对使用切换分集天线系统的FMIBOC接收器的相干跟踪转让专利
申请号 : CN200480034032.8
文献号 : CN1883175B
文献日 : 2012-03-07
发明人 : 布里安·W·克罗艾格 , 保罗·J·皮耶拉 , 杰夫里·S·巴尔德
申请人 : 艾比奎蒂数字公司
摘要 :
权利要求 :
1.一种用于相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号的方法,所述方法包括以下步骤:通过使用多个天线元件,接收在所述参考子载波上传送的码元,其中在所述天线元件中的切换引起阶跃瞬态;
组合所述参考子载波码元与已知的参考序列共轭,以产生多个样值;
中值滤波所述样值,以产生滤波后的样值,以及
在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所述滤波后的样值进行平滑处理,以生成每个所述子载波的相干参考信号估计。
2.如权利要求1所述的方法,还包括以下步骤:
使用所述多个样值和每个所述子载波的所述相干参考信号估计,以产生噪声方差信号;
滤波所述噪声方差信号,以产生滤波后的噪声方差信号;
在所述噪声方差信号和所述滤波后的噪声方差信号之间选择,以确定被选定的噪声方差信号;以及在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所选择的噪声方差信号进行平滑处理,以产生每个所述子载波的信号噪声方差估计。
3.如权利要求2所述的方法,其中所述使用多个样值和每个子载波的相干参考信号估计以产生噪声方差信号的步骤包括以下步骤:从所述多个样值中减去所述相干参考信号估计,以产生噪声样值;以及对所述噪声样值的幅度求平方,以产生所述噪声方差信号。
4.如权利要求2所述的方法,其中所述滤波噪声方差信号以产生滤波后的噪声方差信号的步骤包括以下步骤:顺序地将所述噪声方差信号传送通过中值滤波器和附加滤波器,以在频率上平滑所述噪声方差信号。
5.如权利要求4所述的方法,其中所述附加滤波器包括:无限冲击响应滤波器或有限冲击响应滤波器。
6.如权利要求2所述的方法,还包括以下步骤:
在所述在噪声方差信号和滤波后的噪声方差信号之间选择以确定被选定的噪声方差信号的步骤之前,缩放所述噪声方差信号。
7.一种用于相干跟踪包括多个数字调制参考子载波的无线电信号的接收器,所述接收器包括:多个天线元件,用于接收所述无线电信号,其中在所述天线元件中的切换引起阶跃瞬态;
输入端,用于接收所述无线电信号;以及
处理器,用于通过接收在所述参考子载波上传送的码元、组合所述参考子载波码元与已知的参考序列共轭以产生多个样值、中值滤波所述样值以产生滤波后的样值、并且在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所述滤波后的样值进行平滑处理以产生每个所述子载波的相干参考信号估计,从而相干跟踪所述无线电信号。
8.如权利要求7所述的接收器,其中所述处理器还使用所述多个样值和每个所述子载波的所述相干参考信号估计以产生噪声方差信号;滤波所述噪声方差信号以产生滤波后的噪声方差信号;在所述噪声方差信号和所述滤波后的噪声方差信号之间选择以确定被选定的噪声方差信号;以及在所述多个参考子载波上对每个所述参考子载波的所选定的噪声方差信号进行平滑处理以产生每个所述子载波的信号噪声方差估计。
9.如权利要求8所述的接收器,其中所述处理器还从所述多个样值中减去所述相干参考信号估计以产生噪声样值;以及对所述噪声样值的幅度求平方以产生所述噪声方差信号。
10.如权利要求8所述的接收器,其中所述处理器顺序地将所述噪声方差信号传送通过中值滤波器和附加滤波器。
11.如权利要求10所述的接收器,其中所述附加滤波器包括无限冲击响应滤波器或有限冲击响应滤波器。
12.如权利要求8所述的接收器,其中所述处理器在在所述噪声方差信号和所述滤波后的噪声方差信号之间选择以确定被选定的噪声方差信号之前,缩放所述噪声方差信号。
13.一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的方法,所述方法包括以下步骤:使用多个天线元件以接收所述无线电信号,其中在所述天线元件中的切换引起阶跃瞬态;
解调所述参考载波,以产生复数相干参考增益;
检测影响所述复数相干参考增益的瞬态;
滤波所述复数相干参考增益,以产生平滑后的复数相干参考增益;以及处理所述平滑后的复数相干参考增益以忽略最接近所述瞬态的复数相干参考增益的值,并将所述最接近所述瞬态的复数相干参考增益的值替换成不受滤波器影响的所述复数相干参考增益的最接近值。
14.如权利要求13所述的方法,其中所述无线电信号包括多个参考子载波,并且其中为每个所述参考子载波调整所述瞬态附近的复数相干参考增益。
15.如权利要求13所述的方法,其中所述检测影响复数相干参考增益的瞬态的步骤包括以下步骤:为多个参考子载波处理所述复数相干参考增益;以及
在所有所述参考子载波上聚合所述复数相干参考增益,以为每个OFDM码元产生一个复合相干信道参考信号。
16.如权利要求13所述的方法,其中所述检测影响复数相干参考增益的瞬态的步骤包括以下步骤:计算多个复合相干信道参考信号的差值的幅度;
确定所述幅度是否是局部峰值;以及
如果所述幅度是局部峰值,则通过所述差值的幅度之和来反向缩放所述幅度。
17.如权利要求13所述的方法,其中所述检测影响复数相干参考增益的瞬态的步骤包括以下步骤:从所述复数相干参考增益计算样值序列xn;
计算样值xn+1和xn-1之间差值的平方(diffsqn);
如果(diffsqn≥diffsqn-1)或者如果(diffsqn≥diffsqn+1),则将峰值检测变量(detpeakn)设置为1,否则将所述峰值检测变量设置为0;以及如果 大于预定阈值,就表示瞬态存在。
18.如权利要求13所述的方法,其中所述处理所述平滑后的复数相干参考增益的步骤包括以下步骤:忽略接近所述瞬态的、包括检测到所述瞬态的码元的复数相干参考增益的值(α),以及将所述忽略的值α替换为不受用于估计α的滤波器影响的α的最接近值。
19.如权利要求13所述的方法,其中所述处理所述平滑后的复数相干参考增益的步骤包括以下步骤:如果在当前码元之前3个码元内检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α),则使用所述瞬态之前4个码元的α的值(αn-4)而不使用α的当前值;
如果在过去的3个码元内检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α),则使用所述瞬态之后4个码元的α的值(αn+4),而不使用α的当前值;
如果所述复数相干参考增益的被破坏值(α)位于当前检测到的码元的位置,则使用所述瞬态两侧上±4个码元的样值的α平均值 以及如果没有检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α),则使用α的当前输入值。
20.一种用于相干跟踪包括至少一个数字调制参考载波的无线电信号的接收器,所述接收器包括:被耦合到输入端的多个天线元件,其中在所述天线元件中的切换引起阶跃瞬态;
输入端,用于接收所述无线电信号;以及
处理器,用于解调所述参考载波以产生复数相干参考增益,用于检测影响所述复数相干参考增益的阶跃瞬态,并用于调整所述瞬态附近的复数相干参考增益以产生调整后的复数相干参考增益。
21.如权利要求20所述的接收器,其中所述处理器用先前的或未来的复数相干参考增益值替换所述瞬态附近的复数相干参考增益。
22.如权利要求20所述的接收器,其中所述处理器滤波所述复数相干参考增益以产生平滑后的复数相干参考增益,以及处理所述平滑后的复数相干参考增益以忽略最接近所述瞬态的复数相干参考增益的值,并将所述最接近瞬态的复数相干参考增益值替换成不受滤波器影响的复数相干参考增益的最接近值。
23.如权利要求20所述的接收器,其中所述无线电信号包括多个参考子载波,并且其中为每个所述参考子载波调整所述瞬态附近的复数相干参考增益。
24.如权利要求20所述的接收器,其中所述处理器为多个参考子载波处理所述复数相干参考增益;并在所有所述参考子载波上聚合所述复数相干参考增益以为每个OFDM码元产生一个复合相干信道参考信号。
25.如权利要求20所述的接收器,其中所述处理器计算多个复合相干信道参考信号的差值的幅度;确定所述幅度是否是局部峰值;并且如果所述幅度是局部峰值,则通过所述差值幅度之和来反向缩放所述幅度。
26.如权利要求20所述的接收器,其中所述处理器接收样值序列xn;计算样值xn+1和xn-1之间差 值的平方(diffsqn);如 果(diffsqn≥diffsqn-1)或者如 果(diffsqn≥diffsqn+1),则将峰值检测变量(detpeakn)设置为1,否则将所述峰值检测变量设置为0;以及,如果 大于预定阈值,则表示瞬态的存在。
27.如权利要求20所述的接收器,其中所述处理器忽略接近所述瞬态的、包括检测到所述瞬态的码元的复数相干参考增益的值(α);以及将所述忽略的值α替换为不受用于估计α的滤波器影响的α的最接近值。
28.如权利要求20所述的接收器,其中:
如果在当前码元之前3个码元内检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α),则使用所述瞬态之前4个码元的α的值(αn-4),而不使用α的当前值;
如果在过去的3个码元内检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α),则使用所述瞬态之后4个码元的α的值(αn+4),而不使用α的当前值;
如果所述复数相干参考增益的被破坏值(α)位于当前检测到的码元的位置,则使用所述瞬态两侧±4个码元的样值的α平均值 以及如果没有检测到所述复数相干参考增益的被破坏值(α),则使用α的当前输入值。
说明书 :
对使用切换分集天线系统 的FM IBOC接收器的相干跟踪
技术领域
背景技术
音频,其比现有的模拟广播格式好。HD Radio 系统允许从当前模拟振幅调制(AM)和频率
调制(FM)无线电平滑演变到全数字带内同频(IBOC)系统。该系统在现有的中频(MF)和
甚高频(VHF)无线电频带中将数字音频和数据服务从陆地发射器传递到移动的、便携的、
和固定的接收器。广播公司可以继续传送模拟AM和FM,同时传送新的、更高质量和鲁棒性
更好的数字信号,使他们自己和他们的收听者在保持他们当前频率分配的同时能够从模拟
向数字无线电转换。
道内的多个OFDM子载波和参考子载波。相干解调被用于IBOC HD Radio 接收器中FM IBOC
信号的数字部分。参考子载波的多个作用:信道状态信息(CSI)的采集、跟踪、估计以及相
干运算已经在美国专利6,549,544中有所描述。美国专利6,549,544中描述的系统被设计
用于在具有衰落带宽的FM广播频带(88-108MHz)中运行,以便适应在公路速度的车辆中所
使用的接收器。通过使用带宽近似为最大期望多普勒带宽(大概13Hz)的滤波器,估计各
种相干跟踪参数。对于固定天线,对跟踪算法的输入信号的相关跟踪统计量被假设以在不
大于多普勒带宽的速率上变化。
被连接到分集切换模块,其中分集切换模块动态地选择一个元件或元件的组合,以提供RF
天线信号到接收器。分集切换模块还监控来自接收器的信号,以确定何时切换。典型模块
的“盲切换”算法基于来自接收器的平均中频(IF)信号电平而建立切换阈值。当IF信号
落在该阈值之下时,切换就盲选择具有产生更好信号预期的替代元件。如果新信号在阈值
之上,那么切换保持新元件选择。否则,分集切换模块在最小停留时间之后选择替代元件。
随着切换模块不断更新它的阈值,该过程继续进行。这种天线切换分集系统的一个实例在
H.Lindenmeier等人的“Diversity Systemfor Receiving Digital Terrestrial and/or
Satellite Radio Signals forMotor Vehicles”,美国专利6,633,258B2,2003年10月14
日中有所介绍。
长大约为10英尺。如果两个信号路径以时间差1个波长或者10毫微秒(10英尺传播差)
到达,则信号将同相相加。类似的,如果两条射线以时间差为半个波长而到达天线元件,那
么该相加的不同相信号将抵消。在移动的车辆中,该相加或抵消是动态的,其中多普勒带宽
通过BW=fc*s/c来近似(其中fc是载波频率,s是车速,c是光速)。多普勒带宽在通常
的公路速度上大约为10Hz。因此,在该实例中,一个天线元件的信号矢量(幅度/相位的复
数形式)可以在大约10Hz的速率上变化。然后,参考信号和信道状态的相干跟踪必须适应
10Hz带宽,以维持相干信号跟踪。
个元件的车辆中,很可能一个天线元件将接收足够高的信号,而当前元件正经历衰落(信
号抵消)。典型的多元件FM分集天线系统中元件将具有可能某种程度相关、但又足够不相
关以获得期望的分集增益从而提高性能的瞬时衰落条件。
干跟踪中引入突发瞬态,这降低了数字性能。动态天线切换所引起的瞬态不能在先前的接
收器调制解调器中被跟踪,这导致了衰退的数字覆盖。
进也能够减轻由于冲击噪声或非高斯噪声-诸如来自相邻FM模拟干扰源的-所引起的降
质。此外,包括快速自动增益控制(AGC)的接收器的性能被提高。
发明内容
知的参考序列共轭,以产生多个样值;中值滤波这些样值,以产生滤波后的样值;以及在该
多个参考子载波上对每个参考子载波的样值进行平滑处理,以为每个子载波产生相干参考
信号估计。
收在参考子载波上传送的码元、组合参考子载波码元与已知的参考序列共轭以产生多个样
值、中值滤波这些样值以产生滤波后的样值、并且在多个参考子载波上对每个参考子载波
的样值进行平滑处理以为每个子载波产生相干参考信号估计,从而相干跟踪包括多个数字
调制参考子载波的无线电信号。
数相干参考增益的瞬态,以及调整该瞬态附近的复数相干参考增益以产生调整后的复数相
干参考增益。瞬态可以由天线元件中的切换或冲击噪声引起。
载波以产生复数相干参考增益,用于检测影响复数相干参考增益的瞬态,以及用于调整在
瞬态附近的复数相干参考增益以产生调整后的复数相干参考增益。
考样值相加以产生误差样值,计算误差样值的平方,分离平方后的似高斯噪声样值和平方
后的冲击噪声样值,以及非线性滤波误差样值的平方以产生表示长期平均的似高斯噪声方
差以及短期冲击噪声方差之和的噪声方差估计。
附图说明
具体实施方式
子载波56、和下边带62中的第二组多个均匀间隔的正交频分复用子载波60。以比模拟调
制的载波低的功率电平广播数字调制的子载波,以遵守所要求的信道信号屏蔽。数字调制
的子载波被分为多个分块,并且各种子载波被指定为参考子载波。一个频率分块是包括18
个数据子载波和1个参考子载波的19个OFDM子载波组。
略低于模拟FM信号中的总功率。模拟信号可以是单声道的也可以是立体声的,并且可以包
括辅助通信授权(SCA)信道。
数字波形之前的初始过渡阶段中被使用。
个子载波的振幅可以通过振幅比例因子被缩放。
体声的,并且可以包括辅助通信授权(SCA)信道。
的附加频谱被称为主扩展(PX)边带。
可以被添加到每个主要主边带的内缘。
波形将通常在转换到全数字波形之前的初始过渡阶段中被使用。
频率分块)、或者280到355(四个频率分块)。下主扩展边带包括子载波-337到-355(一
个频率分块)、-318到-355(两个频率分块)、或者-280到-355(四个频率分块)。每个子
载波的振幅可以通过振幅比例因子被缩放。
号所空出的频谱中添加低功率的次边带86、88,构建全数字波形。所示实施例中的全数字波
形包括子载波位置-546到+546处的数字调制的子载波,而没有模拟FM信号。
然而,与主边带不同,次要主频率分块被映射到信道中心附近,而扩展频率分块远离中心。
扰影响的频谱区域中。附加参考子载波被放置在信道的中央(0)。不应用SP区域的频率分
块排序,因为SP区域不包括频率分块。
要扩展边带包括子载波-191到-266,下次要被保护边带包括子载波-267到-278,加上附
加参考子载波-279。整个全数字频谱的总频率跨度是396,803Hz。每个子载波的振幅可以
通过振幅比例因子被缩放。次要边带振幅比例因子可以是用户可选择的。可以选择四个中
的任何一个用于次要边带。
本质是灵活的,易于允许将逻辑信道映射到不同子载波组。
波组成,如图4(排序A)和图5(排序B)所示。参考子载波的位置(排序A或B)随着频率
分块在频谱中的位置而变化。
n+1。层n+1 PDU有效载荷包括层n+1协议控制信息(PCI)和上层(层n+2)PDU。
n+1 PDU加上层n SDU控制信息(SCI)。层n+1创建层n SDU并经由层n服务接入点将其
发送到层n。
那里,随着信息上升到协议层,该过程基本上被反转。因此,每个层提取对等PDU,并将剩余
信息以SDU的形式转发到下一层。
中心频率的0被编号到信道频率分配两端的±546。
个频谱中的规则分布。为了表示方便,每个参考子载波被分配给一个0到60之间的唯一标
识号码。所有下边带参考子载波如图6所示。所有上边带参考子载波如图7所示。这些图
显示了参考子载波号码和OFDM子载波号码之间的关系。
0Hz。在本文中,中心频率与射频(RF)分配的信道有关。例如,上主要主边带通过子载波
356和546划界,其中心频率分别位于129,361Hz和198,402Hz。主要主边带的频率跨度是
69,041Hz(198,402-129,361)。
制数据接口控制被指定为“预留”的系统控制数据序列的几个比特。服务模式指示逻辑信
道的所有允许的配置。
在整个OFDM频谱中。
列。然后,差分编码器102及时地对每个比特序列进行差分编码。所得到的输出是固定维
数32×61的矩阵 的行维数对应于每个Tb的OFDM码元的数量,列维数对应于每个OFDM
码元的有效参考子载波的最大数量。矩阵 可用于速率Rb处的OFDM子载波映射。此外,系
统控制处理经由SCCH以速率Rb将L1块计数提供到层2。
的每行包含用于每个参考子载波的系统控制数据序列的一个比特(在差分编码之前),并
且在相同的OFDM码元中被传送。行0首先被占据(populate)。的任何给定列包含用于32
个OFDM码元上单个参考子载波的系统控制数据序列。
中的参考子载波不同的字段。主要参考子载波中的信息仅仅应用于主要服务,而次要参考
子载波中的信息仅仅应用于次要服务。主要参考子载波系统控制数据序列如图9所示,并
且在表1中定义。比特31到0分别映射到 的行0到31。次要参考子载波以相似的方式定
义。
Sync10:4 31∶25 7 Sync10:4=0110010
Reserved2 24 1 被协议栈的上层控制
Parity3 23 1 Reserved2的偶校验
Sync3 22 1 Sync3=1
参考子载波标识 21∶20 2 每个参考子载波的固定2比
(RSID1:0) 特标识符
次要信道指示符(SCI) 19 1 0=仅有主要的(混合或扩展
混合)
1=主要的和次要的(全数字)
Parity2 18 1 对于SCI和RSID1:0的偶校验
Sync2 17 1 Sync2=0
Reserved1 16 1 由协议栈的上层控制
L1块计数(BC3:0) 15∶12 4 模16计数,其每32个OFDM
码元就加1
Parity1 11 1 BC3:0和Reserved1的偶校验
Sync1:0 10∶9 2 Sync1:0=11
P3交织选择标识符 8 1 0=使用短P3交织深度
(P2ISI) 1=使用长P3交织深度
Reserved0 7 1 由协议栈的上层控制
主要服务模式标识符 6∶1 6 主要服务模式值
(PSMI5:0)
Parity0 0 1 PSMI5:0、Reserved0和P3ISI
的偶校验
可以被看成61个平行差分编码器。对于单独的差分编码器,的单个列j的比特被依次处
理,从i=0...31。一次将一个系统控制数据序列比特输入到差分编码器。该输入比特与
先前存储的输出比特 进行模2相加,以形成最后的输出比特 每次输入比特
为1时,所得到的输出比特流反转极性。每个差分编码器的初始状态是0。
2)用于随后相干检测的局部相位参考,3)用于信道状态信息(CSI)估计的局部噪声和/或
干扰样值,和4)用于频率和码元跟踪的相位误差信息。BPSK定时序列的差分编码允许在建
立剩余子载波所需的相干参考之前检测BPSK定时序列。差分检测模式然后被用于从参考
子载波中去除数据调制,从而留下关于参考的局部相位的信息以及噪声或干扰样值。这被
用于估计随后软判决解码所需的CSI。
为其比差分检测的QPSK更容忍噪声和信道损害。此外,所有参考子载波上BPSK定时序列
的冗余产生鲁棒的参考,即使在最恶劣的干扰和信道条件下。BPSK定时序列中的变量字段
(混合/数字、备用、块计数和模式)被奇偶校验以用于两种误差保护,并消除由于差分编码
而在每个变量字段结尾处的相位参考变化。相同BPSK定时序列(除了2比特参考子载波
ID字段)在所有参考子载波位置上被冗余地传送,并且与块计数字段中所定义的交织器块
一致。
去交织器矩阵中,以输出到比特处理模块。
件。
成。参考子载波被用于产生相干相位参考和CSI权值,这些权值然后被应用到数据子载波,
以创建目标为比特处理和跟踪控制的软判决。此外,CSI权值被用于生成用于跟踪控制模块
的同步权值。不执行相干参考/CSI模块,直到帧同步/系统控制模块检测到子帧(L1块)
边界的位置。
每个相位均衡的参考子载波中剥离数据。从参考子载波中去除调制允许精确估计所接收信
号的相位,用于相干检测。
波的相干检测所需的相干相位参考。
每个被滤波参考子载波的幅度,而每个参考子载波的噪声功率估计由噪声方差估计组件提
供。相干相位参考加权组件通过他们相应的噪声方差估计来除被滤波的参考子载波,从而
形成用于每个参考子载波的CSI加权的相干相位参考。
的浮点软判决被传递到跟踪控制模块,用于错误码元跟踪条件的检测。此外,软判决控制组
件缩放和量化浮点软判决,并将它们放置在合适的去交织器矩阵中,以输出到比特处理和
BER模块。
下主要均衡码元。此外,相位均衡模块还以OFDM码元速率Rs(344.53125Hz)传递次要均衡
码元。每个上或下主要码元由267个复数样值组成。每个次要码元由559个复数样值组成。
个主要和4个次要序列被传递:每个参考子载波标识(RSID)值一个。每个序列提供码元速
率处的单个值。
率分块。其指示哪些主要扩展分块和次要边带可用于处理。每个码元时间时,从解调器执
行中得出单个分块组值。
于返转循环缓冲指针。存在两个CSI延迟缓冲信息输入:一个用于主要边带,一个用于次要
边带。每个输入提供码元速率处的单个值。
相位参考恰当的对齐。这两个同步状态值在每个码元时间时被传递。
当前L1块的索引,并且被软判决控制组件用于确定什么时候软判决能够被指引到合适的
去交织器矩阵。这3个系统控制数据值在每个码元时间时被传递。
去交织器矩阵。软判决的数量和它们的目的去交织器矩阵由服务模式确定。对于每个L1
块,去交织器矩阵中的所有软判决由解调器执行传递到比特处理和BER模块。
计,以用于相干检测。
考子载波的运算:
数据序列。参考子载波数据值与共享相同RSID的系统控制数据值相乘。
器,用于次要边带。然后,通过使用4个3-抽头FIR滤波器的级联,在频率上对所得到的被
时间滤波的参考子载波滤波。在到下一级之前,为单个OFDM码元中所有参考子载波执行每
一级。为了为外部参考子载波填满滤波器存储器,结束点(由分块组确定)必须被复制。用
于主要和次要边带的参考子载波估计处理的详细框图分别在图14和15中表示。
每个OFDM码元,通过顺序执行以下4个等式,所有参考子载波在频率上被滤波:
的函数。此外,a[m],b[m],c[m]和d[m]分别是FIR滤波器的第一、第二、第三和最后一级
的输出。
带,以下参考子载波作为分块组的函数被复制:参考子载波60被复制并被放置在用于所有
分块组的额外存储器位置;参考子载波50被复制并被放置在用于分块组“Extend0”的参考
子载波49的位置(服务模式MP1);参考子载波49被复制并被放置在用于分块组“Extend1”
的参考子载波48的位置(服务模式MP2);参考子载波48被复制并被放置到用于分块组
“Extend2”的参考子载波47的位置(服务模式MP3);参考子载波46被复制并被放置在用
于分块组“Extend4”的额外存储器位置(服务模式MP4,MP5,MP6和MP7)。其他边带的滤
波以相似的方式完成。
的复数噪声估计(信号加噪声-信号=噪声)。复数噪声估计的幅度平方然后在频率和时
间上被滤波,从而生成每个参考子载波的平均噪声方差估计。
到IIR噪声估计滤波器。总共有15个独立IIR滤波器,用于上和下主要边带;以及31个独
立IIR滤波器,用于次要边带(对于每个参考子载波噪声方差样值,一个滤波器)。IIR滤波
器是对输入噪声方差样值取平均的统一增益的、双极有损耗积分器。每个OFDM码元时间,
它们仅仅执行一次。用于每个参考子载波的估计的平均噪声方差被从滤波器中输出。
特比解码器的性能。因为滤波后的参考子载波的幅度表示信号能量,所以仅仅通过将每个
滤波后的参考子载波除以其相应的噪声方差估计来计算和应用CSI权值。所得到的复数参
考子载波的幅度是CSI权值,并且角度是相干相位参考。以下将介绍该组件的实施。
载波然后被它们相应的噪声方差估计的倒数加权,从而生成主要和次要边带中每个参考子
载波的CSI加权的相干相位参考。
差估计,x[n-16]是输入的延迟后的、滤波后的参考子载波,ε=10 是为了防止除以0而
添加的偏置。CSI加权运算对于所有边带是相同。
器(每个参考子载波一个)。IIR滤波器是统一增益的、双极有损耗积分器,其在长的持续
时间上平均输入CSI权值。每个OFDM码元时间,它们被执行一次。
如果它们不存在的话。
据子载波相干相位参考然后被乘以相应的数据子载波,以生成相干检测的、CSI加权的复数
软判决。
在时间上滤波,因此插值滤波器仅仅在来自单个OFDM码元的数据上操作。
初始化滤波器。FIR滤波器然后在填充0的数据上操作。因为其在频域上“滑动”,所以每
次在滤波器中将最多有2个参考(非零输入)。当滤波器的中心在参考上时,滤波器中仅仅
有一个参考,并且其与中心抽头对准。在该情况中,滤波器仅仅返回输入参考子载波,这将
在以后介绍。
载波,以创建输出软判决。在复数乘法之前,相位均衡的数据子载波必须被恰当地与插值后
的相位参考对齐。这通过将相位均衡的数据子载波延迟21个码元而完成。延迟说明由参
考子载波时域FIR滤波器(5个码元)和噪声方差估计IIR滤波器(16个码元)所引入的
总延迟。
头K的数量,对于次要受保护的边带是25,对于所有其他边带是37。
率)和时间上变化,因此需要及时的CSI,以适应地调整在维特比解码中用作分支度量的软
码元的加权。CSI估计技术应该被设计,以适应高达大约13Hz的衰落带宽,以便用于在大
约100MHz的FM频带中的最大车速。几微秒的延迟扩散是典型的,虽然在一些环境中已经
测量了更大的扩散。从参考子载波中估计相位参考和CSI的技术如图21所示。该CSI权
值组合了用于MRC的振幅加权和用于信道相位误差的相位纠正。
上)在时间和频率上观察码元到码元的相位偏移而完成。
载波的位置是初始未知的。执行已知块同步模式与每个子载波的检测到的比特的互相关。
当检测到块同步模式的所有11个比特匹配时,声明子载波相关。当子载波相关的数量满足
或超过阈值标准时(例如,4个子载波相关将19的倍数个子载波相隔),就建立块同步(和
子载波模糊分辨率)。
中一些被破坏时仍然可能解码。每个调制解调器帧内的16个块被从0连续编号到15。然
后,块计数字段的MSB总是被设置为0,因为块计数从不超过15。通过块计数字段的知识而
建立调制解调器帧同步。
收的训练子载波与同步的、解码后的、并且差分再编码的BPSK定时序列相乘,二进制(±1)
定时序列调制首先被从所接收的训练子载波中去除。FIR滤波器被用于在时间上平滑所得
到的码元,从而产生局部相位和振幅的复数共轭估计。该值被延迟并与噪声方差倒数的估
计相乘。(在适当的时间对准之后)通过从输入码元中减去局部相位和振幅的平滑后的估
计、对复数噪声样值进行平方和滤波、然后近似倒数(具有除以零的保护),估计噪声方差。
该CSI权值在相邻训练子载波对之间的18个子载波上被插值。所得到的局部CSI权值然
后被用于乘以相应的局部数据承载码元。
不能跟踪最大公路速度处信号中的多普勒引起的变化。因此,具有逐渐变小的对称似高斯
冲击响应的11-抽头是合适的。使用对称FIR而不是IIR滤波器,因为其线性相位属性,其
线性相位属性对滤波器范围上分段线性(近似)信道衰落特征具有零偏置误差。FIR滤波
器的平滑后的相干参考信号输出被从延迟的输入样值中减去,以产生瞬时噪声样值。这些
2
噪声样值被平方,并且被IIR滤波器处理,以产生噪声方差σ 的估计。该滤波器具有比FIR
滤波器更窄的带宽,以产生噪声方差的一般更精确的估计。在适当采样延迟以匹配滤波器
2
延迟之后,为每个子载波计算码元权值α*/σ。这些值在每个OFDM码元的子载波上被平
滑并被插值,以生成更精确的估计。该权值对于每个OFDM码元和每个子载波是唯一的,为
码元提供了局部(时间和频率)估计和权值,形成了用于随后维特比解码器的分支度量。
带宽的FM广播频带(88-108MHz)中的相干运算,以适应公路速度的车辆。通过使用带宽近
似为最大期望多普勒带宽(大约13Hz)的滤波器,估计各种相干跟踪参数。通过固定天线,
到跟踪算法的输入信号的相关跟踪统计量被假设在不大于多普勒带宽的速率上变化。然
而,在车窗中使用切换分集天线就在数字信号的相干跟踪中引入突发瞬态,这降低了数字
性能。这种天线切换分集系统的一个实例在美国专利NO.6,633,258中有所描述。
或元件的组合,以提供RF天线信号到接收器。图22显示了分集切换配置的功能图。多个
元件200,202,204,和206被连接到分集切换模块208。分集切换模块包括用于接收控制信
号的输入端210。控制信号与块212中所示的估计阈值相比较,并且控制信号和比较结果被
输入到放大器214。切换控制216对应放大器输出,以控制天线切换218。其将一个天线连
接到接收器的天线输入端220。
盲选择具有产生更好信号预期的替代元件。如果新信号在阈值之上,那么切换保持新元件
选择;否则,分集切换模块在停留最小时间量之后选择替代元件。随着切换模块不断更新它
的阈值,该过程继续进行。
多射线(多路径)相加。例如,100MHz处的波长大约为10英尺。如果两个信号路径以时间
差1个波长或者10毫微秒(10英尺传播差)到达,那么信号将同相相加。类似的,如果两
条射线以时间差半个波长到达天线元件,那么相加后的不同相信号将抵消。在移动车辆中,
该相加或抵消是动态的,其中多普勒带宽通过BW=fc*speed/c来近似(其中fc是载波频
率,speed是车速,c是光速)。多普勒带宽在典型公路速度上大约为10Hz。因此,在该实例
中,一个天线元件的信号矢量(幅度/相位的复数形式)可以在近似10Hz的速率上变化。
然后,参考信号的相干跟踪和信道状态必须适应10Hz带宽,以维持相干信号跟踪。
件的车辆中,很可能替代元件将接收足够高的信号,而当前元件正经历衰落(信号抵消)。
多元件FM分集天线系统中的典型元件将具有可能某种程度相关、但足够不相关以实现期
望的分集增益从而提高性能的瞬时衰落条件。图23是(无噪声)衰落信号的实数分量226
和虚数分量228的图,其中每100个码元就切换天线元件。
因为避免了信号衰落,所以总的FM分集改进可以是充分性的。但是,切换瞬态不利地影响
相干跟踪的数字信号。这里的目标是找到相干跟踪方法,其适应切换分集天线系统中的切
换瞬态。
道参考α失真,其中估计的相干信道参考α影响等于FIR滤波器长度(11-抽头)的样值
范围。相干信道参考中的这个失真增加噪声样值的幅度,噪声样值来自从输入样值中减去
该参考。虽然噪声在瞬态附近被提高,但是无限冲击响应(IIR)滤波器在IIR滤波器的范
围上展开该噪声峰值。其影响是低估瞬态的紧接相邻中的噪声方差,而在不位于瞬态的直
接相邻处中的IIR滤波器的时间范围上过高估计噪声方差。失真的相干信道参考和噪声方
差误差都导致数字信号的衰退。
线230和232是被平滑的复数信道增益值(α),并显示了11-抽头FIR滤波器的影响,其
中参考信号在瞬态附近被歪曲。FIR滤波器具有在切换瞬态的任一侧上的平滑地插值(歪
曲)样值的效果。虚线234和236显示了相干信号的更好估计,其中仅仅影响经历瞬态的
码元。
态的直接相邻中的增加。这实际上是由于11-抽头FIR滤波器所引起的相干信道参考的失
真。虽然IIR输出对应噪声峰值,但是这些峰值被局部地抑制到瞬态,但是其在IIR滤波器
的持续时间上扩散。局部噪声方差估计的这些误差导致了降低的数字性能。
滤波器可以仅仅使用来自任何一个时间方向的直到瞬态(不包括瞬态)的信号样值。
取的是调制解调器可靠地检测相干跟踪算法中的瞬态。可以在瞬态附近修改相干跟踪算
法,以在瞬态的直接相邻中提供近似的相干跟踪,除了发生瞬态的码元。值得注意的是,噪
声方差估计中的误差是由于相干信道参考中的误差所引起的。
依赖于所关心的参数的自相关函数。对公路速度处的自相关函数进行近似的对称11-抽头
FIR滤波器在原始设计中被选择作为减小估计误差(方差)和估计灵敏性之间的合理折中,
以跟踪衰落中的参数。IIR滤波器被用于估计噪声方差,因为线性相位不是具有噪声的问
题。通过使用适应选择性衰落环境(频率自相关)的有效频率范围而在频率中子载波上进
一步滤波,增强这两个估计滤波器。这些滤波器在AWGN信道上产生好的结果,衰落,并假设
合理的慢的自动增益控制(AGC)函数,其应该比衰落动态慢。图26是相干参考和噪声估计
的框图。
征,因此可以通过适当地修改估计滤波器技术来获得某种改进。瞬态检测和随后的相干参
考调整可以和噪声估计的修改一起被用于解决这个问题。
瞬态检测和相干参考调整。下面将分析并介绍中值滤波器的一些重要特征,以说明其适合
于接收器系统。
性的或非线性的)给定数量的样值(滤波器抽头)的滤波器的最低可能估计误差。对于这
种情况,估计误差只用于AWGN噪声。
考估计的11-抽头FIR滤波器的图。
末端的子载波附近的滤波不是精确的,这是因为端点处滤波器范围的截取。该滤波器在图
28中被定义。图28显示在参考子载波频率上所使用的滤波器的图。
11-抽头FIR滤波器的方差减小是0.127,或者大约-9dB。相似的,9-抽头FIR滤波器在频
率上的减小是0.196,或者大约为-7dB。这些滤波器的误差减小性能可以与中值滤波器和
Cramer-Rao边界相比较。
很好的执行。图29是滤波器类型对相干参考信号的估计误差的减小的影响的图。
布-其比高斯噪声更重尾(heavy-tailed)或似冲击的,中值滤波器性能增加,而线性滤波
器性能是相同的。例如,对于拉普拉斯噪声,中值滤波器性能比具有相等抽头的线性滤波器
在减小误差方差方面好3dB。当然,用于该新情况的Cramer-Rao边界不再遇到统一抽头的
FIR滤波器。
间中中值滤波的11-抽头FIR无关地被使用。9-抽头频率滤波器不影响由于切换所引起的
阶跃响应(时间上)。原始11-抽头FIR滤波器以及7-抽头和5-抽头中值滤波器的损耗
如表2所示。
误差方差 0.127 0.314 0.224
使用9-抽头频率滤波 0.026 0.062 0.044
(0.196)
AWGN中的损耗 0.11dB 0.26dB 0.19dB
响应。注意,阶跃响应被显著地提高,而不需要瞬态检测。新相干参考和噪声估计处理的功
能图如图31所示,其中11-抽头FIR滤波器被替换为5-抽头中值滤波器。
中是局部的,以适应移动环境-诸如运动汽车-中的动态选择性衰落信道体验。从参考子
载波码元中获得这些估计,其中参考子载波码元已经被如前所述地从所接收的解调后的信
号中剥离,并且在线250上作为Sr,n复数值被输入。用于调制这些码元的数据是已知的,并
且通过第一共轭乘法运算(由乘法器252表示)被从这些码元中除去,以在线254上产生
瞬时复数信道增益值a2r,n。时间上的后续中值滤波256减小噪声,同时保持由于天线切换
所导致的阶跃变化,以在线258上产生中间值a1r,n。这些中间值在参考子载波上(在频率
中)被进一步滤波(平滑),如块260所示,以产生最后的复数信道增益值ar,n。这些ar,n增
益值后来在该算法之外被使用,以便以对于QAM码元解调常用的方法处理(均衡并提供分
支度量信息)用于数据承载码元的信号星座。
示。如块264所示,从这些复数噪声样值中计算出幅度平方的值,以在线266上产生瞬时噪
声方差估计varn-2。这些瞬时噪声方差样值是局部(时间和频率)噪声的很差的估计,并且
需要处理和滤波,以产生有用的噪声方差估计。虽然更简单的时间和频率滤波将通常被用
于减小这些瞬时噪声方差估计的误差,但是该类滤波将有效地适应由于衰落、AGC动作以及
由天线切换所产生的阶跃改变所导致的变化噪声。因此,中值滤波器268被用于在时间上
对这些瞬时方差样值滤波,以产生样值varfltn-16,而传统(线性IIR或FIR滤波器270)滤
波被用于在频率(子载波)上进一步平滑,以便以与上面复数信道增益估计相似的方式产
2
生最后的方差估计σr,n-16。提供附加的前向馈送路径272,以捕捉由于天线切换而出现的
相对大的噪声脉冲。当这些值(如块274所示,被因子0.5缩放)超过中值滤波后的估计
时,这些大的值被块276中所示的选择最大函数选择用于输出到频率平滑滤波器。然后,这
些值在参考子载波上被平滑,如块278所示。这在后续形成分支度量中是重要的,该形成利
用大噪声脉冲的知识。
的多普勒带宽,并且噪声低到0dBSNR。然而,应该考虑其他信道条件,诸如冲击噪声,或没有
被新相干参考处理完全抑制的残余瞬态效果。在这种情况下,被调整的相干参考值x是恰
当的;然而,噪声方差估计将被破坏。噪声脉冲对发生脉冲的码元可能是高的,但是IIR滤
波器将在脉冲瞬间抑制该噪声估计,并将噪声估计扩散在IIR滤波器的冲击响应时间上。
在该情况中优选的是,在与IIR路径(具有合适延迟匹配)平行地前向馈送高噪声样值。对
于噪声脉冲比IIR滤波器输出显著更高的码元,该噪声脉冲应该被用于为那些码元确定估
计的噪声方差。当前向馈送路径被用于这些噪声脉冲时,用于这些样值的进入IIR滤波的
能量应该被减小,使得局部噪声峰值不在IIR滤波器的范围上扩散。很容易想到该过程的
多种变体,用于处理噪声方差估计中的噪声峰值。
示混淆)。该滤波器的冲击响应的峰值位于8个样值(码元)的延迟,虽然衰落尾更长,使
阶跃延迟更接近16个样值(码元)。图32显示新修改改变IIR滤波器参数a=1/8。对于
噪声估计的其他修改包括将频率滤波从在IIR滤波器之前移动到IIR滤波器之后。IIR滤
波器之前还有7-抽头中值滤波器,并包括过噪声前向馈送路径。这两个新的添加被设计以
更好地适应切换瞬态和似冲击噪声,同时适应接收器的前端或IF部分中更快的AGC函数。
特征,中值滤波器产生方差的偏置的估计。该偏置可以被调整,用于噪声估计过程中随后的
运算。特别地,到中值滤波器的每个输入样值x被假设包括一对(复数)零均值高斯噪声
2 2
样值的平方之和,其中x=v+w。噪声样值u和v的高斯pdf为:
缩放很要紧的一个例子。此外,在形成分支度量中的非线性(例如,固定点量化和溢出)也
可以有影响。
值和模延迟可以被计算作为参数α的函数。对于α=1/16和α=1/8的IIR滤波器的
冲击和阶跃响应如图32和图33所示。图32是IIR滤波器的冲击响应图。图33是IIR滤
波器的阶跃响应图。
噪声方差的估计的误差方差相关联,而不是与噪声功率的方差减小相关联。对于IIR滤波
器,该计算在滤波器冲击响应的z变换上更方便地执行,取大N的极限接近连续频谱,然后
应用Parseval定理。IIR滤波器的z变换为
平稳信道中,更短的时间常数更好。对于当前系统,7-抽头中值滤波器之后有α=1/8的
IIR滤波器,这比具有α=1/16的单个IIR滤波器的原始设计更好。该新滤波导致平稳
AWGN信道中的最小降质,同时提供具有快速AGC以及分集天线切换瞬态的衰落中显著改善
的性能。所得到的仅仅IIR和频率滤波器的噪声估计误差于是比输入到滤波器的单个噪声
样值的方差好大约22dB。这导致了具有大约为滤波器输入噪声方差8%的标准偏离、或者
在150个噪声样值上等值平均的噪声方差估计误差。这具有与在AWGN中降低维特比解码
器所使用的分支度量约0.33dB相似的效果。级联的7-抽头中值滤波器更进一步减小该误
差,虽然其在AWGN中的效果不容易被计算。这与在使用a=1/16的原始调制解调器中大
约0.16dB的降质比较。然而,新噪声估计的动机是用于非AWGN条件。
理似冲击噪声,或者由于切换瞬态所引起的相干参考误差,等等。在这些情况中,过噪声路
径减轻了大噪声突发脉冲的偶然影响,而不污染IIR滤波器所提供的更长期方差估计。前
向馈送过噪声路径被G*ln(2)缩放,并且噪声输入样值的片断将超过平均值并且被噪声估
计路径中的“选择最大输入”函数选择。如果缩放比例小,那么过噪声路径将被更不频繁地
选择,并且AWGN情况中的损耗将被最小化。过路径被选择的概率与过样值超过平均值的概
率近似相等(假设精确的平均滤波器)。
生AWGN情况中最小的损耗,但是在使由于切换瞬态所引起的损耗最小化中还是有效的。此
外,具有快速AGC和/或第一相邻FM干扰的性能被提高。
的原始IIR噪声估计的影响的图。图37是表示切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器
的噪声估计(10dB SNR)和修改为α=1/8的IIR噪声估计的影响的图。图38是表示当
应用噪声方差修改时切换瞬态对具有原始11-抽头FIR滤波器的噪声估计(10dB SNR)的
影响的图。图39是表示切换瞬态对具有5-抽头中值滤波器的噪声估计(10dB SNR)和被
修改为α=1/8的IIR噪声估计的影响的图。图40是表示当应用噪声方差修改时切换瞬
态对具有5-抽头中值滤波器的噪声估计(10dB SNR)的影响的图。
噪声估计中没有被捕捉到的瞬态切换噪声的相对高的值。由于IIR滤波器平滑,噪声峰值
被低估,并且峰值附近的估计被过高估计。
器在相干参考噪声瞬态中的显著改进,虽然噪声估计没有捕捉瞬态峰值。
择产生测试情景的范围上最好的性能折中。
择性的衰落中以典型公路速度和Raleigh衰落来分析和模拟新算法。模拟显示了好的相干
跟踪性能和噪声估计。通过快速AGC、天线分集切换、第一相邻FM干扰和极端选择性衰落环
境,该改进产生了明显更好的性能。
SRF衰落中的性能,而图42显示了UF衰落中的性能。
信号,但拒绝(fc-2fif)上的图像信号(对于下边带注入本地振荡器)。低噪声放大器320
放大信号。被放大的信号在混和器322中与在线324上由可调本地振荡器326所提供的本
地振荡器信号flo混合。这在线328上创建和(fc+flo)和差(fc-flo)信号。中频滤波器330
通过中频信号fif,并衰减所关注的被调制信号带宽之外的频率。模数转换器332通过使用
时钟信号fs而工作,以在线334上以速率fs产生数字样值。数字下变频转换器336频移、
滤波并抽取信号,以在线338和340上产生更低样值速率同相和正交信号。数字信号处理
器342然后提供附加信号处理,包括上述相干跟踪,以便为输出设备346在线344上产生输
出信号。
示。乘法器354将复数共轭与线352上的已知训练序列相乘。这通过将所接收的训练子载
波与同步的、解码后的、并且差分再编码后的BPSK定时序列相乘,从所接收的训练子载波
中去除二进制(±1)定时序列调制。线356上所得到的码元被有限冲击响应(FIR)滤波器
358处理,以在时间上平滑所得到的码元,从而在线360上产生局部相位和振幅的复数共轭
估计。该值被时间延迟362延迟,并被乘法器366将其与线364上的噪声方差倒数的估计
相乘。通过(在由延迟168所提供的适当时间对准之后)在加法点370上从输入码元中减
去线360上的局部相位和振幅的平滑后的估计,估计噪声方差。然后,如块372所示,对结
果求平方,并如块374所示,对复数噪声样值滤波。如块376所示,近似倒数(具有除以零
保护)。在相邻训练子载波对之间18个子载波上插值该CSI权值,如块378所示,以在线
380上产生所得到的局部CSI权值。当在线382上所接收的相应局部数据承载码元已经被
恰当地延迟-如块384所示-之后,CSI权值然后被用于乘以在线382上所接收的相应局
部数据承载码元。然后,乘法器386在线388上产生软判决输出。
(在整个子载波上)从一个码元到另一个码元在时间和频率上的相位偏移而完成的。
的位置初始时是未知的。执行已知块同步模式与每个子载波的检测比特的互相关。当检测
到块同步模式的所有11个比特的匹配时,声明子载波相关。当子载波相关的数量满足或超
过阈值标准时(例如4个子载波相关隔开19的倍数个子载波),建立块同步(和子载波模
糊分辨率)。
时,仍然可以解码。每个调制解调器帧内的16个块被从0到15连续编号。于是,块计数字
段的最高有效位(MSB)总是被设置为0,因为块计数从不超过15。通过块计数字段的知识,
建立调制解调器帧同步。
接收的训练子载波乘以同步的、解码后的、差分再编码后的BPSK定时序列,首先从所接收
的训练子载波中去除二进制(±1)定时序列调制。FIR滤波器被用于在时间上平滑所得到
的码元,从而产生局部相位和振幅的复数共轭估计。该值被延迟,并被乘以噪声方差的倒数
的估计。通过(在适当的时间对准之后)从输入码元中减去局部相位和振幅的平滑后的估
计、平方和滤波复数噪声样值、然后近似倒数(具有除以零保护),估计噪声方差。在相邻训
练子载波对之间18个子载波上插值该CSI权值。所得到的局部CSI权值然后被用于乘以
相应的局部数据承载码元。
α。在时间上通过11-抽头FIR滤波器的滤波以及随后在子载波上的滤波被执行,以在时间
和频率上计算每个QPSK码元位置的相干参考增益α的局部估计。当信号统计值稳定时,
具有更多抽头的更大FIR滤波器将减小估计误差,但是带宽将太小以至于不能在最大公路
速度处跟踪信号中的多普勒引起的变化。因此,具有渐缩的对称似高斯冲击响应的11个抽
头是合适的。使用对称FIR,而不使用IIR滤波器,这是因为其线性相位特征,其中其线性
相位特征在滤波器的范围上对于分段线性(近似)信道衰落特征具有零偏置误差。从延迟
后的输入样值中减去FIR滤波器的平滑后的相干参考信号输出,以产生瞬时噪声样值。这
2
些噪声样值被平方,并被IIR滤波器374处理,以产生噪声方差σ 的估计。该滤波器具有
比FIR滤波器窄的带宽,以产生一般更精确的噪声方差估计。在合适的样值延迟以匹配滤
2
波器延迟之后,为每个子载波计算码元权值α*/σ。这些值被平滑,并且在每个OFDM码元
的子载波上被插值,以产生更精确的估计。该权值对于每个OFDM码元是唯一的,并且每个
子载波为码元提供局部(时间和频率)估计和权值,为随后的维特比解码器形成分支度量。
衰落带宽的FM广播频带(88-108MHz)中的相干运算,以适应公路速度的车辆。通过使用带
宽近似为最大期望多普勒带宽(大概为13Hz)的滤波器,估计各种相干跟踪参数。通过固
定天线,对跟踪算法的输入信号的有关跟踪统计量被假设在不大于多普勒带宽的速率上变
化。
关的码元的增益和相位。通过所述处理和滤波,估计该值。“复数相干信道参考信号xn”是
在任一个OFDM码元时间上所有参考子载波上的α的复数值。
由于避免了信号衰落,所以总的FM分集改进可以是充分的。然而,切换瞬态不利地影响相
干跟踪的数字信号。如图23所示,天线模块切换引起了相干信号中的阶跃瞬态,而直接在
瞬态之前和之后的信号是近似相干的。在阶跃瞬态上的FIR滤波歪曲了估计的相干信道参
考α(如图44所示),影响了等于FIR长度(11-抽头)的样值范围。相干信道参考中的失
真增加了噪声样值的幅度,其中噪声样值来自从输入样值中减去该参考。虽然噪声在瞬态
附近被提高,但是IIR滤波器在IIR滤波器范围上展开该噪声峰值。其影响是:低估了瞬态
的直接相邻处的噪声方差,而高估了不在瞬态直接相邻处的IIR滤波器时间范围上的噪声
方差。失真的相干信道参考和噪声方差误差都导致数字信号的衰退。本发明提供了一种相
干跟踪方法,其适应切换分集天线系统中的切换瞬态。
的直接相邻处增加。这实际上是因为由11-抽头FIR滤波器所产生的相干信道参考的失真
而引起的。虽然,IIR输出响应噪声峰值,但是这些峰值被局部抑制到瞬态,而在IIR滤波
器的持续时间上扩散。局部噪声方差估计中的这些误差导致降低数字性能。
图45相同的情景。然而,根据本发明校正了相干信道参考。在IIR滤波或噪声方差估计中
没有改变任何事情。
452和454上被输入。在混合器458、460和462中,这些复数码元与已知参考序列共轭456
组合,以从参考子载波码元中去除数据。FIR滤波器464、466和468滤波每个复数子载波增
益值,以减小噪声。FIR滤波器可以是例如7-抽头滤波器。块470表示,子载波增益值在参
考子载波上被平滑,以进一步减小估计中的噪声。这在线472,474和476上产生每个子载
波的相干信道参考增益。这些相干信道参考增益在加法点478上相加,以在线480上产生
复合的相干信道参考信号xn。
虽然(理论上)应该可以明确地将切换瞬态传递到接收器调制解调器,但是这一般不实际。
更可取的是调制解调器在相干跟踪算法中可靠地检测瞬态。可以在瞬态附近修改相干跟踪
算法,以提供瞬态直接相邻处的近似相干跟踪,除了发生瞬态的码元。值得注意的是,噪声
方差估计中的误差是由于相干信道参考中的误差引起的。因此,如果相干信道参考是精确
的,则不需要修改噪声方差估计。
模式中所初始化的切换时间。该方法涉及在OFDM码元速率处(即,在一个例子中大约为
344.5OFDM码元/秒)处理平滑后的相干参考信号跟踪样值(复数的滤波后的值α),其在
图47以及本说明书中被标为x。复数信道增益值α在所有参考子载波上被聚合,以便为每
个OFDM码元产生一个复合的复数值x。
干跟踪和估计中。然而,距离瞬态为FIR范围的一半(例如,对于11-抽头FIR滤波器,5个
样值,或者对于7-抽头FIR滤波器,3个样值)的码元被滤波影响,以估计相干参考。这清
楚地显示在图24中,该图显示了x(实线)的复数的实数和虚数分量,其中FIR滤波器实际
上被从11-抽头减小到7-抽头,以使瞬态影响的范围最小化。将FIR滤波器减小到7-抽
头的影响是略微减小噪声上的滤波器增益,但是改善了瞬态响应。
何一侧上假设检验x的样值。换句话说,如果要在码元位置n检测瞬态,则观察样值xn-1和
xn+1。为每个连续的码元位置继续该假设检验,并且进一步假设,通过随后被调整的信号处
理算法中的适当延迟,过去的和未来的样值x的观察是可用的。还假设,当xn-1和xn+1的值
充分不同时,检测瞬态。对于该差别的几种形式的检测已经在衰落信道中被分析、模拟,并
且被比较。复数值的简单差值(xn-1-xn+1)或者该差的幅度|xn-1-xn+1|不足以定位瞬态,因为
该差值在那个时刻被信号的幅度缩放,并且不表示差值的峰值。然而,在已经检测峰值以测
试是否出现瞬态之后,该差值可以被它的幅度相反地缩放。虽然各种形式的检测标准可以
是有效的,但是在该例中使用幅度的平方而不是幅度,以避免平方根计算。随后的检测瞬态
位置的3步算法已经显示出在噪声衰落信道中是有效的,并且相对容易计算样值序列xn。
48显示了对于800个OFDM码元,瞬态检测算法的结果。图49显示了在码元200附近的瞬
态检测算法的结果。这些图显示了滤波后的信道相干参考α的实数值484和虚数值482,
以及表示被检测瞬态处脉冲486的瞬态检测结果。图49放大了码元200附近的范围。注
意,瞬态不是在码元600处被检测的,因为阈值对瞬态上的小差值不敏感,其中该瞬态上的
小差值对于性能具有最小的影响。然而,该阈值的值在向下大约0dB SNR处很好工作。
不受FIR滤波器影响的α的最接近值替换(对于7-抽头FIR滤波器,从瞬态4个样值)。
其结果如图24虚线所示。在检测到的瞬态附近的序列的例子如表3所示。表3表示当在码
元位置n检测到瞬态时α的输入值以及α的校正输出值。输入样值被确定顺序为码元。
但是α的校正输出序列被调整,以使由于先前所述的FIR滤波器所带来的失真最小化。
码元时间 n-5 n-4 n-3 n-2 n-1 n n+1 n+2 n+3 n+4 n+5
检测到的 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0
瞬态(来
自x)
平滑后的 αn-5 αn-4 αn-3 αn-2 αn-1 αn αn+1 αn+2 αn+3 αn+4 αn+5
输入α
校正后的 αn-5 αn-4 αn-4 αn-4 αn-4 (αn-4+αn+4 αn+4 αn+4 αn+4 αn+4 αn+5
结果α )/2
态时(例如,n-3到n-1),则使用瞬态之前4个码元的α值(αn-4)而不使用当前值α。相
似的,如果在后面3个码元内检测到瞬态(即,n+1到n+3),则使用瞬态之后第4个码元的
α值(αn+4),而不使用当前值α。如果当前码元是被检测的瞬态的位置(例如,n),则使用
瞬态两侧上±4个码元的αof样值的平均值(αn-4+αn+4)/2。否则,使用当前输入值α(例
如n-5到n-4,以及n+4到n+5)。当然,该算法的细节可以被调整,以适应不同FIR滤波器
范围。图50显示了表示被检测瞬态附近相干信道增益值α的校正的功能图。在图50中,
在线500、502和504上输入每个子载波的未校正相干信道增益。这些输入在加法点506上
被加和,以便在线508上产生复合的相干信道参考。瞬态检测器510检测复合相干信道参
考中的瞬态。未校正的相干信道增益然后在检测到的瞬态附近被调整,如块512所示。这
在线514、516和518上生成每个参考子载波的校正后的相干信道增益。
道。例如,似冲击噪声可以导致瞬态的误检测。在这种情况下,调整后的相干参考值x是合
适的。然而,噪声方差估计将被破坏。噪声脉冲对于发生脉冲的码元非常高,但是IIR滤波
器将在冲击时刻抑制该噪声估计,并且在IIR滤波器的冲击响应时间上扩散噪声估计。在
该情况下,优选的是与IIR路径平行地前向馈送高噪声样值(具有适当的延迟匹配)。对
于噪声脉冲比IIR滤波器输出明显高的码元,该噪声脉冲应该被用于确定那些码元的估计
噪声方差。当前向馈送路径被用于这些噪声脉冲时,对于这些样值的到IIR滤波器的能量
应该被减小,使得局部噪声峰值不在IIR滤波器的范围上扩散。容易想到该过程的多种变
体,用于处理噪声方差估计中的噪声峰值。为了适应似冲击噪声而对噪声方差估计的一个
这种修改被表示在图51中。在图51中,每个参考样值的输入在线520上被提供,并且在加
法器522中与参考样值αn相加。噪声方差样值在参考子载波上被滤波,以减小估计误差,
如块524所示。滤波后的方差样值然后被用于计算噪声方差,如块526所示。这在线528上
产生方差var0n(其中var0n=min(2*varIIRn-1+ε,varn)),并且在线530上产生var1n(其
中var1n=max(0.0.5*varn-varIIRn-1))。var0n的方差然后在块532中被滤波,并且var1n
被延迟,如块534所示。滤波后的var0n和延迟后的var1n在加法器536中相加,以便在线
538上产生噪声方差估计输出。滤波器532的输出varIIRn在线540上被反馈到块524。
值是错误的(虽然很小),但是在附近(±3码元)中导致提高的噪声,与冲击噪声具有相似
的影响。在似冲击噪声的这些情况下,噪声方差估计滤波器在许多码元(例如64个)上平
滑冲击噪声值,使得冲击时刻的噪声被低估,而由于噪声样值的拖尾效应,在±32个OFDM
码元中的噪声被过高估计。这导致被馈送到维特比解码器的软码元的降质。因此,该调整
可以被加到噪声方差估计,以改善这些似冲击噪声情况的性能。新噪声方差估计包括长期
似高斯噪声方差和短期似冲击噪声方差的和。
噪声样值(var1)。IIR滤波器估计标准高斯噪声的方差,而未滤波的延迟路径前向馈送冲
击噪声方差样值。当噪声样值var在当前IIR滤波器输出的合理范围内时,var0的值被设
置为var,并且var1=0。当噪声值不寻常的高(与当前滤波器输出比较)时,那么很可能
是似冲击噪声样值,其不应该进入长期滤波器。在这种情况下,var0的值被限制,而一些过
值被放置在项var1中。var1的值被适当的延迟,以匹配IIR滤波器延迟。结果是,冲击噪
声样值在合适的时刻被适当地估计,并且该噪声不在许多样值上扩散,如图52所示的,并
且改善图46中的结果,其中冲击噪声在码元600附近被捕捉。
提高的噪声方差,适当地调整码元位置600处的丢失的瞬态。
下步骤:计算相干参考值和新码元值之间的误差样值的平方;在标准似高斯噪声样值(平
方)被传送通过滤波器(例如,FIR或IIR滤波器)的地方使用非线性滤波技术,以估计似
高斯噪声方差,而似冲击噪声样值(平方)被加到(在适当延迟以匹配滤波器延迟之后)
滤波器输出,以产生新噪声方差,该新噪声方差表示长期平均似高斯噪声方差和短期冲击
噪声方差的和。
常数以适应阶跃瞬态)比较,以确定每个新输入噪声(平方)样值是否是似冲击的;以及如
果噪声平方样值没有被确定是似冲击的,则将该值输入到滤波器,以用于估计长期似高斯
噪声方差。
的-所引起的降质。