本发明提供一种用于时分同步码分多址系统中并行消除同频干扰的方法和装置，对于每个小区，其通过基于匹配滤波器，或者基于联合检测生成的解调符号重构小区干扰信号；再将其他干扰小区重构后的信号进行叠加；然后从接收信号中去除其他干扰小区重构后的信号叠加值，消除邻小区干扰信号对本小区接收信号的影响；并根据并行级数，反复执行上述步骤。本发明提供的方法和装置，能够以较小的实现复杂度，在很大程度上，特别是同频邻小区功率高于本小区的恶劣条件下，消除同频小区信号的影响，提高本小区信号的接收性能。
时分同步码分多址系统中并行消除同频干扰的方法和装置
技术领域
[0001] 本发明涉及一种用于时分同步码分多址(Time Division Synchronous Code-Division Multiple Access，简称TD-SCDMA)移动通信系统的并行消除同频干扰的方法和装置，具体的说，涉及一种最大限度并行消除同频干扰信号对有用信号的影响，提高接收机接收性能的方法和装置。
背景技术
[0002] 直接扩频码分多址(简称DS-CDMA)系统中，由于采用了码分多址技术，客观上存在不同小区采用同频组网的可能，这就意味着某个基站(NodeB)可能受到多个同频邻小区内移动台(UE)信号的干扰，或者某个移动台可能受到多个同频小区基站信号的干扰。由于不同信号的传播时延不同，以及扰码的存在，造成各个信号所采用的扩频码集并非完全正交，这种由非零互相关系数引起的干扰常被称为多址干扰(Multiple Access Interference，简称MAI)。CDMA系统中通常采用匹配滤波器(Matched Filter，简称MF，传统的Rake接收机就符合MF原理)或者多用户检测装置(Multi-user Detector，简称MUD)恢复扩频和加绕前的数据。传统的Rake接收机无法有效抑制多址干扰，而多用户检测可以较好的消除MAI带来的影响。
[0003] 多用户检测方法主要分为两种：线性多用户检测和非线性多用户检测。线性多用户检测(联合检测接收机)由于需要完成系统矩阵求逆的操作，当CDMA系统采用的扩频因子(Spread Factor，简称SF)较大、扰码长度较长或者干扰用户的数量太多时，系统矩阵的维数将增加，矩阵求逆的运算量将变得无法接受。在这种情况下，非线性多用户检测方法(干扰抵消)可以以较低的实现复杂度获得较好的接收性能。非线多用户检测方法主要分为两种：并行干扰消除(Parallel Interference Cancellation，简称PIC)和串行干扰消除(Successive Interference Cancellation，简称SIC)。相比之下，PIC具有处理延时短，不需要将各个小区进行功率排序等优势；而SIC消耗的资源更少，并且在各个小区信号功率差距较大时稳定性更好、性能更好。
[0004] 如图1所示，为TD-SCDMA系统的帧结构示意图。该结构是根据3G合作项目(3GPP)规范TS 25.221(Release 4)中的低码片速率时分双工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)，或者中国无线通信标准(CWTS)规范TSM05.02(Release 3)中给出的。TD-SCDMA系统的码片速率为1.28Mcps，每一个无线帧(Radio Frame)100、101的长度为5ms，即6400个码片(对于3GPP LCR-TDD系统，每个无线帧长度为10ms，并可划分为两个长度为5ms的子帧(Subframe)，其中每个子帧包含6400个码片)。其中，每个TD-SCDMA系统中的无线帧(或者LCR系统中的子帧)100、101又可以分为7个时隙(TS0～TS6)110-116，以及两个导频时隙：下行导频时隙(DwPTS)12和上行导频时隙(UpPTS)14，以及一个保护间隔(Guard)13。进一步的，TS0时隙110被用来承载系统广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙111-116则被用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙(UpPTS)14和下行导频时隙(DwPTS)时隙
12分别被用来建立初始的上、下行同步。TS0～TS6时隙110-116长度均为0.675ms或864个码片，其中包含两段长度均为352码片的数据段DATA1(17)和DATA2(19)，以及中间的一段长度为144码片(chip)的训练序列——中导码(Midamble)序列18。Midamble序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。DwPTS时隙12包含32码片的保护间隔20、以及一个长度为64码片的下行同步码(SYNC-DL)码字15，它的作用是小区标识和建立初始同步；而UpPTS时隙包含一个长度为
128码片的上行同步码(SYNC-UL)码字16，用户终端设备利用它进行有关上行接入过程。
[0005] TD-SCDMA下行时隙的两部分数据段DATA1(17)和DATA2(19)所承载的数据采用扩频码和扰码进行了扩频和加绕。当存在同频干扰的情况下，由于TD-SCDMA系统采用的扩频码(Spreading Code)和扰码(Scrambling Code)长度都比较短(都只有16chip)，不同小区的扩频码和扰码之间的互相关特性不理想，传统的Rake接收机或者单小区的联合检测装置(Joint Detection，简称JD)无法有效抑制邻小区干扰信号的影响，造成了TD-SCDMA系统接收性能的劣化。为了使TD-SCDMA系统获得较高的系统容量，必须提高它在同频干扰下的接收性能。本发明引入并行干扰抵消的方法，有效的提高了同频干扰条件下，TD-SCDMA系统的接收性能。
发明内容
[0006] 本发明的目的在于提供一种应用于时分同步码分多址系统并行消除同频干扰的方法和装置，能够以较小的实现复杂度，在很大程度上，特别是同频邻小区功率高于本小区的恶劣条件下，消除同频小区信号的影响，提高本小区信号的接收性能。
[0007] 本发明提供一种应用于TD-SCDMA系统基于并行干扰抵消(PIC)方法的消除同频小区信号干扰的方法，特点是，本小区和各个同频邻小区分别单独采用基于匹配滤波器产生的解调符号重构各个小区信号的方法，再并行进行干扰消除，其包括以下步骤：
[0008] 步骤1、并行完成本PIC级中所有小区的干扰消除：
[0009] 步骤1.1、信道估计及干扰重构单元(Channel Estimation and Interference Generation Unit，简称CEIGU)采用基于匹配滤波器(MF)产生的解调符号重构各个小区信号的方法，并行完成各个小区干扰信号的重构；所述的采用基于匹配滤波器产生的解调符号重构各个小区信号的方法，具体包括：
[0010] 步骤1.1.1、有效路径分离；
[0011] 步骤1.1.2、生成信道冲激响应；
[0012] 步骤1.1.3、基于匹配滤波器产生解调符号，包括：
[0013] 步骤1.1.3.1、由匹配滤波器对输入信号中的数据部分进行解扰、解扩操作；
[0014] 步骤1.1.3.2、由最大比合并器对解扰、解扩后得到的符号进行最大比合并，得到解调符号；
[0015] 步骤1.1.3.3、由符号判决器对解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值；
[0016] 步骤1.1.4、重构小区信号；
[0017] 步骤1.2、对每个小区，小区重构信号叠加器将其他干扰小区重构后的信号进行叠加；
[0018] 步骤1.3、对每个小区，小区干扰信号消除器从接收信号中去除由步骤1.2产生的其他干扰小区重构后的信号叠加值，从而消除邻小区干扰信号对本小区接收信号的影响；
[0019] 步骤2、根据系统事先设置的PIC级数，以及上一PIC级计算得到的各个小区干扰消除后的接收信号，重复执行步骤1，直至完成所有级的PIC操作。
[0020] 所述的步骤1.1中，M+1个基于MF的CEIGU，根据当前接收数据I/Q路的采样输入或者第s-1级干扰消除后的信号，采用基于MF产生的解调符号重构小区信号的处理方法，并行完成各个小区，包括M个同频邻小区和本小区的干扰信号的重构，得到每个小区第s级的重构信号：
[0021]
[0022] 其中，s＝1，2，…，S，且S表示系统设定的并行干扰抵消的级数；
[0023] j＝1，2，…，M，M+1；
[0024] Z为采样序列的长度。
[0025] 所述的步骤1.1中，若s＝1时，即在第一级进行小区信号重构，所述的M+1个基于MF的CEIGU直接采用接收数据I/Q路的采样输入 完成各个小区的信号重构；
[0026] 所述的步骤1.1中，若s＝2，3，…，S时，所述的M+1个基于MF的CEIGU采用第s-1级干扰消除后的信号完成各个小区的信号重构。
[0027] 步骤1.1中所述的采用基于匹配滤波器产生的解调符号重构各个小区信号的方法，具体包括：
[0028] 步骤1.1.1、有效路径分离；
[0029] 步骤1.1.1.1、针对每个小区，将输入信号中的中导码序列(Midamble码)部分的后128个码片数据通过匹配滤波器，分别与该小区的基本中导码序列(Basic Midamble)进行逐比特循环异或操作，计算得到每次逐比特异或结果的功率(Delay Profile，简称DP)；
[0030] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的DP的计算公式为：
[0031]
[0032] 步骤1.1.1.2、通过有效路径检测器检测有效路径：
[0033] 将每个路径(Path)上的DP与特定门限Th进行比较；选择大于等于门限Th的DP所对应的path为有效路径，否则为无效path；最终有效路径检测器检测到的L条有效路径为：Peff＝(p1，p2，…，pL)；
[0034] 步骤1.1.2、生成信道冲激响应(Channel Impulse)：
[0035] 步骤1.1.2.1、通过匹配滤波器和信道估计器计算各个路径上的信道估计(Channel Estimation，简称ChE)：
[0036] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的信道估计ChE为：
[0037]
[0038] 步骤1.1.2.2、根据步骤1.1.1.2中得到的有效路径和步骤1.1.2.1中得到的信道估计，由信道冲激响应器生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)，其长度T表示系统支持的最大时延，该信道冲激响应有效路径位置上的值为该路径上的信道估计值，非有效路径位置上的值为零，即：
[0039]
[0040] 步骤1.1.3、基于匹配滤波器产生解调符号：
[0041] 步骤1.1.3.1、由匹配滤波器对输入信号中的数据部分进行解扰、解扩操作：
[0042] 根据有效路径的位置P、当前小区的扰码ScC和激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，采用匹配滤波器对输入信号中的数据部分 进行解扰、解扩操作，解扰、解扩后得到的符号为：
[0043]
[0044]
[0045]
[0046]
[0047] 其中，表示第n个激活码道所对应的符号， 表示第n个激活码道第l条有效路径上的符号，K表示符号的个数；
[0048] 步骤1.1.3.2、由最大比合并器对解扰、解扩后得到的符号进行最大比合并，得到解调符号：
[0049] 根据信道冲激响应，即有效路径上的信道估计，最大比合并器对不同路径上的解扰、解扩后的符号进行最大比合并操作，得到每个激活码道上的解调符号：
[0050]
[0051]
[0052]
[0053] 其中， 表示第n个激活码道所对应的解调符号；
[0054] 步骤1.1.3.3、符号判决器对由联合检测器产生的解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值为：
[0055]
[0056]
[0057] 其中 表示第n个激活码道所对应的解调符号的判决结果。
[0058] 步骤1.1.3.3中，所述的符号判决包括硬判决和软判决：
[0059] 所述的硬判决由解调符号硬判决器进行操作，得到硬判决后的结果为：
[0060]
[0061] 所述的软判决由解调符号软判决器进行操作，得到软判决后的结果为：
[0062]
[0063] 其中，m表示接收信号幅度的均值，σ2表示接收信号的噪声方差，tanh表示双曲正切函数。
[0064] 步骤1.1.4、重构小区信号：
[0065] 步骤1.1.4.1、由调制扩频器对符号判决的结果进行调制扩频操作，得到激活码道上的码片序列：
[0066] 根据当前小区采用的扰码ScC、激活码道上的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)，由调制扩频器对符号判决的结果进行调制和扩频，得到每个激活码道上码片级的发射信号估计值：
[0067]
[0068]
[0069] 其中 表示第n个激活码道上的码片级的发射信号估计值；
[0070] 步骤1.1.4.2、由若干卷积器对应完成若干激活码道上接受信号的重构：
[0071] 由卷积器对步骤1.1.4.1中得到的每个激活码道上的码片序列与步骤1.1.2中得到的信道冲激响应完成卷积操作，得到每个激活码道上的重构信号：
[0072]
[0073]
[0074]
[0075] 其中， 表示第n个码道上的重构信号；
[0076] 步骤1.1.4.3、由激活码道信号叠加器对各个激活码道上的重构信号进行叠加，完成激活码道合并，从而完成小区信号的重构，得到小区的重构信号
[0077]
[0078] 步骤1.1.4.4、重构信号加权：将该小区重构信号 乘以特定的加权因子ρs，减少由于符号判决不正确造成的性能损失：
[0079]
[0080] 所述的步骤1.2中，对于每个小区，即本小区和M个同频邻小区，小区重构信号叠加器分别将步骤1.1中计算得到的其他各个小区第s级的重构信号 进行叠加，得到对应于每个小区的第s级的干扰信号：
[0081]
[0082] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
[0083] 步骤1.2中，所述的对应于每个小区的第s级的干扰信号包括：
[0084] 本小区的干扰信号：
[0085]
[0086] 和M个同频邻小区的干扰信号；
[0087]
[0088] 其中，s＝1，2，…，S，j表示第j个同频邻小区。
[0089] 步骤1.2中，在叠加不同小区的重构信号时，必须同时考虑各自小区的延时，即必须在叠加前将不同小区的延时对齐。
[0090] 所述的步骤1.3中，对于每个小区，即本小区和M个同频邻小区，小区干扰信号消除器分别计算第s级的干扰消除后的接收信号 并采用 进行下一级，即第s+1级的干扰消除：
[0091]
[0092]
[0093] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
[0094] 本方法中，分别对各个同频邻小区进行信号重构时，所需的当前同频邻小区的基本小区信息，包括基本中导码序列，扰码和激活的扩频码等是系统已知的，或通过检测得到的。
[0095] 与上述方法相对应，本发明还提供一种应用于TD-SCDMA系统基于并行干扰抵消方法的消除同频小区信号干扰的装置，所述装置包含依次连接的M+1个基于MF的CEIGU、M+1个小区重构信号叠加器和M+1个小区干扰信号消除器；
[0096] 所述的M+1个基于MF的CEIGU，根据当前接收数据I/Q路的采样输入或者第s-1级干扰消除后的信号，采用基于MF产生的解调符号重构小区信号的处理方法，并行完成各个小区，包括M个同频邻小区和本小区的干扰信号的重构，得到每个小区第s级的重构信号：
[0097]
[0098] 其中，s＝1，2，…，S，且S表示系统设定的并行干扰抵消的级数；
[0099] j＝1，2，…，M，M+1；
[0100] Z为采样序列的长度。
[0101] 若s＝1时，即在第一级进行小区信号重构，所述的M+1个基于MF的CEIGU直接采用接收数据I/Q路的采样输入 完成各个小区的信号重构；
[0102] 若s＝2，3，…，S时，所述的M+1个基于MF的CEIGU采用第s-1级干扰消除后的信号完成各个小区的信号重构。
[0103] 所述的基于MF的CEIGU，包括通过电路连接的有效路径分离装置、信道冲激响应装置、基于匹配滤波器的解调符号生成装置和小区信号重构装置；
[0104] 所述的有效路径分离装置包含依次连接的第一匹配滤波器和有效路径检测器；
[0105] 该第一匹配滤波器的输入端接收输入信号中的中导码序列的后128个码片数据BM＝(m1，m2，…，m128)，与当前小区的基本中导码序列 进行逐比特循环异或操作，计算得到每次逐比特异或结果的功率：
[0106]
[0107] 该有效路径检测器将第一匹配滤波器输出的每个路径上的DP值，分别与特定门限Th进行比较；选择大于等于门限Th的DP所对应的path为有效路径，否则为无效path；最终有效路径检测器检测到的L条有效路径为：Peff＝(p1，p2，…，pL)。
[0108] 所述的信道冲激响应装置包含依次连接的第二匹配滤波器、信道估计器和信道冲激响应器；
[0109] 该第二匹配滤波器的输入端接收输入信号中的中导码序列的后128个码片数据BM＝(m1，m2，…，m128)，结合当前小区的基本中导码序列 通过信道估计器计算得到各个路径上的信道估计ChE为：
[0110]
[0111] 该信道冲激响应器的输入端还连接有效路径检测器的输出端；所述的信道冲激响应器根据有效路径和信道估计，生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)：
[0112]
[0113] 其中，信道冲激响应的长度T表示系统支持的最大时延。
[0114] 所述的基于匹配滤波器的解调符号生成装置包含依次连接的第三匹配滤波器、最大比合并器和符号判决器；
[0115] 该第三匹配滤波器的输入端接收输入信号中的数据部分，并与有效路径检测器连接，所述的第三匹配滤波器根据有效路径的位置P、当前小区的扰码ScC和激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，对输入信号中的数据部分 进行解扰、解扩操作，解扰、解扩后得到的符号为：
[0116]
[0117]
[0118]
[0119]
[0120] 其中，表示第n个激活码道所对应的符号， 表示第n个激活码道第l条有效路径上的符号，K表示符号的个数；
[0121] 该最大比合并器的输入端还连接信道冲激响应器，其根据信道冲激响应，即有效路径上的信道估计，对第三匹配滤波器输出的不同路径上的解扰、解扩后的符号进行最大比合并操作，得到每个激活码道上的解调符号：
[0122]
[0123]
[0124]
[0125] 其中， 表示第n个激活码道所对应的解调符号；
[0126] 该符号判决器对最大比合并器输出的解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值：
[0127]
[0128]
[0129] 其中 表示第n个激活码道所对应的解调符号的判决结果。
[0130] 所述的符号判决器是解调符号硬判决器，采用该解调符号硬判决器得到的硬判决结果为：
[0131]
[0132] 所述的符号判决器是解调符号软判决器，采用该解调符号软判决器得到的软判决结果为：
[0133]
[0134] 其中，m表示接收信号幅度的均值，σ2表示接收信号的噪声方差，tanh表示双曲正切函数。
[0135] 所述的小区信号重构装置包含依次连接的调制扩频器、N个卷积器和激活码道信号叠加器；
[0136] 该调制扩频器根据当前小区采用的扰码ScC、激活码道上的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 对符号判决器输出的判决结果进行调制和扩频，得到每个激活码道上码片级的发射信号估计值：
[0137]
[0138]
[0139] 其中 表示第n个激活码道上的码片级的发射信号估计值；
[0140] 该N个卷积器输入端还连接信道冲激相应器，其对由调制扩频器输出的每个激活码道上的码片序列与由信道冲激相应器生成的信道冲激响应完成卷积操作，得到每个激活码道上的重构信号：
[0141]
[0142]
[0143]
[0144] 其中， 表示第n个码道上的重构信号；
[0145] 该激活码道信号叠加器对各个激活码道上的重构信号进行叠加，完成激活码道合并，从而完成小区信号的重构，得到小区的重构信号
[0146]
[0147] 进一步，所述的小区信号重构装置还包含一加权乘法器，其输入端连接激活码道信号叠加器的输出端，该加权乘法器对激活码道信号叠加器输出的小区重构信号 乘以特s定的加权因子ρ，减少由于符号判决不正确造成的性能损失：
[0148]
[0149] 所述的M+1个小区重构信号叠加器对于每个小区，分别相应的将其他各个小区第s级的重构信号 进行叠加，得到对应于每个小区的第s级的干扰信号：
[0150]
[0151] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
[0152] 所述的M+1个小区重构信号叠加器在各自叠加其他小区的重构信号时，将各个小区的延时对齐。
[0153] 所述的M+1个小区干扰信号消除器针对每个小区，即本小区和M个同频邻小区，从接收信号中去除其他干扰小区重构后的信号叠加值，消除邻小区干扰信号对本小区接收信号的影响，得到第s级的干扰消除后的接收信号 并采用 进行下一级，即第s+1级的干扰消除：
[0154]
[0155]
[0156] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
[0157] 本装置根据系统事先设置的PIC级数S，以及上一PIC级计算得到的干扰消除后的接收信号 对每一PIC级，重复执行消除同频小区信号干扰的操作，直至完成所有级的PIC操作。
[0158] 本发明另外提供一种应用于TD-SCDMA系统基于并行干扰抵消(PIC)方法的消除同频小区信号干扰的方法，特点是，本小区和各个同频邻小区分别单独采用基于联合检测产生的解调符号重构各个小区信号的方法，再并行进行干扰消除，其包括以下步骤：
[0159] 步骤1、并行完成本PIC级中所有小区的干扰消除：
[0160] 步骤1.1、CEIGU采用基于联合检测产生的解调符号重构各个小区信号的处理方法，并行完成各个小区干扰信号的重构；所述的采用基于联合检测(JD)产生的解调符号重构各个小区信号的方法，具体包括：
[0161] 步骤1.1.1、有效路径分离；
[0162] 步骤1.1.2、生成信道冲激响应；
[0163] 步骤1.1.3、基于联合检测产生解调符号，包括：
[0164] 步骤1.1.3.1、由匹配滤波器对输入信号中的数据部分进行解扰、解扩操作；
[0165] 步骤1.1.3.2、由最大比合并器对解扰、解扩后得到的符号进行最大比合并，得到解调符号；
[0166] 步骤1.1.3.3、联合检测；
[0167] 步骤1.1.3.4、由符号判决器对解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值；
[0168] 步骤1.1.4、重构小区信号。
[0169] 步骤1.2、对每个小区，小区重构信号叠加器将其他干扰小区重构后的信号进行叠加；
[0170] 步骤1.3、对每个小区，小区干扰信号消除器从接收信号中去除由步骤1.2产生的其他干扰小区重构后的信号叠加值，从而消除邻小区干扰信号对本小区接收信号的影响；
[0171] 步骤2、根据系统事先设置的PIC级数，以及上一PIC级计算得到的各个小区干扰消除后的接收信号，重复执行步骤1，直至完成所有级的PIC操作。
[0172] 所述的步骤1.1中，对于当前本小区和存在的M个同频邻小区，M+1个基于JD的CEIGU，根据当前接收数据I/Q路的采样输入 或者第s-1级干扰消除后的信号，采用基于JD产生的解调符号重构小区信号的处理方法，并行完成各个小区，包括M个同频邻小区和本小区的干扰信号的重构，得到每个小区第s级的重构信号：
[0173]
[0174] 其中，s＝1，2，…，S，且S表示系统设定的并行干扰抵消的级数；
[0175] j＝1，2，…，M，M+1；
[0176] Z为采样序列的长度。
[0177] 所述的步骤1.1中，若s＝1时，即在第一级进行小区信号重构，所述的M+1个基于JD的CEIGU直接采用接收数据I/Q路的采样输入 完成各个小区的信号重构。
[0178] 所述的步骤1.1中，若s＝2，3，…，S时，所述的M+1个基于JD的CEIGU采用第s-1级干扰消除后的信号完成各个小区的信号重构。
[0179] 步骤1.1中所述的采用基于联合检测产生的解调符号重构各个小区信号的方法，具体包括：
[0180] 步骤1.1.1、有效路径分离：
[0181] 步骤1.1.1.1、针对每个小区，将输入信号中的中导码序列部分的后128个码片数据通过匹配滤波器，分别与该小区的基本中导码序列进行逐比特循环异或操作，计算得到每次逐比特异或结果的功率DP；
[0182] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的DP的计算公式为：
[0183]
[0184] 步骤1.1.1.2、通过有效路径检测器检测有效路径：
[0185] 将每个路径上的DP与特定门限Th进行比较；选择大于等于门限Th的DP所对应的path为有效路径，否则为无效path；最终有效路径检测器检测到的L条有效路径为：Peff＝(p1，p2，…，pL)；
[0186] 步骤1.1.2、生成信道冲激响应：
[0187] 步骤1.1.2.1、通过匹配滤波器和信道估计器计算各个路径上的信道估计ChE：
[0188] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的信道估计ChE为：
[0189]
[0190] 步骤1.1.2.2、根据步骤1.1.1.2中得到的有效路径和步骤1.1.2.1中得到的信道估计，由信道冲激响应器生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)，其长度T表示系统支持的最大时延，该信道冲激响应有效路径位置上的值为该路径上的信道估计值，非有效路径位置上的值为零，即：
[0191]
[0192] 步骤1.1.3、基于联合检测产生解调符号：
[0193] 步骤1.1.3.1、由匹配滤波器对输入信号中的数据部分进行解扰、解扩操作：
[0194] 根据有效路径的位置P、当前小区的扰码ScC和激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，采用匹配滤波器对输入信号中的数据部分 进行解扰、解扩操作，解扰、解扩后得到的符号为：
[0195]
[0196]
[0197]
[0198]
[0199] 其中，表示第n个激活码道所对应的符号， 表示第n个激活码道第l条有效路径上的符号，K表示符号的个数；
[0200] 步骤1.1.3.2、由最大比合并器对解扰、解扩后得到的符号进行最大比合并，得到解调符号：
[0201] 根据信道冲激响应，即有效路径上的信道估计，最大比合并器对不同路径上的解扰、解扩后的符号进行最大比合并操作，得到每个激活码道上的解调符号：
[0202]
[0203]
[0204]
[0205] 其中， 表示第n个激活码道所对应的解调符号；
[0206] 步骤1.1.3.3、联合检测：
[0207] 步骤1.1.3.3.1、系统矩阵生成器根据当前小区采用的扰码、激活的扩频码的点乘结果与信道冲激响应进行卷积，产生系统矩阵(System Response Matrix)：
[0208] 根据由扰码、扩频码生成器生成的当前小区的扰码ScC，激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，以及由步骤1.1.2中得到的信道冲激响应H，由系统矩阵生成器计算得到系统矩阵A：
[0209]
[0210] B＝[b1，b2，…，bN]T；
[0211]
[0212] 其中，[]T表示矩阵转置，A矩阵中的B矩阵的个数等于需要联合检测的符号个数；
[0213] 步骤1.1.3.3.2、联合检测器采用迫零线性块均衡器算法(Zero-Forcing Block Linear Equalizer，简称ZF-BLE)或者最小均方误差线性块均衡器算法(Minimum Mean Square Error Block Linear Equalizer，简称MMSE-BLE)进行联合检测操作，得到解调符号；
[0214] 采用所述的迫零线性块均衡器算法，得到的解调符号为：
[0215]
[0216] 其中，A表示系统矩阵，表示输入的I/Q路信号，表示联合检测得到的解调符号。
[0217] 采用所述的最小均方误差线性块均衡器算法，得到的解调符号为：
[0218]2
[0219] 其中，A表示系统矩阵，表示输入的I/Q路信号，σ 表示噪声方差，表示联合检测得到的解调符号。
[0220] 步骤1.1.3.4、符号判决器对由联合检测器产生的解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值为：
[0221]
[0222]
[0223] 其中 表示第n个激活码道所对应的解调符号的判决结果。
[0224] 步骤1.1.3.4中，所述的符号判决包括硬判决和软判决：
[0225] 所述的硬判决由解调符号硬判决器进行操作，得到硬判决后的结果为：
[0226]
[0227] 所述的软判决由解调符号软判决器进行操作，得到软判决后的结果为：
[0228]
[0229] 其中，m表示接收信号幅度的均值，σ2表示接收信号的噪声方差，tanh表示双曲正切函数。
[0230] 步骤1.1.4、重构小区信号：
[0231] 步骤1.1.4.1、由调制扩频器对符号判决的结果进行调制扩频操作，得到激活码道上的码片序列：
[0232] 根据当前小区采用的扰码ScC、激活码道上的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)，由调制扩频器对符号判决的结果进行调制和扩频，得到每个激活码道上码片级的发射信号估计值：
[0233]
[0234]
[0235] 其中 表示第n个激活码道上的码片级的发射信号估计值；
[0236] 步骤1.1.4.2、由若干卷积器对应完成若干激活码道上接受信号的重构：
[0237] 由卷积器对步骤1.1.4.1中得到的每个激活码道上的码片序列与步骤1.1.2中得到的信道冲激响应完成卷积操作，得到每个激活码道上的重构信号：
[0238]
[0239]
[0240]
[0241] 其中， 表示第n个码道上的重构信号；
[0242] 步骤1.1.4.3、由激活码道信号叠加器对各个激活码道上的重构信号进行叠加，完成激活码道合并，从而完成小区信号的重构，得到小区的重构信号
[0243]
[0244] 步骤1.1.4.4、重构信号加权：将该小区重构信号 乘以特定的加权因子ρs，减少由于符号判决不正确造成的性能损失：
[0245]
[0246] 所述的步骤1.2中，对于每个小区，即本小区和M个同频邻小区，小区重构信号叠加器分别将步骤1.1中计算得到的其他各个小区第s级的重构信号 进行叠加，得到对应于每个小区的第s级的干扰信号：
[0247]
[0248] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
[0249] 步骤1.2中，所述的对应于每个小区的第s级的干扰信号包括：
[0250] 本小区的干扰信号：
[0251]
[0252] 和M个同频邻小区的干扰信号；
[0253]
[0254] 其中，s＝1，2，…，S，j表示第j个同频邻小区。
[0255] 步骤1.2中，在叠加不同小区的重构信号时，必须同时考虑各自小区的延时，即必须在叠加前将不同小区的延时对齐。
[0256] 所述的步骤1.3中，对于每个小区，即本小区和M个同频邻小区，小区干扰信号消除器分别计算第s级的干扰消除后的接收信号 并采用 进行下一级，即第s+1级的干扰消除：
[0257]
[0258]
[0259] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
[0260] 本方法中，分别对各个同频邻小区进行信号重构时，所需的当前同频邻小区的基本小区信息，包括基本中导码序列，扰码和激活的扩频码等是系统已知的，或通过检测得到的。
[0261] 与上述方法相对应，本发明还提供一种应用于TD-SCDMA系统基于并行干扰抵消方法的消除同频小区信号干扰的装置，所述装置包含依次连接的M+1个基于JD的CEIGU、M+1个小区重构信号叠加器和M+1个小区干扰信号消除器；
[0262] 所述的M+1个基于JD的CEIGU，根据当前接收数据I/Q路的采样输入或者第s-1级干扰消除后的信号，采用基于JD产生的解调符号重构小区信号的处理方法，并行完成各个小区，包括M个同频邻小区和本小区的干扰信号的重构，得到每个小区第s级的重构信号：
[0263]
[0264] 其中，s＝1，2，…，S，且S表示系统设定的并行干扰抵消的级数；
[0265] j＝1，2，…，M，M+1；
[0266] Z为采样序列的长度。
[0267] 若s＝1时，即在第一级进行小区信号重构，所述的M+1个基于JD的CEIGU直接采用接收数据I/Q路的采样输入 完成各个小区的信号重构；
[0268] 若s＝2，3，…，S时，所述的M+1个基于JD的CEIGU采用第s-1级干扰消除后的信号完成各个小区的信号重构。
[0269] 所述的基于JD的CEIGU，包括通过电路连接的有效路径分离装置、信道冲激响应装置、基于联合检测的解调符号生成装置和小区信号重构装置；
[0270] 所述的有效路径分离装置包含依次连接的第一匹配滤波器和有效路径检测器；
[0271] 该第一匹配滤波器的输入端接收输入信号中的中导码序列的后128个码片数据BM＝(m1，m2，…，m128)，与当前小区的基本中导码序列 进行逐比特循环异或操作，计算得到每次逐比特异或结果的功率：
[0272]
[0273] 该有效路径检测器将第一匹配滤波器输出的每个路径上的DP值，分别与特定门限Th进行比较；选择大于等于门限Th的DP所对应的path为有效路径，否则为无效path；最终有效路径检测器检测到的L条有效路径为：Peff＝(p1，p2，…，pL)。
[0274] 所述的信道冲激响应装置包含依次连接的第二匹配滤波器、信道估计器和信道冲激响应器；
[0275] 该第二匹配滤波器的输入端接收输入信号中的中导码序列的后128个码片数据BM＝(m1，m2，…，m128)，结合当前小区的基本中导码序列 通过信道估计器计算得到各个路径上的信道估计ChE为：
[0276]
[0277] 该信道冲激响应器的输入端还连接有效路径检测器的输出端；所述的信道冲激响应器根据有效路径和信道估计，生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)：
[0278]
[0279] 其中，信道冲激响应的长度T表示系统支持的最大时延。
[0280] 所述的基于联合检测的解调符号生成装置包含依次连接的第三匹配滤波器、最大比合并器、联合检测装置和符号判决器；
[0281] 该第三匹配滤波器的输入端接收输入信号中的数据部分，并与有效路径检测器连接，所述的第三匹配滤波器根据有效路径的位置P、当前小区的扰码ScC和激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，对输入信号中的数据部分 进行解扰、解扩操作，解扰、解扩后得到的符号为：
[0282]
[0283]
[0284]
[0285]
[0286] 其中，表示第n个激活码道所对应的符号， 表示第n个激活码道第l条有效路径上的符号，K表示符号的个数；
[0287] 该最大比合并器的输入端还连接信道冲激响应器，其根据信道冲激响应，即有效路径上的信道估计，对第三匹配滤波器输出的不同路径上的解扰、解扩后的符号进行最大比合并操作，得到每个激活码道上的解调符号：
[0288]
[0289]
[0290]
[0291] 其中， 表示第n个激活码道所对应的解调符号；
[0292] 该联合检测装置包含依次连接的扰码、扩频码生成器、系统矩阵生成器和联合检测器；
[0293] 所述的扰码、扩频码生成器生成的当前小区的扰码ScC，以及激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子；
[0294] 所述的系统矩阵生成器的输入端还连接信道冲激响应器的输出端，其根据由扰码、扩频码生成器生成的当前小区的扰码ScC、激活的扩频码ChC，以及由信道冲激响应器生成的信道冲激响应H，计算得到系统矩阵A：
[0295]
[0296] B＝[b1，b2，…，bN]T；
[0297]
[0298] 其中，[]T表示矩阵转置，A矩阵中的B矩阵的个数等于需要联合检测的符号个数；
[0299] 所述的联合检测器的输入端分别连接系统矩阵生成器和最大比合并器；采用迫零线性块均衡器算法或者最小均方误差线性块均衡器算法进行联合检测操作，得到解调符号[0300] 所述的联合检测器采用迫零线性块均衡器算法，检测得到的解调符号为：
[0301]
[0302] 其中，A表示系统矩阵，表示输入的I/Q路信号，表示联合检测得到的解调符号。
[0303] 所述的联合检测器采用最小均方误差线性块均衡器算法，检测得到的解调符号为：
[0304]
[0305] 其中，A表示系统矩阵，表示输入的I/Q路信号，σ2表示噪声方差，表示联合检测得到的解调符号。
[0306] 该符号判决器对最大比合并器输出的解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值：
[0307]
[0308]
[0309] 其中 表示第n个激活码道所对应的解调符号的判决结果。
[0310] 所述的符号判决器是解调符号硬判决器，采用该解调符号硬判决器得到的硬判决结果为：
[0311]
[0312] 所述的符号判决器是解调符号软判决器，采用该解调符号软判决器得到的软判决结果为：
[0313]
[0314] 其中，m表示接收信号幅度的均值，σ2表示接收信号的噪声方差，tanh表示双曲正切函数。
[0315] 所述的小区信号重构装置包含依次连接的调制扩频器、N个卷积器和激活码道信号叠加器；
[0316] 该调制扩频器根据当前小区采用的扰码ScC、激活码道上的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 对符号判决器输出的判决结果进行调制和扩频，得到每个激活码道上码片级的发射信号估计值：
[0317]
[0318]
[0319] 其中 表示第n个激活码道上的码片级的发射信号估计值；
[0320] 该N个卷积器输入端还连接信道冲激相应器，其对由调制扩频器输出的每个激活码道上的码片序列与由信道冲激相应器生成的信道冲激响应完成卷积操作，得到每个激活码道上的重构信号：
[0321]
[0322]
[0323]
[0324] 其中， 表示第n个码道上的重构信号；
[0325] 该激活码道信号叠加器对各个激活码道上的重构信号进行叠加，完成激活码道合并，从而完成小区信号的重构，得到小区的重构信号
[0326]
[0327] 进一步，所述的小区信号重构装置还包含一加权乘法器，其输入端连接激活码道信号叠加器的输出端，该加权乘法器对激活码道信号叠加器输出的小区重构信号 乘以特s定的加权因子ρ，减少由于符号判决不正确造成的性能损失：
[0328]
[0329] 所述的M+1个小区重构信号叠加器对于每个小区，分别相应的将其他各个小区第s级的重构信号 进行叠加，得到对应于每个小区的第s级的干扰信号：
[0330]
[0331] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
[0332] 所述的M+1个小区重构信号叠加器在各自叠加其他小区的重构信号时，将各个小区的延时对齐。
[0333] 所述的M+1个小区干扰信号消除器针对每个小区，即本小区和M个同频邻小区，从接收信号中去除其他干扰小区重构后的信号叠加值，消除邻小区干扰信号对本小区接收信号的影响，得到第s级的干扰消除后的接收信号 并采用 进行下一级，即第s+1级的干扰消除：
[0334]
[0335]
[0336] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
[0337] 本装置根据系统事先设置的PIC级数S，以及上一PIC级计算得到的干扰消除后的接收信号 对每一PIC级，重复执行消除同频小区信号干扰的操作，直至完成所有级的PIC操作。
[0338] 本发明提供的一种应用于时分同步码分多址系统并行消除同频干扰的方法和装置，能够以较小的实现复杂度，在很大程度上，特别是同频邻小区功率高于本小区的恶劣条件下，消除同频小区信号的影响，提高本小区信号的接收性能。
附图说明
[0339] 图1为背景技术中3GPP规范给出的TD-SCDMA系统帧结构示意图；
[0340] 图2为本发明提供的采用并行干扰抵消方法消除同频干扰的结构示意图；
[0341] 图3为本发明提供的基于匹配滤波器解调结果的CEIGU的结构示意图；
[0342] 图4为本发明提供的基于联合检测解调结果的CEIGU的结构示意图。
具体实施方式
[0343] 以下结合图2～图4，通过优化的具体实施例，对本发明作详细描述。
[0344] 以TD-SCDMA一个时隙的并行干扰消除为例，假设该时隙的接收信号为其中，r1～r352表示数据段DATA1的接收信号， 表示接收的中导码序列信号，r353～r704表示
数据段DATA2的接收信号。
[0345] 如图3所示，为本发明提供的基于匹配滤波器解调结果的CEIGU的结构示意图，该CEIGU的核心是由匹配滤波器解调结果得到小区各个激活码道上的码片级数据，然后通过与信道冲激响应卷积完成各个码道接收信号的重构，具体的操作步骤如下：
[0346] 步骤1、有效路径分离：
[0347] 步骤1.1、针对每个小区，将输入信号中的Midamble码部分的后128个码片数据通过匹配滤波器410_1，分别与该小区的Basic Midamble码进行逐比特循环异或操作，计算DP；
[0348] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的DP的计算公式为：
[0349]
[0350] 步骤1.2、通过与匹配滤波器410_1连接的有效路径检测器490检测有效路径：
[0351] 将每个path上的DP与特定门限Th进行比较；选择大于等于门限Th的DP所对应的path为有效路径，否则为无效path；最终有效路径检测器检测到的L条有效路径为：Peff＝(p1，p2，…，pL)；
[0352] 步骤2、生成信道冲激响应：
[0353] 步骤2.1、通过依次连接的匹配滤波器410_2和信道估计器480计算各个路径上的ChE：
[0354] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的信道估计ChE为：
[0355]
[0356] 步骤2.2、由信道冲激响应器470生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)：
[0357] 信道冲激响应器470分别连接有效路径检测器490和信道估计器480的输出端，根据分别输出的有效路径和信道估计，生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)，其长度T表示系统支持的最大时延，该信道冲激响应有效路径位置上的值为该路径上的信道估计值，非有效路径位置上的值为零，即：
[0358]
[0359] 步骤3、基于匹配滤波器产生解调符号；
[0360] 步骤3.1、由匹配滤波器410_3对输入信号中的数据部分进行解扰、解扩操作：
[0361] 该匹配滤波器410_3的输入端还连接有效路径检测器490，根据其输出的有效路径的位置P、当前小区的扰码ScC和激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)，其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，匹配滤波器410_3对输入信号中的数据部分 进行解扰、解扩操作，解扰、解扩后得到的符号为：
[0362]
[0363]
[0364]
[0365]
[0366] 其中，表示第n个激活码道所对应的符号， 表示第n个激活码道第l条有效路径上的符号，K表示符号的个数；
[0367] 步骤3.2、由最大比合并器420对解扰、解扩后得到的符号进行最大比合并，得到解调符号：
[0368] 该最大比合并器420的输入端分别连接匹配滤波器410_3和信道冲激响应器470，根据信道冲激响应，即有效路径上的信道估计，最大比合并器420对不同路径上的解扰、解扩后的符号进行最大比合并操作，得到每个激活码道上的解调符号：
[0369]
[0370]
[0371]
[0372] 其中， 表示第n个激活码道所对应的解调符号；
[0373] 步骤3.3、由连接最大比合并器420输出端的符号判决器430对解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值：
[0374]
[0375]
[0376] 其中 表示第n个激活码道所对应的解调符号的判决结果。
[0377] 步骤3.3中，所述的符号判决包括硬判决和软判决，所述的符号判决器430可以是解调符号硬判决器，也可以是解调符号软判决器；
[0378] 所述的硬判决由解调符号硬判决器进行操作，得到硬判决后的结果为：
[0379]
[0380] 所述的软判决由解调符号软判决器进行操作，得到软判决后的结果为：
[0381]
[0382] 其中，m表示接收信号幅度的均值，σ2表示接收信号的噪声方差，tanh表示双曲正切函数。
[0383] 步骤4、重构小区信号：
[0384] 步骤4.1、由调制扩频器440对符号判决的结果进行调制扩频操作，得到激活码道上的码片序列：
[0385] 该调制扩频器440的输入端连接符号判决器430，其根据当前小区采用的扰码ScC、激活码道上的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 对符号判决器430输出的判决结果进行调制和扩频，得到每个激活码道上码片级的发射信号估计值：
[0386]
[0387]
[0388] 其中 表示第n个激活码道上的码片级的发射信号估计值；
[0389] 步骤4.2、由N个卷积器460对应完成若干激活码道上接受信号的重构：
[0390] 该N个卷积器460的输入端分别连接调制扩频器440和信道冲激响应器470，对输出的每个激活码道上的码片序列与信道冲激响应完成卷积操作，得到每个激活码道上的重构信号：
[0391]
[0392]
[0393]
[0394] 其中， 表示第n个码道上的重构信号；
[0395] 步骤4.3、由与N个卷积器460连接的激活码道信号叠加器450对各个激活码道上的重构信号进行叠加，完成激活码道合并，从而完成小区信号的重构，得到小区的重构信号[0396]
[0397] 步骤4.4、重构信号加权：将该小区重构信号 乘以特定的加权因子ρs，减少由于符号判决不正确造成的性能损失：
[0398]
[0399] 如图4所示，为本发明提供的基于联合检测解调结果的CEIGU的结构示意图，具体的操作步骤如下：
[0400] 步骤1、有效路径分离：
[0401] 步骤1.1、针对每个小区，将输入信号中的中导码序列部分的后128个码片数据通过匹配滤波器410_1，分别与该小区的基本中导码序列进行逐比特循环异或操作，计算DP；
[0402] 当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的DP的计算公式为：
[0403]
[0404] 步骤1.2、通过与匹配滤波器410_2连接的有效路径检测器490检测有效路径：
[0405] 将每个path上的DP与特定门限Th进行比较；选择大于等于门限Th的DP所对应的path为有效路径，否则为无效path；最终有效路径检测器检测到的L条有效路径为：Peff＝(p1，p2，…，pL)；
[0406] 步骤2、生成信道冲激响应：
[0407] 步骤2.1、通过依次连接的匹配滤波器410_2和信道估计器480计算各个路径上的ChE：
[0408] 设当前小区的基本中导码序列为BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的输入信号中的中导码序列部分的后128个码片的数据为 则各个路径上的信道估计ChE为：
[0409]
[0410] 步骤2.2、由信道冲激响应器470生成信道冲激响应：
[0411] 信道冲激响应器470分别连接有效路径检测器490和信道估计器480的输出端，根据分别输出的有效路径和信道估计，生成信道冲激响应H＝(h1，h2，…，hT)，其长度T表示系统支持的最大时延，该信道冲激响应有效路径位置上的值为该路径上的信道估计值，非有效路径位置上的值为零，即：
[0412]
[0413] 步骤3、基于匹配滤波器产生解调符号；
[0414] 步骤3.1、由匹配滤波器410_3对输入信号中的数据部分进行解扰、解扩操作：
[0415] 该匹配滤波器410_3的输入端还连接有效路径检测器490，根据其输出的有效路径的位置P、当前小区的扰码ScC和激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)，其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，匹配滤波器4103对输入信号中的数据部分 进行解扰、解扩操作，解扰、解扩后得到的符号为：
[0416]
[0417]
[0418]
[0419]
[0420] 其中，表示第n个激活码道所对应的符号， 表示第n个激活码道第l条有效路径上的符号，K表示符号的个数；
[0421] 步骤3.2、由最大比合并器420对解扰、解扩后得到的符号进行最大比合并，得到解调符号：
[0422] 该最大比合并器420的输入端分别连接匹配滤波器410_3和信道冲激响应器470，根据信道冲激响应，即有效路径上的信道估计，最大比合并器420对不同路径上的解扰、解扩后的符号进行最大比合并操作，得到每个激活码道上的解调符号：
[0423]
[0424]
[0425]
[0426] 其中， 表示第n个激活码道所对应的解调符号；
[0427] 步骤3.3、联合检测：
[0428] 步骤3.3.1、系统矩阵生成器590根据当前小区采用的扰码、激活的扩频码的点乘结果与信道冲激响应进行卷积，产生系统矩阵：
[0429] 该系统矩阵生成器590的输入端分别连接扰码、扩频码生成器580和信道冲激响应器470，根据由扰码、扩频码生成器580生成的当前小区的扰码ScC，激活的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 其中N表示激活码道的个数，SF表示扩频因子，以及由信道冲激响应器470生成的信道冲激响应H，计算得到系统矩阵A：
[0430]
[0431] B＝[b1，b2，…，bN]T；
[0432]T
[0433] 其中，[] 表示矩阵转置，A矩阵中的B矩阵的个数等于需要联合检测的符号个数；
[0434] 步骤3.3.2、联合检测器530采用迫零线性块均衡器算法或者最小均方误差线性块均衡器算法进行联合检测操作，得到解调符号；
[0435] 该联合检测器530的输入端分别连接系统矩阵生成器590和最大比合并器420；
[0436] 联合检测器530采用所述的迫零线性块均衡器算法，得到的解调符号为：
[0437]
[0438] 其中，A表示系统矩阵，表示输入的I/Q路信号，表示联合检测得到的解调符号。
[0439] 联合检测器530采用所述的最小均方误差线性块均衡器算法，得到的解调符号为：
[0440]
[0441] 其中，A表示系统矩阵，表示输入的I/Q路信号，σ2表示噪声方差，表示联合检测得到的解调符号。
[0442] 步骤3.4、符号判决器430对由联合检测器530产生的解调符号进行符号判决，得到发送符号的估计值为：
[0443]
[0444]
[0445] 其中 表示第n个激活码道所对应的解调符号的判决结果。
[0446] 步骤3.4中，所述的符号判决包括硬判决和软判决，所述的符号判决器430可以是解调符号硬判决器，也可以是解调符号软判决器；
[0447] 所述的硬判决由解调符号硬判决器进行操作，得到硬判决后的结果为：
[0448]
[0449] 所述的软判决由解调符号软判决器进行操作，得到软判决后的结果为：
[0450]
[0451] 其中，m表示接收信号幅度的均值，σ2表示接收信号的噪声方差，tanh表示双曲正切函数。
[0452] 步骤4、重构小区信号：
[0453] 步骤4.1、由调制扩频器440对符号判决的结果进行调制扩频操作，得到激活码道上的码片序列：
[0454] 该调制扩频器440的输入端连接符号判决器430，其根据当前小区采用的扰码ScC、激活码道上的扩频码ChC＝(C1，C2，…，CN)， 对符号判决器430输出的判决结果进行调制和扩频，得到每个激活码道上码片级的发射信号估计值：
[0455]
[0456]
[0457] 其中 表示第n个激活码道上的码片级的发射信号估计值；
[0458] 步骤4.2、由N个卷积器460对应完成若干激活码道上接受信号的重构：
[0459] 该N个卷积器460的输入端分别连接调制扩频器440和信道冲激响应器470，对输出的每个激活码道上的码片序列与信道冲激响应完成卷积操作，得到每个激活码道上的重构信号：
[0460]
[0461]
[0462]
[0463] 其中， 表示第n个码道上的重构信号；
[0464] 步骤4.3、由与N个卷积器460连接的激活码道信号叠加器450对各个激活码道上的重构信号进行叠加，完成激活码道合并，从而完成小区信号的重构，得到小区的重构信号[0465]
[0466] 步骤4.4、与激活码道信号叠加器450的输出端相连的加权乘法器对小区重构信s号加权：将该小区重构信号 乘以特定的加权因子ρ，减少由于符号判决不正确造成的性能损失：
[0467]
[0468] 如图2所示，为采用并行干扰抵消方法消除同频干扰的结构示意图，其核心思想是同时重构各个同频小区的信号，并在此基础上完成干扰信号消除，具体步骤如下：
[0469] 对于当前本小区，设存在M个同频邻小区；当前接收数据I/Q路采样输入为其中，Z为采样序列的长度；系统设定的并行干扰抵消的级数为S；
[0470] 步骤1、并行完成本PIC级中所有小区的干扰消除：
[0471] 步骤1.1、M+1个CEIGU根据第s-1级干扰消除后的信号，并行完成各个小区，包括M个同频邻小区和本小区的干扰信号的重构，得到每个小区第s级的重构信号：
[0472]
[0473] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
[0474] 所述的M+1个CEIGU可以是基于MF的CEIGU，根据如图4所述的基于MF产生的解调符号重构小区信号的处理方法，完成各小区干扰信号的重构。
[0475] 所述的M+1个CEIGU可以是基于JD的CEIGU，根据如图5所述的基于JD产生的解调符号重构小区信号的处理方法，完成各小区干扰信号的重构。
[0476] 所述的M+1个CEIGU还可以根据基于其他解调算法得到的解调符号重构小区信号的处理方法，完成各小区干扰信号的重构。
[0477] 所述的步骤1.1中，若s＝1时，即在第一级进行小区信号重构，则直接采用接收数据I/Q路的采样输入
[0478] 步骤1.2、对每个小区，即本小区和M个同频邻小区，相应的M+1个小区重构信号叠加器将步骤1.1中计算得到的其他各个小区第s级的重构信号 进行叠加，得到对应于每个小区的第s级的干扰信号：
[0479]
[0480] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
[0481] 步骤1.2中，所述的对应于每个小区的第s级的干扰信号包括：
[0482] 本小区的干扰信号：
[0483]
[0484] 和M个同频邻小区的干扰信号；
[0485]
[0486] 其中，s＝1，2，…，S，j表示第j个同频邻小区。
[0487] 步骤1.2中，在叠加不同小区的重构信号时，必须同时考虑各自小区的延时，即必须在叠加前将不同小区的延时对齐。
[0488] 步骤1.3、对每个小区，即本小区和M个同频邻小区，相应的M+1个小区干扰信号消除器从接收信号中去除由步骤1.2产生的其他干扰小区重构后的信号叠加值，从而消除邻小区干扰信号对本小区接收信号的影响；即小区干扰信号消除器分别计算第s级的干扰消除后的接收信号 并采用 进行下一级，即第s+1级的干扰消除：
[0489]
[0490]
[0491] 其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
[0492] 步骤2、根据系统事先设置的PIC级数S，以及上一PIC级计算得到的干扰消除后的接收信号，重复执行步骤1，直至完成所有级的PIC操作。
[0493] 本方法中，分别对各个同频邻小区进行信号重构时，所需的当前同频邻小区的基本小区信息，包括基本中导码序列，扰码和激活的扩频码等是系统已知的，或通过检测得到的。
[0494] 本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本发明所举的最佳实施例仅用以说明本发明，而并不用于限制本发明，本发明所举各实施例中的技术特征，可以任意组合，而并不脱离本发明的思想。根据本发明公开的一种应用于TD-SCDMA移动通信系统中的消除同频干扰的方法和设备，可以有许多方式修改所公开的发明，并且除了上述的具体给出的优选方式外，本发明还可以有其它许多实施例。因此，凡属依据本发明构思所能得到的方法或改进，均应包含在本发明的权利范围之内。本发明的权利范围由所附的权利要求限定。
