调；
发送电路，对从所述本机振荡电路输出的本机振荡信号进行调制、放大和发送；
双工器，将来自所述发送电路的发送信号提供给收发天线，并将所述收发天线接收到的接收信号分流到所述解调电路；以及延迟电路，在所述本机振荡电路与所述解调电路之间，其中所述延迟电路的延迟量被设置为与从所述本机振荡电路输出的用于发送的发送信号经由所述双工器进入所述解调电路的泄漏的路径与本机振荡信号从所述本机振荡电路到所述解调电路的直接输入的路径之间的路径差对应的大小。
2.根据权利要求1所述的射频识别收发器装置，还包括根据所述解调电路的输出对噪声电平进行检测的控制和处理电路，其中，所述控制和处理电路基于所述检测到的噪声电平对所述延迟电路的延迟量进行控制。
3.一种射频识别收发器装置，包括：
本机振荡电路，产生本机振荡信号；
解调电路，使用从所述本机振荡电路输出的本机振荡信号的频率对接收信号进行解调；
调制电路，从所述本机振荡电路输出的本机振荡信号进行调制；
双工器，将所述调制电路输出的发送信号提供给收发天线，并将所述收发天线接收到的接收信号分流到所述解调电路；以及用于将从所述调制电路输出的发送信号作为本机振荡信号提供给所述解调电路的路径，其中，所述路径上的延迟量与经由所述双工器输入到所述解调电路的发送载波信号的泄漏路径上的延迟量被设置为相同大小。
4.根据权利要求1到3中的任一项所述的射频识别收发器装置，还包括：收发天线；以及
将所述收发天线连接到所述双工器的延迟电路，其中该延迟电路的延迟量被设置为使得从所述双工器看到的所述收发天线的阻抗基本等于所述双工器的特性阻抗。
5.根据权利要求2所述的射频识别收发器装置，其中所述控制和处理电路中的对噪声电平的检测是在从所述发送电路到标签的命令发送被停止的状态下执行的。
说明书 :
技术领域
本发明涉及一种RFID(射频识别)系统中的RFID收发器装置，更具体地，涉及一种改进了接收器噪声的RFID收发器装置。
背景技术
如图1所示，在RFID系统中，载波信号从由RFID收发器装置1构成的询问器发送到诸如IC标签2的响应器(P1)。IC标签2用信息数据对接收到的载波信号进行调制，并通过反射(反向散射)将其发回给RFID收发器装置1。RFID收发器装置1通过对反射的信号进行解调来获得信息数据。
图2示出RFID收发器装置的配置的示例。此RFID收发器装置通过外部接口I/F连接到数据处理装置(未示出)。控制和处理电路10对本机振荡电路11进行控制以对应于各条信道生成本机振荡信号。
在通过双工器13从天线16发射之前，发送电路12对从本机振荡电路11生成的本机振荡信号进行调制和功率放大。此外，本机振荡信号提供给接收电路14中的解调电路，解调电路通过对来自IC标签2的反射信号进行解调来输出信息数据。
从成本和尺寸的角度出发，在图2中要为发送和接收分别地提供分立的天线是不理想的，因此可以对RFID收发器装置1采用如图2所示的收发天线16。
此外，由于在IC标签2是无源标签的情况下工作电力(电源能量)是从RFID收发器装置1发送的电磁波获得的，所以RFID收发器装置1需要具有大的发送功率。相反，由于从IC标签2的响应发送是通过反射(反向散射)来进行的，所以与RFID收发器装置发送的电磁波的功率相比，其功率非常微弱。因此，其通信对方(partner)是无源IC标签的RFID收发器装置1需要具有高输出功率以向IC标签2提供电源能量，同时，因为来自无源IC标签的反向散射信号非常微弱，所以RFID收发器装置1必须具有高灵敏度的接收能力。
当采用收发天线16时，为了隔离发送和接收信号，设置有双工器13(通常由循环器或耦合器构成)；然而，如上所述，发送信号的能量很大，因此产生发送信号的泄漏15，其电平取决于双工器13实现的隔离程度。此外，如图3所示，除了分量15a衰减地通过双工器之外，发送信号的泄漏分量还包括天线16的馈电端反射的分量15b。此外，如图4所示，如果发送和接收信号频率f1与f2不同，例如其在移动电话终端的情况下那样，可以通过设置带通滤波器12a，14a以及双工器13来实现对发送和接收的隔离。然而，在RFID系统的情况下，如图3所示，发送(载波信号)的频率和接收(标签反射信号)的频率相同，所以不能使用滤波器来隔离。基于上述原因，在构成接收电路14的解调电路的输出中检测到载波信号的相位噪声的出现。此外，由于因发送信号的泄漏所引起的饱和问题，无法在解调电路的上游进行低噪声放大。
将参照附图进一步描述检测这种相位噪声的机制。图5是图2所示的RFID收发器装置1的发送电路12和接收电路14的详细配置的示例。
图6是示出构成接收电路14的解调电路14b的输入信号的图。解调电路14b的输入信号是来自本机振荡电路11的本机振荡信号17(图6A)和发送信号的泄漏分量15(图6B)，该泄漏分量15包括具有衰减地通过双工器13发送的分量15a和来自天线馈电端的反射信号15b。
因此，假设解调电路14b的操作是乘法，当丢弃高阶的分量时，解调电路14b的输出可以用表达式(1)来表示。
表达式(1)中的确定解调电路的输出中的相位噪声分量的大小的项，即
P[t]P[t-τ]
当τ＝0时为0。相反，如果相位噪声是时间相关的，则它随τ增大而增大。
然而，在上述表达式中，
cos[ωt+P[t]]
是来自本机振荡电路11的本机振荡信号(图6A)，并且
cos[ω(t-τ)+P[t-τ]]
是发送信号的泄漏15(图6B)。
另一方面，通过
来表示相位噪声分量，其中
g[t]
是本机振荡电路11的VCO的输入噪声，并且
h[t]
是VCO输入级的频率特性(环路滤波器特性)。因此，相位噪声分量与时间具有相关性。
从上述关系中可以看出，如果对于来自本机振荡电路11的本机振荡信号与对于发送信号的泄漏15，到路径解调电路14b的输出的路径各不相同，从而如图6所示在到解调电路的路径之间存在时间差，则发送信号的泄漏15(图6B)与本机振荡信号(图6A)的相关性随着路径时间差τ变大而变小：结果，从解调电路14b的输出的噪声分量也变大。图7是示出路径时间差与噪声电平(相对值)之间的关系的曲线图。根据图7的曲线图可以明白，检测到的相位噪声电平随着路径时间差τ变大而变大，并且如果没有路径时间差，则基本上消除了相位噪声分量。
可以提到日本专利申请特开No.2003-174388作为现有技术。该日本专利申请特开No.2003-174388提到，从询问器发送的载波本身具有的相位噪声和同步检波中包含的PLL振荡电路的相位噪声出现在解调信号中，并且对接收灵敏度造成不利的影响。在上述日本专利申请特开No.2003-174388中阐述的发明目的是防止询问器的同步检波中接收灵敏度的降低。
然而，在上述日本专利申请特开No.2003-174388中阐述的发明的设置是使用来自标签的响应信号作为基准来校正本机信号LO的相位.这种设置在响应信号和发送信号的泄漏的幅度/相位基本无变化的系统(即频率低(大约13.56MHz)且到响应器的距离小(大约30cm)的系统)中有效.
然而，在UHF频带(860MHz到960MHz)或者更高频带中以数m的距离使用RFID收发器装置和IC标签的情况下，根据距离，经历10倍或更多倍的360°的相位变化。
图2示出RFID收发器装置的配置的示例。此RFID收发器装置通过外部接口I/F连接到数据处理装置(未示出)。控制和处理电路10对本机振荡电路11进行控制以对应于各条信道生成本机振荡信号。
在通过双工器13从天线16发射之前，发送电路12对从本机振荡电路11生成的本机振荡信号进行调制和功率放大。此外，本机振荡信号提供给接收电路14中的解调电路，解调电路通过对来自IC标签2的反射信号进行解调来输出信息数据。
从成本和尺寸的角度出发，在图2中要为发送和接收分别地提供分立的天线是不理想的，因此可以对RFID收发器装置1采用如图2所示的收发天线16。
此外，由于在IC标签2是无源标签的情况下工作电力(电源能量)是从RFID收发器装置1发送的电磁波获得的，所以RFID收发器装置1需要具有大的发送功率。相反，由于从IC标签2的响应发送是通过反射(反向散射)来进行的，所以与RFID收发器装置发送的电磁波的功率相比，其功率非常微弱。因此，其通信对方(partner)是无源IC标签的RFID收发器装置1需要具有高输出功率以向IC标签2提供电源能量，同时，因为来自无源IC标签的反向散射信号非常微弱，所以RFID收发器装置1必须具有高灵敏度的接收能力。
当采用收发天线16时，为了隔离发送和接收信号，设置有双工器13(通常由循环器或耦合器构成)；然而，如上所述，发送信号的能量很大，因此产生发送信号的泄漏15，其电平取决于双工器13实现的隔离程度。此外，如图3所示，除了分量15a衰减地通过双工器之外，发送信号的泄漏分量还包括天线16的馈电端反射的分量15b。此外，如图4所示，如果发送和接收信号频率f1与f2不同，例如其在移动电话终端的情况下那样，可以通过设置带通滤波器12a，14a以及双工器13来实现对发送和接收的隔离。然而，在RFID系统的情况下，如图3所示，发送(载波信号)的频率和接收(标签反射信号)的频率相同，所以不能使用滤波器来隔离。基于上述原因，在构成接收电路14的解调电路的输出中检测到载波信号的相位噪声的出现。此外，由于因发送信号的泄漏所引起的饱和问题，无法在解调电路的上游进行低噪声放大。
将参照附图进一步描述检测这种相位噪声的机制。图5是图2所示的RFID收发器装置1的发送电路12和接收电路14的详细配置的示例。
图6是示出构成接收电路14的解调电路14b的输入信号的图。解调电路14b的输入信号是来自本机振荡电路11的本机振荡信号17(图6A)和发送信号的泄漏分量15(图6B)，该泄漏分量15包括具有衰减地通过双工器13发送的分量15a和来自天线馈电端的反射信号15b。
因此，假设解调电路14b的操作是乘法，当丢弃高阶的分量时，解调电路14b的输出可以用表达式(1)来表示。
表达式(1)中的确定解调电路的输出中的相位噪声分量的大小的项，即
P[t]P[t-τ]
当τ＝0时为0。相反，如果相位噪声是时间相关的，则它随τ增大而增大。
然而，在上述表达式中，
cos[ωt+P[t]]
是来自本机振荡电路11的本机振荡信号(图6A)，并且
cos[ω(t-τ)+P[t-τ]]
是发送信号的泄漏15(图6B)。
另一方面，通过
来表示相位噪声分量，其中
g[t]
是本机振荡电路11的VCO的输入噪声，并且
h[t]
是VCO输入级的频率特性(环路滤波器特性)。因此，相位噪声分量与时间具有相关性。
从上述关系中可以看出，如果对于来自本机振荡电路11的本机振荡信号与对于发送信号的泄漏15，到路径解调电路14b的输出的路径各不相同，从而如图6所示在到解调电路的路径之间存在时间差，则发送信号的泄漏15(图6B)与本机振荡信号(图6A)的相关性随着路径时间差τ变大而变小：结果，从解调电路14b的输出的噪声分量也变大。图7是示出路径时间差与噪声电平(相对值)之间的关系的曲线图。根据图7的曲线图可以明白，检测到的相位噪声电平随着路径时间差τ变大而变大，并且如果没有路径时间差，则基本上消除了相位噪声分量。
可以提到日本专利申请特开No.2003-174388作为现有技术。该日本专利申请特开No.2003-174388提到，从询问器发送的载波本身具有的相位噪声和同步检波中包含的PLL振荡电路的相位噪声出现在解调信号中，并且对接收灵敏度造成不利的影响。在上述日本专利申请特开No.2003-174388中阐述的发明目的是防止询问器的同步检波中接收灵敏度的降低。
然而，在上述日本专利申请特开No.2003-174388中阐述的发明的设置是使用来自标签的响应信号作为基准来校正本机信号LO的相位.这种设置在响应信号和发送信号的泄漏的幅度/相位基本无变化的系统(即频率低(大约13.56MHz)且到响应器的距离小(大约30cm)的系统)中有效.
然而，在UHF频带(860MHz到960MHz)或者更高频带中以数m的距离使用RFID收发器装置和IC标签的情况下，根据距离，经历10倍或更多倍的360°的相位变化。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种RFID收发器装置，其无论到标签的距离如何，即使在不能使用上述的日本专利申请特开No.2003-174388中阐述的发明的条件下也使得可以减小噪声，由此使得可以高灵敏度地接收。
根据第一方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于其包括：本机振荡电路，产生本机振荡信号；解调电路，使用从本机振荡电路输出的本机振荡信号的频率对接收信号进行解调；发送电路，对从本机振荡电路输出的本机振荡信号进行调制、放大和发送；双工器，将来自发送电路的发送信号提供给收发天线，并将收发天线接收到的接收信号分流到解调电路；此外还包括本机振荡电路与解调电路之间的延迟电路，该延迟电路的延迟量被设置为与从本机振荡电路输出的用于发送的发送信号经由双工器进入解调电路的泄漏的路径与从本机振荡电路到解调电路的直接输入的路径之间的路径差对应的大小。
根据第二方面，在第一方面中的借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于其还包括根据解调电路的输出对噪声电平进行检测的控制和处理电路，所述控制和处理电路响应于检测到的噪声电平对延迟电路的延迟量进行反馈控制。
根据第三方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于其包括：本机振荡电路，产生本机振荡信号；解调电路，使用从本机振荡电路输出的本机振荡信号的频率对接收信号进行解调；调制电路，对从本机振荡电路输出的本机振荡信号进行调制；以及双工器，将从调制电路输出的发送信号提供给收发天线，并将收发天线接收到的接收信号分流到解调电路；此外，从调制电路输出的本机振荡信号提供给解调电路的路径上的延迟量被设置为与发送信号经由双工器输入到解调电路的泄漏路径上的延迟量相等。
根据第四方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于，在第一方面到第三方面的任何一个中，其还包括收发天线和连接该收发天线与双工器的延迟电路，该延迟电路的延迟量被设置为使得从双工器看到的收发天线的阻抗基本等于特性阻抗。
根据第五方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于，在第二方面中，控制和处理电路中对噪声电平的检测是从发送电路到标签的命令发送停止的状态下执行的。
根据本发明，获得了一种RFID收发器装置，其中无论到标签的距离如何都可以实现噪声电平的降低并且由此可以实现高灵敏度的接收，并且其中可以在UHF频带或更高频带的频率上实现系统的稳定化。
根据以下参照附图来描述的本发明的实施例，本发明的特性特征将变得更加显而易见。
根据第一方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于其包括：本机振荡电路，产生本机振荡信号；解调电路，使用从本机振荡电路输出的本机振荡信号的频率对接收信号进行解调；发送电路，对从本机振荡电路输出的本机振荡信号进行调制、放大和发送；双工器，将来自发送电路的发送信号提供给收发天线，并将收发天线接收到的接收信号分流到解调电路；此外还包括本机振荡电路与解调电路之间的延迟电路，该延迟电路的延迟量被设置为与从本机振荡电路输出的用于发送的发送信号经由双工器进入解调电路的泄漏的路径与从本机振荡电路到解调电路的直接输入的路径之间的路径差对应的大小。
根据第二方面，在第一方面中的借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于其还包括根据解调电路的输出对噪声电平进行检测的控制和处理电路，所述控制和处理电路响应于检测到的噪声电平对延迟电路的延迟量进行反馈控制。
根据第三方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于其包括：本机振荡电路，产生本机振荡信号；解调电路，使用从本机振荡电路输出的本机振荡信号的频率对接收信号进行解调；调制电路，对从本机振荡电路输出的本机振荡信号进行调制；以及双工器，将从调制电路输出的发送信号提供给收发天线，并将收发天线接收到的接收信号分流到解调电路；此外，从调制电路输出的本机振荡信号提供给解调电路的路径上的延迟量被设置为与发送信号经由双工器输入到解调电路的泄漏路径上的延迟量相等。
根据第四方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于，在第一方面到第三方面的任何一个中，其还包括收发天线和连接该收发天线与双工器的延迟电路，该延迟电路的延迟量被设置为使得从双工器看到的收发天线的阻抗基本等于特性阻抗。
根据第五方面，借以实现本发明上述目的的RFID收发器装置的特征在于，在第二方面中，控制和处理电路中对噪声电平的检测是从发送电路到标签的命令发送停止的状态下执行的。
根据本发明，获得了一种RFID收发器装置，其中无论到标签的距离如何都可以实现噪声电平的降低并且由此可以实现高灵敏度的接收，并且其中可以在UHF频带或更高频带的频率上实现系统的稳定化。
根据以下参照附图来描述的本发明的实施例，本发明的特性特征将变得更加显而易见。
附图说明
图1是给出以说明RFID系统的图；
图2是RFID收发器装置的框图；
图3是给出以说明发送信号的泄漏分量和在天线馈电端的反射的图；
图4是给出以说明在上行频率与下行频率不同的情况下发送信号的泄漏分量和在天线馈电端的反射的图；
图5是示出图2所示的RFID收发器装置1的发送电路和接收电路的配置的具体示例的图；
图6是示出构成接收电路的解调电路的输入信号的图；
图7是示出路径时间差与噪声电平(相对值)之间的关系的曲线图；
图8是根据本发明的RFID收发器装置的第一实施例的框图；
图9是根据本发明的RFID收发器装置的第二实施例的框图；
图10是根据本发明的RFID收发器装置的第三实施例的框图；
图11是图10中的解调电路14b的示意图；
图12示出了采用了根据图11的解调电路的情况下控制和处理电路10的对于延迟电路18的处理流程；
图13A和13B是给出以说明对延迟电路18中的延迟量的控制的图；
图14是给出以进一步说明图7所示的路径时间差和噪声电平(相对值)的图；
图15是针对I信道和Q信道的噪声之和(I2+Q2)求路径时间差与噪声电平(相对值)的曲线图；
图16仍是进一步示出本发明另一实施例的图；
图17是延迟电路20的实施例；
图18是示出天线阻抗Z与线长1之间的关系的曲线图；以及
图19是扩展了图16的实施例的示例。
图2是RFID收发器装置的框图；
图3是给出以说明发送信号的泄漏分量和在天线馈电端的反射的图；
图4是给出以说明在上行频率与下行频率不同的情况下发送信号的泄漏分量和在天线馈电端的反射的图；
图5是示出图2所示的RFID收发器装置1的发送电路和接收电路的配置的具体示例的图；
图6是示出构成接收电路的解调电路的输入信号的图；
图7是示出路径时间差与噪声电平(相对值)之间的关系的曲线图；
图8是根据本发明的RFID收发器装置的第一实施例的框图；
图9是根据本发明的RFID收发器装置的第二实施例的框图；
图10是根据本发明的RFID收发器装置的第三实施例的框图；
图11是图10中的解调电路14b的示意图；
图12示出了采用了根据图11的解调电路的情况下控制和处理电路10的对于延迟电路18的处理流程；
图13A和13B是给出以说明对延迟电路18中的延迟量的控制的图；
图14是给出以进一步说明图7所示的路径时间差和噪声电平(相对值)的图；
图15是针对I信道和Q信道的噪声之和(I2+Q2)求路径时间差与噪声电平(相对值)的曲线图；
图16仍是进一步示出本发明另一实施例的图；
图17是延迟电路20的实施例；
图18是示出天线阻抗Z与线长1之间的关系的曲线图；以及
图19是扩展了图16的实施例的示例。
具体实施方式
下面将参照附图来说明本发明的实施例。应该注意，给出实施例是为了辅助理解本发明，本发明的技术范围不限于此。
图8是根据本发明的RFID收发器装置的第一实施例的框图。与图5所示的现有技术的配置相比，本实施例的特性特征是在本机振荡电路11与解调电路14b之间设置有延迟电路18。
在图8中，因为从本机振荡电路11经过解调电路12b和功率放大器12c发送的发送信号从双工器13泄漏到解调电路14b的泄漏信号15的路径比从本机振荡电路11直接提供给解调电路14b的本机振荡信号17的路径长，所以产生相位差。
因此，图8中的特性特征是通过使用延迟电路18以对从本机振荡电路11直接提供给解调电路14b的本机振荡信号17的路径提供延迟从而使泄漏信号15的路径相等。这样，如图7所示，产生与当路径差为“0”时相同的情况，因此可以将相对噪声电平减小到最小。
图9是根据本发明的RFID收发器装置的第二实施例的框图。第二实施例的特性特征在于，电路配置使得从本机振荡电路11提供到解调电路14b的本机振荡信号17的路径与从本机振荡电路11经由双工器13的泄漏信号15的路径基本相同。
特别地，在功率放大器12c的下游设置耦合电路12d以减小关于提供给解调电路14b的本机振荡信号17与经由双工器13的泄漏信号15的路径的差，而不是将本机振荡信号直接从本机振荡电路11提供给解调电路14b。此外，通过在耦合电路12d与解调电路14b之间设置微调电路18a来调节与现有路径的微小差别对应的延迟量。
因此，在图9的实施例中，因为可以使得提供给解调电路14b的本机振荡信号17的路径与经由双工器13的泄漏信号15的路径基本相等，所以同样可以减小相位噪声。
图10示出了第三实施例。该实施例的特性特征是，可以根据接收到和检测到的噪声电平适当地对图8的第一实施例中的延迟电路18的延迟量进行控制。
具体地，解调电路14b的输出通过放大器14c和低通滤波器14a输入到A/D转换器14d以转换为数字信号。A/D转换器14d的数字输出输入到对噪声电平进行估计的控制和处理电路10中。
控制和处理电路10将取决于噪声电平的校正量控制信号19提供给延迟电路18以提供对应的延迟量。这样，可以根据噪声电平适当地控制延迟量。为了执行这种控制，控制和处理电路10可以被构成为配备有校正电平与校正量控制信号之间的对应表。
图11是图10中的解调电路14b的配置的示例。图12示出了当采用图11的解调电路时控制和处理电路10的对于延迟电路18的处理流程。此外，图13A和13B是给出以说明延迟电路18中的延迟量控制的图。
我们现在回到图11的说明。解调电路14b包括：正交分离电路141，将接收信号RX分离成相互正交的I信道信号和Q信道信号；乘法器142，将I信道信号与从本机振荡电路11输出的本机振荡信号(LO)17相乘；以及乘法器143，将Q信道信号乘以从本机振荡电路11输出并通过移相器144相移90°的本机振荡信号。
在图12中，当通过执行校准来设置延迟电路18的延迟量时，这是在从RFID发送装置到IC标签的命令发送被禁止的状态下执行的(步骤S1)。通过输入从解调电路14b输出的I信道解调信号和Q信道解调信号，控制和处理电路10求出解调电路输出的初始功率P1(＝I2+Q2)(步骤S2)。
当如上所述地执行对延迟电路18的校准时，功率(I2+Q2)是在从RFID发送装置到IC标签的命令发送被禁止的情况下如此求出的，因此对应于由路径差产生的噪声电平。
接着，将延迟电路18的延迟量τ增加Δτ1(步骤S3)。然后求出此时解调电路14b的输出功率P2(＝I2+Q2)(步骤S4)。然后将该延迟量τ增加了Δτ1时的功率P2与初始功率P1进行比较(步骤S5)。在该功率比较中，如果P2＜P1(在步骤S5中为是)，当直接输入到解调电路14b的本机振荡信号(LO)17的路径变大时，其与经由双工器13到达的泄漏分量的路径的差变小，表示噪声电平变小。
图13A和13B示出了该路径差与噪声电平之间的关系。此外，图13A示出了噪声电平以路径差的对应于相位差λ/2的点为中心而增大或减小的特性；在此图中，反馈控制的目标值是最小噪声电平。
图13B表示在正方向和负方向上扩展的图13A的路径差，并且示出了当将延迟电路18的延迟量控制在路径差小于与相位差λ/2对应的路径差的范围中时向着噪声电平最小的目标值的控制方向.
可以理解，在上述步骤S5中，P2＜P1例如对应于图13B中的控制方向I。
此外，返回图12，如果P2＜P1(在步骤S5中为是)，则设置P1＝P2(步骤S6)并且处理返回到步骤S3，在步骤S3中另行设置进一步延迟量Δτ1；然后继续步骤S4和后续步骤的处理。
反之，如果在步骤S5中P2＞P1(在步骤S5中为否)，则按使延迟量τ减小量Δτ2(＜Δτ1)的方向来设置延迟量τ(步骤S7)。接着，求出此时解调电路输出的功率P2(＝I2+Q2)(步骤S8)。将该延迟量τ减少了Δτ2时的功率P2与初始功率P1进行比较(步骤S9)。
在该功率比较中，如果P2＜P1(在步骤S9中为是)，则随着从本机振荡电路11到解调电路14b的直接路径变小，其与经由双工器13的泄漏分量15的路径的差变小，表示噪声电平降低。这对应于上述的图13B中的控制方向II。
因此，为了实现收敛到目标值，用P2代替P1(步骤S10)，返回步骤S7，将延迟量进一步减少Δτ2，并且继续进行步骤S7和后续步骤的处理。
现在考察对上述路径差的控制范围(见图13A)。在正交调制的情况下，如图11所示，必须通过I信道与Q信道的组合来执行到最优值的设置。图14是给出以进一步说明在图7所示的路径时间差与噪声电平(相对值)的图；因为I信道和Q信道具有90°相位差，所以如果对于一个信道实现了最优化，则另一信道的噪声电平变大。
例如，在图14中，即使将I信道设置到-85dB，因为Q信道相对于I信道具有90°的相位差，所以其噪声电平变大，为-40dB(见图14，A)。因此执行控制以对于I与Q的组合实现最优值(见图14，B)。
图15是对于I信道和Q信道的噪声之和(I2+Q2)求出路径时间差与噪声电平(相对值)的曲线图。在图15中，例如当路径时间差是0.5(路径差λ/2)时，可以通过控制延迟电路18的延迟量来将路径时间差校正到0.2(路径差λ/5)从而实现10dB的噪声电平改善(见图15，II→I)。
接下来，图16是示出本发明的另一实施例的图。本实施例的特性特征是在双工器13与天线16的馈电端之间设置有延迟电路20。在这种情况下，双工器的端口分配是这样的，TX端与ANT端进行通信，也就是TX端→ANT端，但是阻止TX端→RX端，并且实现从ANT终端→RX终端的耦合。
在该实施例中，如图17所示，延迟电路20包括设置在双工器13与天线(图中的负载ZL)之间的线长为l的延迟线DL。可以通过该延迟线路DL来调节天线16与双工器13之间的线长l。
从双工器看，对于线长l、天线负载阻抗ZL和线特性阻抗Z0的天线阻抗Z如下。
图18是示出从图17中的双工器看到的天线阻抗Z与线长l之间的关系的曲线图。按照波长λ对线长进行归一化，并且假设Z0＝50Ω，ZL＝47Ω来计算阻抗Z。从图18可以理解，可以通过改变线长l来改变天线端阻抗Z。
另一方面，发送信号的泄漏量根据天线阻抗Z而变化。因此，通过例如借助于插入延迟线DL作为延迟电路20来调节到馈电端的线长l，可以控制泄漏量。因此，如果天线端阻抗与特性阻抗Z0一致，则双工器13的耦合度(发送(TX)端→接收(RX)端)理论上变为无穷小(0)。然而，在实际电路中，极限为大约-40dB。
因此，在本发明的该实施例中，可以通过设置延迟电路20并调节延迟电路20的线长以使得从双工器看到的天线阻抗Z更近地接近特性阻抗，从而减小发送信号到解调电路的泄漏量。
应该注意到，图16中的在收发天线16与双工器13之间设置延迟电路20的配置也可以应用于上述的图5、图8和图9的实施例。
图19是扩展了图16的实施例的示例。当对多个IC标签使用公共的RFID收发器装置时，使用切换器21在多个天线16a到16d之间切换连接。
图16的实施例的原理也可以应用于本实施例。具体地，在切换器21与天线16a至16d之间插入延迟电路22a至22d。
通过调节各个延迟电路22a至22d中的线长来使对应的天线端阻抗接近特性阻抗，可以将发送信号到解调电路14b的泄漏最小化。
正如以上参照附图所述的那样，根据本发明，提供了一种RFID收发器装置，该RFID收发器装置无论到标签的距离如何，都能够通过减少噪声来进行高灵敏度的接收。这使得可以构造高可靠性的RFID系统。
图8是根据本发明的RFID收发器装置的第一实施例的框图。与图5所示的现有技术的配置相比，本实施例的特性特征是在本机振荡电路11与解调电路14b之间设置有延迟电路18。
在图8中，因为从本机振荡电路11经过解调电路12b和功率放大器12c发送的发送信号从双工器13泄漏到解调电路14b的泄漏信号15的路径比从本机振荡电路11直接提供给解调电路14b的本机振荡信号17的路径长，所以产生相位差。
因此，图8中的特性特征是通过使用延迟电路18以对从本机振荡电路11直接提供给解调电路14b的本机振荡信号17的路径提供延迟从而使泄漏信号15的路径相等。这样，如图7所示，产生与当路径差为“0”时相同的情况，因此可以将相对噪声电平减小到最小。
图9是根据本发明的RFID收发器装置的第二实施例的框图。第二实施例的特性特征在于，电路配置使得从本机振荡电路11提供到解调电路14b的本机振荡信号17的路径与从本机振荡电路11经由双工器13的泄漏信号15的路径基本相同。
特别地，在功率放大器12c的下游设置耦合电路12d以减小关于提供给解调电路14b的本机振荡信号17与经由双工器13的泄漏信号15的路径的差，而不是将本机振荡信号直接从本机振荡电路11提供给解调电路14b。此外，通过在耦合电路12d与解调电路14b之间设置微调电路18a来调节与现有路径的微小差别对应的延迟量。
因此，在图9的实施例中，因为可以使得提供给解调电路14b的本机振荡信号17的路径与经由双工器13的泄漏信号15的路径基本相等，所以同样可以减小相位噪声。
图10示出了第三实施例。该实施例的特性特征是，可以根据接收到和检测到的噪声电平适当地对图8的第一实施例中的延迟电路18的延迟量进行控制。
具体地，解调电路14b的输出通过放大器14c和低通滤波器14a输入到A/D转换器14d以转换为数字信号。A/D转换器14d的数字输出输入到对噪声电平进行估计的控制和处理电路10中。
控制和处理电路10将取决于噪声电平的校正量控制信号19提供给延迟电路18以提供对应的延迟量。这样，可以根据噪声电平适当地控制延迟量。为了执行这种控制，控制和处理电路10可以被构成为配备有校正电平与校正量控制信号之间的对应表。
图11是图10中的解调电路14b的配置的示例。图12示出了当采用图11的解调电路时控制和处理电路10的对于延迟电路18的处理流程。此外，图13A和13B是给出以说明延迟电路18中的延迟量控制的图。
我们现在回到图11的说明。解调电路14b包括：正交分离电路141，将接收信号RX分离成相互正交的I信道信号和Q信道信号；乘法器142，将I信道信号与从本机振荡电路11输出的本机振荡信号(LO)17相乘；以及乘法器143，将Q信道信号乘以从本机振荡电路11输出并通过移相器144相移90°的本机振荡信号。
在图12中，当通过执行校准来设置延迟电路18的延迟量时，这是在从RFID发送装置到IC标签的命令发送被禁止的状态下执行的(步骤S1)。通过输入从解调电路14b输出的I信道解调信号和Q信道解调信号，控制和处理电路10求出解调电路输出的初始功率P1(＝I2+Q2)(步骤S2)。
当如上所述地执行对延迟电路18的校准时，功率(I2+Q2)是在从RFID发送装置到IC标签的命令发送被禁止的情况下如此求出的，因此对应于由路径差产生的噪声电平。
接着，将延迟电路18的延迟量τ增加Δτ1(步骤S3)。然后求出此时解调电路14b的输出功率P2(＝I2+Q2)(步骤S4)。然后将该延迟量τ增加了Δτ1时的功率P2与初始功率P1进行比较(步骤S5)。在该功率比较中，如果P2＜P1(在步骤S5中为是)，当直接输入到解调电路14b的本机振荡信号(LO)17的路径变大时，其与经由双工器13到达的泄漏分量的路径的差变小，表示噪声电平变小。
图13A和13B示出了该路径差与噪声电平之间的关系。此外，图13A示出了噪声电平以路径差的对应于相位差λ/2的点为中心而增大或减小的特性；在此图中，反馈控制的目标值是最小噪声电平。
图13B表示在正方向和负方向上扩展的图13A的路径差，并且示出了当将延迟电路18的延迟量控制在路径差小于与相位差λ/2对应的路径差的范围中时向着噪声电平最小的目标值的控制方向.
可以理解，在上述步骤S5中，P2＜P1例如对应于图13B中的控制方向I。
此外，返回图12，如果P2＜P1(在步骤S5中为是)，则设置P1＝P2(步骤S6)并且处理返回到步骤S3，在步骤S3中另行设置进一步延迟量Δτ1；然后继续步骤S4和后续步骤的处理。
反之，如果在步骤S5中P2＞P1(在步骤S5中为否)，则按使延迟量τ减小量Δτ2(＜Δτ1)的方向来设置延迟量τ(步骤S7)。接着，求出此时解调电路输出的功率P2(＝I2+Q2)(步骤S8)。将该延迟量τ减少了Δτ2时的功率P2与初始功率P1进行比较(步骤S9)。
在该功率比较中，如果P2＜P1(在步骤S9中为是)，则随着从本机振荡电路11到解调电路14b的直接路径变小，其与经由双工器13的泄漏分量15的路径的差变小，表示噪声电平降低。这对应于上述的图13B中的控制方向II。
因此，为了实现收敛到目标值，用P2代替P1(步骤S10)，返回步骤S7，将延迟量进一步减少Δτ2，并且继续进行步骤S7和后续步骤的处理。
现在考察对上述路径差的控制范围(见图13A)。在正交调制的情况下，如图11所示，必须通过I信道与Q信道的组合来执行到最优值的设置。图14是给出以进一步说明在图7所示的路径时间差与噪声电平(相对值)的图；因为I信道和Q信道具有90°相位差，所以如果对于一个信道实现了最优化，则另一信道的噪声电平变大。
例如，在图14中，即使将I信道设置到-85dB，因为Q信道相对于I信道具有90°的相位差，所以其噪声电平变大，为-40dB(见图14，A)。因此执行控制以对于I与Q的组合实现最优值(见图14，B)。
图15是对于I信道和Q信道的噪声之和(I2+Q2)求出路径时间差与噪声电平(相对值)的曲线图。在图15中，例如当路径时间差是0.5(路径差λ/2)时，可以通过控制延迟电路18的延迟量来将路径时间差校正到0.2(路径差λ/5)从而实现10dB的噪声电平改善(见图15，II→I)。
接下来，图16是示出本发明的另一实施例的图。本实施例的特性特征是在双工器13与天线16的馈电端之间设置有延迟电路20。在这种情况下，双工器的端口分配是这样的，TX端与ANT端进行通信，也就是TX端→ANT端，但是阻止TX端→RX端，并且实现从ANT终端→RX终端的耦合。
在该实施例中，如图17所示，延迟电路20包括设置在双工器13与天线(图中的负载ZL)之间的线长为l的延迟线DL。可以通过该延迟线路DL来调节天线16与双工器13之间的线长l。
从双工器看，对于线长l、天线负载阻抗ZL和线特性阻抗Z0的天线阻抗Z如下。
图18是示出从图17中的双工器看到的天线阻抗Z与线长l之间的关系的曲线图。按照波长λ对线长进行归一化，并且假设Z0＝50Ω，ZL＝47Ω来计算阻抗Z。从图18可以理解，可以通过改变线长l来改变天线端阻抗Z。
另一方面，发送信号的泄漏量根据天线阻抗Z而变化。因此，通过例如借助于插入延迟线DL作为延迟电路20来调节到馈电端的线长l，可以控制泄漏量。因此，如果天线端阻抗与特性阻抗Z0一致，则双工器13的耦合度(发送(TX)端→接收(RX)端)理论上变为无穷小(0)。然而，在实际电路中，极限为大约-40dB。
因此，在本发明的该实施例中，可以通过设置延迟电路20并调节延迟电路20的线长以使得从双工器看到的天线阻抗Z更近地接近特性阻抗，从而减小发送信号到解调电路的泄漏量。
应该注意到，图16中的在收发天线16与双工器13之间设置延迟电路20的配置也可以应用于上述的图5、图8和图9的实施例。
图19是扩展了图16的实施例的示例。当对多个IC标签使用公共的RFID收发器装置时，使用切换器21在多个天线16a到16d之间切换连接。
图16的实施例的原理也可以应用于本实施例。具体地，在切换器21与天线16a至16d之间插入延迟电路22a至22d。
通过调节各个延迟电路22a至22d中的线长来使对应的天线端阻抗接近特性阻抗，可以将发送信号到解调电路14b的泄漏最小化。
正如以上参照附图所述的那样，根据本发明，提供了一种RFID收发器装置，该RFID收发器装置无论到标签的距离如何，都能够通过减少噪声来进行高灵敏度的接收。这使得可以构造高可靠性的RFID系统。