滤波方法、低噪声滤波器和便携式收发机转让专利
申请号 : CN200480036572.X
文献号 : CN1890884B
文献日 : 2010-04-21
发明人 : 阿利·M·伊斯梅尔
申请人 : 天工方案公司
摘要 :
公开了一种用于无线接收机的低噪声滤波器。所述低噪声滤波器包括放大器和滤波器，该滤波器包括使用通用阻抗变换器实现的频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器。实现所述低噪声滤波器，以便防止当处理带内信号时由所述滤波器产生的噪声出现在所述放大器级的输出处。
权利要求 :
1.一种用于对无线接收机中的接收信号进行滤波的方法，包括：
向放大器提供接收的信号；并且
使用包含配置来实现双二阶滤波器的单个频率相关负电阻的电路对所述接收的信号进行滤波，所述电路经由电阻耦合到所述放大器的输出，所述单个频率相关负电阻使用通用的阻抗变换器实现，以便所述电路中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处从所述放大器的输出中阻隔所述电路贡献的噪声，其中在所述带内接收频率处的滤波是通过所述放大器中的单个电压-电流转换和单个电流-电压转换来执行的。
2.如权利要求1所述的方法，其中，只在除所述带内接收频率之外的频率处由所述电容器将所述电路贡献的噪声传递到所述放大器的输出，所述电容器在所述放大器的输出处于带内接收频率之外的频率时允许部分来自所述放大器的电流流动。
3.如权利要求1所述的方法，其中，由所述电容器引入的阻抗在所述带内接收频率处从所述放大器的输出中阻隔所述通用阻抗变换器所产生的噪声。
4.一种用于无线接收机的低噪声滤波器，包括：
放大器；以及
电路，所述电路经由电阻耦合到所述放大器的输出并且包括使用通用阻抗变换器实现的单个频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器，所述电路配置为使得所述电路中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述电路产生的噪声出现在所述放大器的输出处，其中所述放大器和所述放大器的阻性负载分别在带内接收频率处执行电压-电流转换和电流-电压转换。
5.如权利要求4所述的低噪声滤波器，其中，所述第一运算放器和所述第二运算放大器布置为使得所述第一放大器的反相输入耦合到第二运算放大器的反相输入。
6.如权利要求5所述的低噪声滤波器，其中，在带外接收频率处，作为当所述放大器的输出处于带内接收频率之外的频率时所述电容器允许电流从所述放大器流入所述电路的结果，所述第一运算放大器和所述第二运算放大器产生的噪声出现在所述放大器的输出处。
7.一种便携式收发机，包括：
调制器，其被配置来接收和调制数据信号；
上变频器，其被配置来接收所述已调制的数据信号并且提供射频(RF)信号；
发射机，其被配置来发射所述RF信号；以及
直接转换接收机，其包括放大器和滤波器，所述滤波器包括使用通用阻抗变换器实现的单个频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器，所述单个频率相关负电阻与所述放大器输入电隔离，并且配置为使得所述通用阻抗变换器中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述滤波器产生的噪声出现在所接收的信号上，其中所述放大器和所述频率相关负电阻执行单个电压-电流转换和单个电流-电压转换。
8.如权利要求7所述的便携式收发机，其中，所述第一运算放大器的反相输入耦合到所述第二运算放大器的反相输入。
9.如权利要求8所述的便携式收发机，其中，在带外接收频率处，所述第一运算放大器和所述第二运算放大器产生的噪声出现在所述放大器级的输出处。
10.一种便携式收发机，包括：
调制装置，用于调制数据信号；
上变频装置，用于对所述已调制的数据信号进行上变频并且提供射频(RF)信号；
发射装置，用于发射所述RF信号；
转换装置，用于将接收的信号转换为基带信号；以及
滤波装置，用于对所述基带信号进行滤波，以便耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述滤波装置产生的噪声出现在所述接收的信号上，所述滤波装置包括放大器和耦合到所述放大器输出的电路，所述电路包括使用通用阻抗变换器实现的、与放大器的输入电隔离的、配置来实现双二阶滤波器的单个频率相关负电阻，其中所述滤波装置执行单个电压-电流转换和单个电流-电压转换。
11.如权利要求10所述的便携式收发机，其中，在带外接收频率处，所述滤波装置产生的噪声出现在所述接收的信号上。
说明书 :
技术领域
本发明通常涉及无线便携式通信设备中的接收机电路体系结构。更为具体地，本发明涉及无线接收机中的低噪声滤波器。
背景技术
由于有效的、低成本电子模块的可用性增加，移动通信系统正变得越来越流行。例如，存在许多不同的通信方案，其中各种频率、传输方案、调制技术和通信协议被用来在手持的、电话类的通信手持机中提供双向语音和数据通信。所述不同的调制和传输方案中每个都具有优点和缺点。
随着这些移动通信系统被开发和部署，已经制订出这些系统必须符合的许多不同标准。例如，在美国，第三代便携通信系统遵循IS-136标准，该标准需要使用特定的调制方案和接入格式。在IS-136的情况下，所述调制方案可以是8-正交相移键控(8QPSK)、偏移π/4差分正交相移键控(π/4-DQPSK)或者其变形，而接入格式是TDMA。
在欧洲，全球移动通信系统(GSM)标准要求在窄带TDMA接入环境中使用高斯最小频移键控(GMSK)调制方案，该调制方案使用恒定包络调制方法。
而且，在使用窄带TDMA技术的典型GSM移动通信系统中，GMSK调制方案直接从振荡器向非线性功率放大器供给非常低噪声的相位调制(PM)发射信号。在此种配置中，非线性功率放大器可以被使用来由此允许对所述相位调制信号的有效调制和使功耗最小化，其中所述非线性功率放大器是高效的。因为已调制信号是从振荡器直接供给的，所以在功率放大器之前或之后的滤波的需要被最小化。此外，GSM收发机中的输出是恒定的包络(即，仅仅包含相位调制(PM)信号的非时变信号)调制信号。
便携通信技术中的一个进步是向低中频(IF)接收机和直接转换接收机(DCR)的实现。低IF接收机将射频(RF)信号变换到中频，该中频低于变换接收机的IF。直接转换接收机将射频(RF)接收信号直接下变频到基带(DC)，而不需要首先将所述RF信号变换到中频(IF)。直接转换接收机的一个好处是消除了在采用中频变换的系统中所使用的昂贵的滤波器组件。例如，在传统码分多址(CDMA)通信系统中，一个或多个表面声波(SAW)滤波器被实现以帮助将RF信号变换为IF信号。进一步使所述电路系统复杂化，这些SAW滤波器一般位于不同于许多所述接收机组件的器件上(即，“片外”)。
低IF或直接转换接收机允许使用位于与许多所述接收组件相同的器件上(即，“片上”)的电子电路系统来实现所述滤波器组件。在直接转换接收机实现中，高阶(例如，5阶或更高阶)有源滤波器被用来将所述接收信号从RF变换到DC。不幸的是，因为所述滤波器是使用位于与所述接收机组件相同的芯片上的电子电路系统来实现的，所以所述滤波器向所述接收信号添加了很大的噪声。所述添加的噪声降低了所述接收机的灵敏度，从而使得此种有源滤波器对实现而言存在挑战性。
滤波器对所述接收信号贡献的噪声可以由等式：噪声＝kC/T(等式1)来定义，其中k是常数，T＝温度，以及C＝电容量。根据等式1，很明显，噪声与电容量成反比。为了降低所述噪声，应该增加所述电容量。不幸的是，增加电容量消耗了其上制造所述接收机的芯片上的有价值面积。
因此，希望能够最小化直接转换接收机中的滤波器组件对接收信号贡献的噪声量，同时最大化接收机灵敏度。还希望最小化由所述滤波器组件消耗的器件上的面积量。
随着这些移动通信系统被开发和部署，已经制订出这些系统必须符合的许多不同标准。例如，在美国，第三代便携通信系统遵循IS-136标准，该标准需要使用特定的调制方案和接入格式。在IS-136的情况下，所述调制方案可以是8-正交相移键控(8QPSK)、偏移π/4差分正交相移键控(π/4-DQPSK)或者其变形，而接入格式是TDMA。
在欧洲，全球移动通信系统(GSM)标准要求在窄带TDMA接入环境中使用高斯最小频移键控(GMSK)调制方案，该调制方案使用恒定包络调制方法。
而且，在使用窄带TDMA技术的典型GSM移动通信系统中，GMSK调制方案直接从振荡器向非线性功率放大器供给非常低噪声的相位调制(PM)发射信号。在此种配置中，非线性功率放大器可以被使用来由此允许对所述相位调制信号的有效调制和使功耗最小化，其中所述非线性功率放大器是高效的。因为已调制信号是从振荡器直接供给的，所以在功率放大器之前或之后的滤波的需要被最小化。此外，GSM收发机中的输出是恒定的包络(即，仅仅包含相位调制(PM)信号的非时变信号)调制信号。
便携通信技术中的一个进步是向低中频(IF)接收机和直接转换接收机(DCR)的实现。低IF接收机将射频(RF)信号变换到中频，该中频低于变换接收机的IF。直接转换接收机将射频(RF)接收信号直接下变频到基带(DC)，而不需要首先将所述RF信号变换到中频(IF)。直接转换接收机的一个好处是消除了在采用中频变换的系统中所使用的昂贵的滤波器组件。例如，在传统码分多址(CDMA)通信系统中，一个或多个表面声波(SAW)滤波器被实现以帮助将RF信号变换为IF信号。进一步使所述电路系统复杂化，这些SAW滤波器一般位于不同于许多所述接收机组件的器件上(即，“片外”)。
低IF或直接转换接收机允许使用位于与许多所述接收组件相同的器件上(即，“片上”)的电子电路系统来实现所述滤波器组件。在直接转换接收机实现中，高阶(例如，5阶或更高阶)有源滤波器被用来将所述接收信号从RF变换到DC。不幸的是，因为所述滤波器是使用位于与所述接收机组件相同的芯片上的电子电路系统来实现的，所以所述滤波器向所述接收信号添加了很大的噪声。所述添加的噪声降低了所述接收机的灵敏度，从而使得此种有源滤波器对实现而言存在挑战性。
滤波器对所述接收信号贡献的噪声可以由等式：噪声＝kC/T(等式1)来定义，其中k是常数，T＝温度，以及C＝电容量。根据等式1，很明显，噪声与电容量成反比。为了降低所述噪声，应该增加所述电容量。不幸的是，增加电容量消耗了其上制造所述接收机的芯片上的有价值面积。
因此，希望能够最小化直接转换接收机中的滤波器组件对接收信号贡献的噪声量，同时最大化接收机灵敏度。还希望最小化由所述滤波器组件消耗的器件上的面积量。
发明内容
本发明的实施例包括一种用于对无线接收机中的接收信号进行滤波的方法、一种用于无线接收机的低噪声滤波器以及一种采用所述方法的便携式收发机。无线接收机提供有放大器和滤波器电路，所述滤波器电路包含使用通用阻抗变换器实现的频率相关负电阻，以实现双二阶(bi-quad)滤波器。所述用于对无线接收机中的接收信号进行滤波的方法、所述低噪声滤波器以及所述便携式收发机在通用阻抗变换器中执行信号转换。实现所述低噪声滤波器，以便防止当处理带内信号时由所述滤波器产生的噪声在所述放大器级的输出上出现。
根据本发明的第一方面，提供一种用于对无线接收机中的接收信号进行滤波的方法，包括：向放大器提供接收的信号；以及使用包含配置来实现双二阶滤波器的单个频率相关负电阻的电路对所述接收的信号进行滤波，所述电路经由电阻耦合到所述放大器的输出，所述单个频率相关负电阻使用通用的阻抗变换器实现，以便所述电路中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处从所述放大器的输出中阻隔所述电路贡献的噪声，其中在所述带内接收频率处的滤波是通过所述放大器中的单个电压-电流转换和单个电流-电压转换来执行的。
根据本发明的第二方面，提供一种用于无线接收机的低噪声滤波器，包括：放大器；和电路，所述电路经由电阻耦合到所述放大器的输出并且包括使用通用阻抗变换器实现的单个频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器，所述电路配置为使得所述电路中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述电路产生的噪声出现在所述放大器的输出处，其中所述放大器和所述放大器的阻性负载分别在带内接收频率处执行电压-电流转换和电流-电压转换。
根据本发明的第三方面，提供一种便携式收发机，包括：调制器，其被配置来接收和调制数据信号；上变频器，其被配置来接收所述已调制的数据信号并且提供射频(RF)信号；发射机，其被配置来发射所述RF信号；以及直接转换接收机，其包括放大器和滤波器，所述滤波器包括使用通用阻抗变换器实现的单个频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器，所述单个频率相关负电阻与所述放大器输入电隔离，并且配置为使得所述通用阻抗变换器中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述滤波器产生的噪声出现在所接收的信号上，其中所述放大器和所述频率相关负电阻执行单个电压-电流转换和单个电流-电压转换。
根据本发明的第四方面，提供一种便携式收发机，包括：调制装置，用于调制数据信号；上变频装置，用于对所述已调制的数据信号进行上变频并且提供射频(RF)信号；发射装置，用于发射所述RF信号；转换装置，用于将接收的信号转换为基带信号；以及滤波装置，用于对所述基带信号进行滤波，以便耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述滤波装置产生的噪声出现在所述接收的信号上，所述滤波装置包括放大器和耦合到所述放大器输出的电路，所述电路包括使用通用阻抗变换器实现的、与放大器的输入电隔离的、配置来实现双二阶滤波器的单个频率相关负电阻，其中所述滤波装置执行单个电压-电流转换和单个电流-电压转换。
还提供了相关的操作方法。对于本领域技术人员而言，在研究了下述附图和发明详述后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将变得更加清楚。意图将所有这种额外的系统、方法、特征和优点都包括在这个描述中，都在本发明的范围内，并且受所附权利要求的保护。
根据本发明的第一方面，提供一种用于对无线接收机中的接收信号进行滤波的方法，包括：向放大器提供接收的信号；以及使用包含配置来实现双二阶滤波器的单个频率相关负电阻的电路对所述接收的信号进行滤波，所述电路经由电阻耦合到所述放大器的输出，所述单个频率相关负电阻使用通用的阻抗变换器实现，以便所述电路中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处从所述放大器的输出中阻隔所述电路贡献的噪声，其中在所述带内接收频率处的滤波是通过所述放大器中的单个电压-电流转换和单个电流-电压转换来执行的。
根据本发明的第二方面，提供一种用于无线接收机的低噪声滤波器，包括：放大器；和电路，所述电路经由电阻耦合到所述放大器的输出并且包括使用通用阻抗变换器实现的单个频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器，所述电路配置为使得所述电路中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述电路产生的噪声出现在所述放大器的输出处，其中所述放大器和所述放大器的阻性负载分别在带内接收频率处执行电压-电流转换和电流-电压转换。
根据本发明的第三方面，提供一种便携式收发机，包括：调制器，其被配置来接收和调制数据信号；上变频器，其被配置来接收所述已调制的数据信号并且提供射频(RF)信号；发射机，其被配置来发射所述RF信号；以及直接转换接收机，其包括放大器和滤波器，所述滤波器包括使用通用阻抗变换器实现的单个频率相关负电阻，以实现双二阶滤波器，所述单个频率相关负电阻与所述放大器输入电隔离，并且配置为使得所述通用阻抗变换器中耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述滤波器产生的噪声出现在所接收的信号上，其中所述放大器和所述频率相关负电阻执行单个电压-电流转换和单个电流-电压转换。
根据本发明的第四方面，提供一种便携式收发机，包括：调制装置，用于调制数据信号；上变频装置，用于对所述已调制的数据信号进行上变频并且提供射频(RF)信号；发射装置，用于发射所述RF信号；转换装置，用于将接收的信号转换为基带信号；以及滤波装置，用于对所述基带信号进行滤波，以便耦合在第一运算放大器的非反向输入和第二运算放大器的输出之间的电容器在带内接收频率处防止由所述滤波装置产生的噪声出现在所述接收的信号上，所述滤波装置包括放大器和耦合到所述放大器输出的电路，所述电路包括使用通用阻抗变换器实现的、与放大器的输入电隔离的、配置来实现双二阶滤波器的单个频率相关负电阻，其中所述滤波装置执行单个电压-电流转换和单个电流-电压转换。
还提供了相关的操作方法。对于本领域技术人员而言，在研究了下述附图和发明详述后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将变得更加清楚。意图将所有这种额外的系统、方法、特征和优点都包括在这个描述中，都在本发明的范围内，并且受所附权利要求的保护。
附图说明
参照下面的附图可以更好地理解本发明。在所述图形中的组件不必按比例绘制，而是将重点放在清楚地说明本发明的原理。此外，在图形中，相同的参考标记代表全部不同视图中的相应部件。
图1是说明包括根据本发明的滤波器链的简化便携式收发机的方框图；
图2是说明图1的接收机的方框图；
图3是说明图2的滤波器链的方框图。
图1是说明包括根据本发明的滤波器链的简化便携式收发机的方框图；
图2是说明图1的接收机的方框图；
图3是说明图2的滤波器链的方框图。
具体实施方式
虽然特别参照便携式收发机来描述，但是可以在使用低IF或直接转换接收机的任何通信设备中实现所述低噪声滤波器。
此外，所述低噪声滤波器可以被实现来按照不同模式进行操作，以支持多种无线标准。为了支持多种无线标准，下面描述的组件(例如，在所述低噪声滤波器中使用的电阻器和电容器)将被设计来在不同操作模式之间切换。这种实现中的控制电路可以使用专用硬件元件和逻辑来实现。软件部分可以存储在存储器中，并且由适当的指令执行系统(例如，微处理器)来执行。
所述低噪声滤波器的硬件实现可以包括下述技术中的任何一种或其组合，这些技术在本领域中是公知的：分立电子组件、具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门的分立逻辑电路、具有合适的逻辑门的专用集成电路、可编程门阵列(PGA)、现场可编程门阵列(FPGA)等。
所述低噪声滤波器的软件包括用于实现逻辑功能的可执行指令的已排序清单，并且可被嵌套在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备或其他系统使用或与之结合使用，所述指令执行系统、装置或设备诸如基于计算机的系统、包含处理器的系统，所述其他系统是能够从所述指令执行系统、装置或设备取回指令并且执行所述指令的系统。
在本文档的上下文中，“计算机可读介质”可以是能够容纳、存储、传送、传播或传输程序的任何装置，所述程序由所述指令执行系统、装置或设备使用或与所述指令执行系统、装置或设备结合使用。所述计算机可读介质可以是，例如但不局限于，电子、磁、光学、电磁、红外或半导体系统、装置、设备或传播介质。所述计算机可读介质的更为具体的实例(非排他性清单)包括下述：具有一个或多个布线的电连接(电子)、便携式计算机磁盘(磁)、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦写可编程只读存储器(EPROM或闪存)(磁)、光纤(光学)、以及便携式只读式紧凑光盘(CDROM)(光学)。注意，所述计算机可读介质甚至可以是其上打印了所述程序的纸或其他适当的介质，因为可以经由例如对所述纸或其他介质进行光学扫描来电子地捕获所述程序，随后(如果必要的话)以适当的方式对所述程序进行编译、解释或其他处理，并且随后将其存储在计算机存储器中。
图1是说明简化的便携式收发机100的方框图，其包括用于直接转换接收机的低噪声滤波器。便携式收发机100包括扬声器102、显示器104、键盘106以及麦克风108，所有这些都连接到基带子系统110。电源142也经由连接144连接到基带子系统110以向所述便携式收发机100提供能量，其中所述电源142可以是直流(DC)电池或其他电源。在特定的实施例中，便携式收发机100可以是，例如但不局限于，诸如移动蜂窝型电话的便携式电信手持机。扬声器102和显示器104分别经由连接112和114从基带子系统110接收信号，如同本领域技术人员所公知的。同样，键盘106和麦克风108分别经由连接116和118向基带子系统110供给信号。基带子系统110包括经由总线128进行通信的微处理器(μP)120、存储器122、模拟电路系统124以及数字信号处理器(DSP)126。尽管总线128被显示为单总线，但是它可以使用在基带子系统110中的子系统之间必需连接的多个总线来实现。
在一个实施例中，取决于实现下面描述的所述低噪声滤波器的方式，所述基带子系统110还可以包括专用集成电路(ASIC)135和现场可编程门阵列(FPGA)133。
微处理器120和存储器122为便携式收发机100提供信号定时、处理和存储功能。模拟电路系统124为基带子系统110内的信号提供模拟处理功能。基带子系统110经由连接132向发射机150和接收机170提供控制信号。虽然显示为单连接132，但是所述控制信号可以源自于DSP 126、ASIC 135、FPGA 133，或源自于微处理器120，并且可被供给到发射机150和接收机170内的各种连接。注意，为了简化起见，这里仅仅例示了便携式收发机的基本组件。所述基带子系统110提供的控制信号控制所述发射机150和接收机170内的各种组件。
如果所述低噪声滤波器控制是完全或部分地实现在由所述微处理器120执行的软件中，那么所述存储器122还包括所述低噪声滤波器软件255。所述低噪声滤波器软件255包括一个或多个可执行代码段，所述一个或多个可执行代码段能够存储在存储器中并且在微处理器120中执行。或者，所述低噪声滤波器软件255的功能可以被编码进ASIC 135中或者可以由FPGA 133执行。因为所述存储器122可被重写并且因为所述FPGA 133可被重编程，所以当使用这些技术中的任一技术来实现时，对所述低噪声滤波器软件255的升级可以被远程地发送到便携式收发机100中并且保存在该便携式收发机100中。
基带子系统110还包括模数转换器(ADC)134和数模转换器(DAC)136和138。虽然DAC 136和138被例示为两个单独的器件，但是可以理解，可以使用单个数模转换器来执行DAC 136和138的功能。ADC 134、DAC 136和DAC 138还可以经由总线128与微处理器120、存储器122、模拟电路系统124以及DSP 126进行通信。DAC 136将基带子系统110内的数字通信信息转换为模拟信号，以经由连接140传输到调制器152。显示为两个有向箭头的连接140包括从数字域到模拟域的转换后将由发射机150发射的信息。
所述发射机150包括调制器152，该调制器152调制连接140中的模拟信息并且经由连接158将已调制信号提供到上变频器154。所述上变频器154将连接158上的所述已调制信号变换并放大到系统的合适的发射频率和功率电平，其中所述便携式收发机100被设计来在所述系统中操作。由于本领域技术人员都可以理解，所以为了简化起见，省略了调制器152和上变频器154的细节。例如，连接140上的数据通常由基带子系统110格式化为同相(I)和正交(Q)分量。取决于所采用的通信标准，所述I和Q分量可以采取不同形式，并且被不同地格式化。
所述上变频器154经由连接156向双工器162供给已上变频的信号。所述双工器包括滤波器对，其允许同时递送发射信号和接收信号，如同本领域技术人员所熟知的。所述发射信号被从所述双工器164供给到天线160。
天线160接收的信号将被从双工器162导向到接收机170。所述接收机170包括下变频器172、根据本发明的一个方面构建的低噪声滤波器链180以及解调器178。所述下变频器172包括低噪声放大器(LNA)(未示出)和电路系统(未示出)，以将所述接收信号从RF级转换到基带级(DC)。所述DC级信号经由连接174被发送到所述低噪声滤波器链180。所述低噪声滤波器链包括至少一个滤波器级，该滤波器级包括放大器182和滤波器184。所述放大器182和滤波器184的操作将在下面详细描述。
所述解调器178恢复所发射的模拟信息，并且将表示该信息的信号经由连接186供给到ADC 134。ADC 134将这些模拟信号转换为基带频率的数字信号，并且经由总线128将所述信号转送到DSP 126以用于进一步处理。
图2是更为详细地例示图1中的接收机170的方框图。接收机170经由天线160接收信号，该天线160经由双工器(未示出)向低噪声滤波器(LNA)202供给RF频率级的接收信号。所述LNA 202放大所述接收信号并且将连接204上的所述已放大信号提供给所述混频器206。混频器206经由连接212从合成器208接收频率参考信号，也称为“本地振荡器”信号或“LO”。所述LO信号确定所述混频器206将经由连接204从LNA 202接收的信号下变频到哪个频率。在直接转换接收机的情况下，所述混频器206将接收的RF信号下变频到连接214上的DC信号。
连接214上的DC信号随后被供给到低噪声滤波器链180。所述低噪声滤波器链180包括至少一个滤波器级250。所述滤波器级250包括可变增益放大器(VGA)216和滤波器220。因为其配置产生复的极点和零点，所以滤波器220也被称为“双二阶”滤波器。传统双二阶实现通常使用关于两个模拟积分器的反馈和前馈来生成复的极点和零点对。所述放大器216和滤波器220分别表示图1中的放大器182和滤波器184。虽然使用多个放大器和滤波器来例示，但是取决于其中使用了接收机170的特定应用，所述低噪声滤波器链180可以包括单个滤波器级。
连接214上的DC信号被供给到可变增益放大器216。所述可变增益放大器216经由连接132从所述基带子系统110(图1)接收控制信号。所述可变增益放大器216放大连接214上的信号，并将所述已放大的信号供给到滤波器220。所述滤波器220对该信号进行滤波，以提供期望的信号输出。如果所述低噪声滤波器链180包括额外的滤波器级，那么滤波器220的输出被供给到随后的可变增益放大器222和滤波器224。所述放大和滤波继续，直到经由连接176将信号供给到所述解调器178以用于进一步处理。
图3是更详细地例示图2的滤波器级250的示意图。所述可变增益放大器216被描述为跨导放大器304(称为具有特性GM)和负载电阻(RL)310。所述负载电阻310表示所述跨导放大器304的阻性负载。所述跨导放大器304表示由可变增益放大器216提供的跨导放大。所述跨导放大器304接收连接214a和214b上的差分输入。连接306上的所述跨导放大器304的输出还形成滤波器级250的输出(VOUT)。所述跨导放大器304执行电压-电流(V-I)转换，而负载电阻310执行电流-电压(I-V)转换。所述跨导放大器304的容性负载CL由耦合到地的电容器320表示。
所述滤波器级250的输出还串联至电阻RZ322。所述电阻RZ322耦合到频率相关负电阻(FDNR)330。在这个实例中，频率相关负电阻330实现为通用阻抗变换器，有时称为“GIC”。频率相关负电阻330的基于GIC的实现被用来实现双二阶滤波器部件。所述FDNC 330的基于GIC的实现包括一对运算放大器(op-amp)332和344，以及相关的电容和电阻。所述运算放大器332的非反相输入经由连接336耦合到电阻RZ322和电容C1334之间的节点，而运算放大器332的反相输入经由连接338耦合到运算放大器344的反相输入。所述运算放大器344的非反相输入耦合到电容C2和电阻R3之间的节点。所述运算放大器332的输出经由连接362耦合到电阻R2352和R3354之间的节点。所述运算放大器344的输出经由连接346耦合到电容C1334和电阻R1342之间的节点。或者，所述电阻R2和电容C2的位置可以颠倒。
在接收机170的操作期间，基于GIC的FDNR 330具有两个主要的特性。在较低频率，当所述接收信号处于接收频带内(称为“带内”)的频率时，电容CL320和电容C1334表现为高阻抗(Z)，此外，可以通过电容C1334呈现出的高阻抗来防止由运算放大器332和334产生的任何噪声出现在输出306处。因此，事实上跨导放大器304的所有电流输出如箭头308所示穿过所述负载电阻RL，以没有FDNR 330贡献的噪声地出现在输出306处。
在较高的频率，当所述接收信号处于接收频带外(称为“带外”)的频率时，所述电容C1334和CL320的阻抗小于接收信号出现在带内时的阻抗。在带外频率处，信号中的电流的部分丢失，如箭头314和316所示，这是因为电容CL320和C1334的较低阻抗允许电流流过那些电容。因为电容CL320和C1334的阻抗减小，由基于GIC的FNDR 330产生的任何噪声被允许出现在输出306处。然而，因为这只有在接收信号处于带外时出现，所以运算放大器332和344所产生的噪声出现在输出306处，但是对输出信号不具有负面影响。
FNDR 330所产生的任何噪声在较低的带内频率时被电容C1334所呈现出的高阻抗来阻隔，但是在较高的带外频率时出现在输出306处，但是，在带外频率时，所述噪声对所述滤波器级250的性能没有负面影响。因为在带内频率时噪声被防止出现在输出306处，以及因为在带外频率时输出306处的噪声没有负面影响，所以小的电容值并且从而物理尺寸小的组件可以用来形成电容，这样大大减小了所述滤波器级250所消耗的空间量。
选择基于GIC的FDNR 330内的组件的值以实现期望的滤波器极点，并且选择电阻RZ 322的值以实现期望的滤波器零点，以便可以使用基于GIC的频率相关负电阻330来实现“双二阶”滤波器。
虽然已经描述了本发明的各种实施例，但是对于本领域普通技术人员而言显而易见的是，在本发明的范围内的许多更多的实施例和实现是可能的。因此，本发明由所附权利要求书和其等价物来限定。
此外，所述低噪声滤波器可以被实现来按照不同模式进行操作，以支持多种无线标准。为了支持多种无线标准，下面描述的组件(例如，在所述低噪声滤波器中使用的电阻器和电容器)将被设计来在不同操作模式之间切换。这种实现中的控制电路可以使用专用硬件元件和逻辑来实现。软件部分可以存储在存储器中，并且由适当的指令执行系统(例如，微处理器)来执行。
所述低噪声滤波器的硬件实现可以包括下述技术中的任何一种或其组合，这些技术在本领域中是公知的：分立电子组件、具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门的分立逻辑电路、具有合适的逻辑门的专用集成电路、可编程门阵列(PGA)、现场可编程门阵列(FPGA)等。
所述低噪声滤波器的软件包括用于实现逻辑功能的可执行指令的已排序清单，并且可被嵌套在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备或其他系统使用或与之结合使用，所述指令执行系统、装置或设备诸如基于计算机的系统、包含处理器的系统，所述其他系统是能够从所述指令执行系统、装置或设备取回指令并且执行所述指令的系统。
在本文档的上下文中，“计算机可读介质”可以是能够容纳、存储、传送、传播或传输程序的任何装置，所述程序由所述指令执行系统、装置或设备使用或与所述指令执行系统、装置或设备结合使用。所述计算机可读介质可以是，例如但不局限于，电子、磁、光学、电磁、红外或半导体系统、装置、设备或传播介质。所述计算机可读介质的更为具体的实例(非排他性清单)包括下述：具有一个或多个布线的电连接(电子)、便携式计算机磁盘(磁)、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦写可编程只读存储器(EPROM或闪存)(磁)、光纤(光学)、以及便携式只读式紧凑光盘(CDROM)(光学)。注意，所述计算机可读介质甚至可以是其上打印了所述程序的纸或其他适当的介质，因为可以经由例如对所述纸或其他介质进行光学扫描来电子地捕获所述程序，随后(如果必要的话)以适当的方式对所述程序进行编译、解释或其他处理，并且随后将其存储在计算机存储器中。
图1是说明简化的便携式收发机100的方框图，其包括用于直接转换接收机的低噪声滤波器。便携式收发机100包括扬声器102、显示器104、键盘106以及麦克风108，所有这些都连接到基带子系统110。电源142也经由连接144连接到基带子系统110以向所述便携式收发机100提供能量，其中所述电源142可以是直流(DC)电池或其他电源。在特定的实施例中，便携式收发机100可以是，例如但不局限于，诸如移动蜂窝型电话的便携式电信手持机。扬声器102和显示器104分别经由连接112和114从基带子系统110接收信号，如同本领域技术人员所公知的。同样，键盘106和麦克风108分别经由连接116和118向基带子系统110供给信号。基带子系统110包括经由总线128进行通信的微处理器(μP)120、存储器122、模拟电路系统124以及数字信号处理器(DSP)126。尽管总线128被显示为单总线，但是它可以使用在基带子系统110中的子系统之间必需连接的多个总线来实现。
在一个实施例中，取决于实现下面描述的所述低噪声滤波器的方式，所述基带子系统110还可以包括专用集成电路(ASIC)135和现场可编程门阵列(FPGA)133。
微处理器120和存储器122为便携式收发机100提供信号定时、处理和存储功能。模拟电路系统124为基带子系统110内的信号提供模拟处理功能。基带子系统110经由连接132向发射机150和接收机170提供控制信号。虽然显示为单连接132，但是所述控制信号可以源自于DSP 126、ASIC 135、FPGA 133，或源自于微处理器120，并且可被供给到发射机150和接收机170内的各种连接。注意，为了简化起见，这里仅仅例示了便携式收发机的基本组件。所述基带子系统110提供的控制信号控制所述发射机150和接收机170内的各种组件。
如果所述低噪声滤波器控制是完全或部分地实现在由所述微处理器120执行的软件中，那么所述存储器122还包括所述低噪声滤波器软件255。所述低噪声滤波器软件255包括一个或多个可执行代码段，所述一个或多个可执行代码段能够存储在存储器中并且在微处理器120中执行。或者，所述低噪声滤波器软件255的功能可以被编码进ASIC 135中或者可以由FPGA 133执行。因为所述存储器122可被重写并且因为所述FPGA 133可被重编程，所以当使用这些技术中的任一技术来实现时，对所述低噪声滤波器软件255的升级可以被远程地发送到便携式收发机100中并且保存在该便携式收发机100中。
基带子系统110还包括模数转换器(ADC)134和数模转换器(DAC)136和138。虽然DAC 136和138被例示为两个单独的器件，但是可以理解，可以使用单个数模转换器来执行DAC 136和138的功能。ADC 134、DAC 136和DAC 138还可以经由总线128与微处理器120、存储器122、模拟电路系统124以及DSP 126进行通信。DAC 136将基带子系统110内的数字通信信息转换为模拟信号，以经由连接140传输到调制器152。显示为两个有向箭头的连接140包括从数字域到模拟域的转换后将由发射机150发射的信息。
所述发射机150包括调制器152，该调制器152调制连接140中的模拟信息并且经由连接158将已调制信号提供到上变频器154。所述上变频器154将连接158上的所述已调制信号变换并放大到系统的合适的发射频率和功率电平，其中所述便携式收发机100被设计来在所述系统中操作。由于本领域技术人员都可以理解，所以为了简化起见，省略了调制器152和上变频器154的细节。例如，连接140上的数据通常由基带子系统110格式化为同相(I)和正交(Q)分量。取决于所采用的通信标准，所述I和Q分量可以采取不同形式，并且被不同地格式化。
所述上变频器154经由连接156向双工器162供给已上变频的信号。所述双工器包括滤波器对，其允许同时递送发射信号和接收信号，如同本领域技术人员所熟知的。所述发射信号被从所述双工器164供给到天线160。
天线160接收的信号将被从双工器162导向到接收机170。所述接收机170包括下变频器172、根据本发明的一个方面构建的低噪声滤波器链180以及解调器178。所述下变频器172包括低噪声放大器(LNA)(未示出)和电路系统(未示出)，以将所述接收信号从RF级转换到基带级(DC)。所述DC级信号经由连接174被发送到所述低噪声滤波器链180。所述低噪声滤波器链包括至少一个滤波器级，该滤波器级包括放大器182和滤波器184。所述放大器182和滤波器184的操作将在下面详细描述。
所述解调器178恢复所发射的模拟信息，并且将表示该信息的信号经由连接186供给到ADC 134。ADC 134将这些模拟信号转换为基带频率的数字信号，并且经由总线128将所述信号转送到DSP 126以用于进一步处理。
图2是更为详细地例示图1中的接收机170的方框图。接收机170经由天线160接收信号，该天线160经由双工器(未示出)向低噪声滤波器(LNA)202供给RF频率级的接收信号。所述LNA 202放大所述接收信号并且将连接204上的所述已放大信号提供给所述混频器206。混频器206经由连接212从合成器208接收频率参考信号，也称为“本地振荡器”信号或“LO”。所述LO信号确定所述混频器206将经由连接204从LNA 202接收的信号下变频到哪个频率。在直接转换接收机的情况下，所述混频器206将接收的RF信号下变频到连接214上的DC信号。
连接214上的DC信号随后被供给到低噪声滤波器链180。所述低噪声滤波器链180包括至少一个滤波器级250。所述滤波器级250包括可变增益放大器(VGA)216和滤波器220。因为其配置产生复的极点和零点，所以滤波器220也被称为“双二阶”滤波器。传统双二阶实现通常使用关于两个模拟积分器的反馈和前馈来生成复的极点和零点对。所述放大器216和滤波器220分别表示图1中的放大器182和滤波器184。虽然使用多个放大器和滤波器来例示，但是取决于其中使用了接收机170的特定应用，所述低噪声滤波器链180可以包括单个滤波器级。
连接214上的DC信号被供给到可变增益放大器216。所述可变增益放大器216经由连接132从所述基带子系统110(图1)接收控制信号。所述可变增益放大器216放大连接214上的信号，并将所述已放大的信号供给到滤波器220。所述滤波器220对该信号进行滤波，以提供期望的信号输出。如果所述低噪声滤波器链180包括额外的滤波器级，那么滤波器220的输出被供给到随后的可变增益放大器222和滤波器224。所述放大和滤波继续，直到经由连接176将信号供给到所述解调器178以用于进一步处理。
图3是更详细地例示图2的滤波器级250的示意图。所述可变增益放大器216被描述为跨导放大器304(称为具有特性GM)和负载电阻(RL)310。所述负载电阻310表示所述跨导放大器304的阻性负载。所述跨导放大器304表示由可变增益放大器216提供的跨导放大。所述跨导放大器304接收连接214a和214b上的差分输入。连接306上的所述跨导放大器304的输出还形成滤波器级250的输出(VOUT)。所述跨导放大器304执行电压-电流(V-I)转换，而负载电阻310执行电流-电压(I-V)转换。所述跨导放大器304的容性负载CL由耦合到地的电容器320表示。
所述滤波器级250的输出还串联至电阻RZ322。所述电阻RZ322耦合到频率相关负电阻(FDNR)330。在这个实例中，频率相关负电阻330实现为通用阻抗变换器，有时称为“GIC”。频率相关负电阻330的基于GIC的实现被用来实现双二阶滤波器部件。所述FDNC 330的基于GIC的实现包括一对运算放大器(op-amp)332和344，以及相关的电容和电阻。所述运算放大器332的非反相输入经由连接336耦合到电阻RZ322和电容C1334之间的节点，而运算放大器332的反相输入经由连接338耦合到运算放大器344的反相输入。所述运算放大器344的非反相输入耦合到电容C2和电阻R3之间的节点。所述运算放大器332的输出经由连接362耦合到电阻R2352和R3354之间的节点。所述运算放大器344的输出经由连接346耦合到电容C1334和电阻R1342之间的节点。或者，所述电阻R2和电容C2的位置可以颠倒。
在接收机170的操作期间，基于GIC的FDNR 330具有两个主要的特性。在较低频率，当所述接收信号处于接收频带内(称为“带内”)的频率时，电容CL320和电容C1334表现为高阻抗(Z)，此外，可以通过电容C1334呈现出的高阻抗来防止由运算放大器332和334产生的任何噪声出现在输出306处。因此，事实上跨导放大器304的所有电流输出如箭头308所示穿过所述负载电阻RL，以没有FDNR 330贡献的噪声地出现在输出306处。
在较高的频率，当所述接收信号处于接收频带外(称为“带外”)的频率时，所述电容C1334和CL320的阻抗小于接收信号出现在带内时的阻抗。在带外频率处，信号中的电流的部分丢失，如箭头314和316所示，这是因为电容CL320和C1334的较低阻抗允许电流流过那些电容。因为电容CL320和C1334的阻抗减小，由基于GIC的FNDR 330产生的任何噪声被允许出现在输出306处。然而，因为这只有在接收信号处于带外时出现，所以运算放大器332和344所产生的噪声出现在输出306处，但是对输出信号不具有负面影响。
FNDR 330所产生的任何噪声在较低的带内频率时被电容C1334所呈现出的高阻抗来阻隔，但是在较高的带外频率时出现在输出306处，但是，在带外频率时，所述噪声对所述滤波器级250的性能没有负面影响。因为在带内频率时噪声被防止出现在输出306处，以及因为在带外频率时输出306处的噪声没有负面影响，所以小的电容值并且从而物理尺寸小的组件可以用来形成电容，这样大大减小了所述滤波器级250所消耗的空间量。
选择基于GIC的FDNR 330内的组件的值以实现期望的滤波器极点，并且选择电阻RZ 322的值以实现期望的滤波器零点，以便可以使用基于GIC的频率相关负电阻330来实现“双二阶”滤波器。
虽然已经描述了本发明的各种实施例，但是对于本领域普通技术人员而言显而易见的是，在本发明的范围内的许多更多的实施例和实现是可能的。因此，本发明由所附权利要求书和其等价物来限定。