码分多址信号的去相关区分系统

摘要

本发明涉及码分多址信号的去相关区分系统，提供了新的多用户接收器配置技术，该技术解决了多用户接收器如干扰抵消器、去相关器以及最小均方误差检测的用户信号分离功能所存在的问题。即，提供了一种码分多址信号的去相关/识别方法，以实现就进行1位传送所需的功率带振幅积(其为对CDMA方法的评测基准而言比上述方法的性能好得多的性能)。并向顺序检测型最小均方误差检测方法的框图中由虚线表示的常规最小均方误差检测器MMSE-D添加一种顺序判定最佳用户的功能。

权利要求

1.一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，所述用户发送器能够发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并能够发送作为所述扩展序列的导频码元以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方误差检测器，通过对针对接收码元向量r得到的线性方程系统进行求解对输入向量进行分析，所述输入向量是包含有多用户特定数据响应的所述接收码元向量r，每个多用户特定数据响应都已通过信道传送了发送数据，所述线性方程系统由未知数向量b和用户分离矩阵U组成，所述用户分离矩阵U由具有所有用户导频响应的导频矩阵和与白噪声功率相乘的单位矩阵组成，该去相关区分系统的特征在于，所述基站接收器包括：

分析电路，其用于对由带有第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统标识的线性方程系统进行求解，以产生第零软输出向量功率估计器，其用于产生通过对所述第零用户分离矩阵U0进行矩阵求逆而产生的噪声评估矩阵C的各用户对应噪声评估向量的方差，作为由K个分量组成的第零正确解测度PC0；

最佳用户判决电路，其用于基于所述第零正确解测度PC0的多个最小候选分量中的一个，对应于第一最佳用户uk’判定所述第零软输出向量的第一最佳软输出分量判决电路，其用于对所述第一最佳软输出向量执行硬判决，以获得检测值以及

最佳用户去除器、调制器和求和电路，其用于从带有所述第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统中去除与第一最佳用户uk’相对应的分量，以生成由带有第一用户分离矩阵U1的第一去相关方程系统标识的方程系统；

其中所述分析电路对所述第一去相关方程系统进行求解以产生第一软输出向量

所述功率估计器产生由所述第一用户分离矩阵U1的逆矩阵产生的噪声评估矩阵C的各个用户对应噪声评估向量的方差，作为由(K-1)个分量组成的第一正确解测度PC1，所述最佳用户判决电路基于所述第一正确解测度PC1的多个最小候选分量中的一个，判定所述第一软输出向量的多个软输出中对应于第二最佳用户uk”的第二最佳输出分量以及所述判决电路对所述第二最佳软输出分量执行硬判决，以获得检测值

这样，对随后的去相关方程系统顺序地重复与施加给所述第一去相关方程系统的方法相同的方法，以判定对应于随后的最佳用户的各个最佳软输出分量，以获得所有用户已发送出的发送数据的检测值。

2.一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，所述用户发送器能够发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并能够发送作为所述扩展序列的导频码元以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方误差检测器，通过对针对接收码元向量r得到的线性方程系统进行求解对输入向量进行分析，所述输入向量是包含有多用户特定数据响应的所述接收码元向量，每个多用户特定数据响应都已通过信道传送了发送数据，所述线性方程系统由未知数向量b和用户分离矩阵U组成，所述用户分离矩阵U由具有所有用户导频响应的导频矩阵和与白噪声功率相乘的单位矩阵组成，该去相关区分系统的特征在于，所述基站接收器包括：

分析电路，其用于对由带有第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统标识的方程系统进行求解，以产生第零软输出向量功率估计器，其用于产生通过对所述第零用户分离矩阵U0进行矩阵求逆而产生的噪声评估矩阵C的各用户对应噪声评估向量的方差，作为由K个分量组成的第零正确解测度PC0；

对数似然比估计器，其用于以输入白噪声功率Nr0和第零正确解测度PC0来计算对于第k个用户的标准偏差σk，以组成误差振幅分布，基于带有所述标准偏差σk的误差振幅分布和所述第零软输出向量的所述K个分量，来计算由K个分量组成的第零个标准化概率比λ0标识的比；

最佳用户判决电路，其用于基于所述第零标准化概率比λ0的多个最大候选分量中的一个，对应于第一最佳用户uk’判定所述第零软输出向量的第一最佳软输出分量判决电路，其用于对所述第一最佳软输出向量执行硬判决，以获得检测值以及

最佳用户去除器、调制器和求和电路，其用于从带有所述第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统中去除与第一最佳用户uk’相对应的分量，以生成由带有第一用户分离矩阵U1的第一去相关方程系统标识的系统；

其中所述分析电路对所述第一去相关方程系统进行求解以产生第一软输出向量所述功率估计器产生由所述第一用户分离矩阵U1的逆矩阵产生的噪声评估矩阵C的各个用户对应噪声评估向量的方差，作为由(K-1)个分量组成的第一正确解测度PC1，所述最佳用户判决电路基于所述第一标准化概率比λ1的多个最大候选分量中的一个，判定所述第一软输出向量的多个软输出中对应于第二最佳用户uk”的第二最佳输出分量以及所述判决电路对所述第二最佳软输出分量执行硬判决，以获得检测值

这样，对随后的去相关方程系统顺序地重复与施加给所述第一系统的方法相同的方法，以判定对应于随后的最佳用户的各个最佳软输出分量，以获得所有用户已发送出的发送数据的检测值。

3.一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，并且所述用户发送器能够发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并能够发送作为所述扩展序列的导频码元以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器包括最小均方误差检测器，通过对针对接收码元向量r得到的线性方程系统进行求解对输入向量进行分析，所述输入向量是包含有多用户特定数据响应的所述接收码元向量，每个多用户特定数据响应都已通过信道传送了发送数据，所述线性方程系统由未知数向量b和用户分离矩阵U组成，所述用户分离矩阵U由具有所有用户导频响应的导频矩阵和与白噪声功率相乘的单位矩阵组成，该去相关区分系统的特征在于，所述基站接收器包括：

分析电路，其用于对带有用户分离矩阵U的去相关方程系统求解，以产生第零软输出向量第零干扰发生器，其用于将第零软输出向量乘以接收噪声功率以及所述用户分离矩阵U的逆矩阵，以计算第零干扰校正向量c0，第零加法器，其用于将第零干扰校正向量c0加到第零软输出向量上，以产生第一软输出向量以及其中通过对随后的级各自顺序地重复与施加以产生第一软输出向量的方法相同的方法，第一到第(n-1)干扰发生器产生第一到第(n-1)干扰校正向量，接在所述干扰发生器之后的各个加法器顺序地产生第二软输出向量到第n向量以及判定电路，其用于对最终软输出向量的各个软输出分量执行硬判决，以获得所有用户已发送出的发送数据的检测值。

4.根据权利要求3所述的码分多址信号的去相关区分系统，

其特征在于，所述基站接收器包括：

分析电路，其用于将在所述用户分离矩阵U中使用的所述与白噪声功率相乘的单位矩阵的进入振幅增大到噪声功率系数乘噪声功率λN/Nr0，以产生带有由所述噪声功率系数λN修改的用户分离修正矩阵U的去相关方程系统，并用所述用户分离修正矩阵U求解去相关方程系统以产生第零软输出向量；

第零干扰发生器，其用于限制第零软输出向量的振幅，以产生第零修正软输出向量通过将所述第零修正软输出向量乘以所述噪声功率以及所述用户分离修正矩阵U的逆矩阵，来生成干扰校正向量的方程，求解所述方程以产生干扰校正向量，并将所述干扰校正向量乘以干扰功率估计系数θ来计算第零干扰校正向量c0；

第零加法器，其用于将所述第零干扰校正向量c0加到所述第零修正软输出向量以生成第一修正软输出向量其中对随后的多个级重复相同的方法，以根据权利要求3在第n级获得第n级的修正软输出向量

5.根据权利要求1至3中的任一项所述的码分多址信号的去相关区分系统，

其特征在于，所述基站接收器包括：

分析电路，其用于从各用户发送器接收多个导频响应向量，将所述多个导频响应向量中的每一个分离成在目标码元时段到达的当前导频码元的主响应和在同一目标码元时段到达的先前导频码元的多个延迟波响应，为每个用户生成由通过对所述主响应与所述多个延迟波响应取代数和而得到的多个合成导频响应组成的导频响应组；

生成由所有用户的所述多个合成导频响应组成的导频响应矩阵P，生成以通过所述导频响应矩阵P和所述与白噪声功率相乘的单位矩阵构成的用户分离矩阵U、未知数据向量b以及接收码元向量r作为构成元素的去相关方程系统，以及根据权利要求1至3中的任一项对所述去相关方程系统进行求解，以获得软输出向量

6.根据权利要求1至3中的任一项所述的码分多址信号的去相关区分系统，

其特征在于，所述基本系统由其中对多个天线进行排列以执行通信的多输入多输出系统组成，其包括：每一个所述用户发送器，其用于在由多个(Nτ)时隙和多个(N)发送天线构成的时空发送轴上将多个(Nd)发送数据分配给NτN个码元，并在Nτ个码元时段上发送NτN个码元，以及所述基站接收器，其用于在多个(M)天线处在Nτ个码元时隙上接收多个码元，当第k个用户发送器在Nτ个码元时隙中的第τ个码元时隙上发送Nd个码元中的第d个发送导频码元时，存储在第m个接收天线处接收到的导频码元的导频响应pdτnmk，针对天线编号m和时序编号τ，生成通过只将与第d个导频响应相对应的导频响应pdτnmK连接起来而获得的连接导频响应向量pdk，生成由这些向量组成的导频响应矩阵P，生成通过将在所述Nτ个码元时隙上接收到的M个接收码元向量连接起来而获得的连接接收向量r，生成带有由所述导频响应矩阵P和所述与白噪声功率相乘的单位矩阵组成的用户分离矩阵U、所述连接接收向量r以及未知数据向量b的去相关方程系统，以及根据权利要求1至3中的任一项对去相关方程系统进行求解，以获得所述发送数据向量b的软输出向量。

7.根据权利要求6所述的码分多址信号的去相关区分系统，

其特征在于，

每一个所述用户发送器预先对N个发送码元的时序进行交织，以产生交织码元，并在Nτ个时隙上发送所述交织码元，其中N是发送天线的数量，并且所述基站接收器用于对M个接收码元执行去交织，其中M等于接收天线的数量，以产生去交织输出，针对由所述去交织输出构成的Nτ个码元组中的每一个生成去相关方程系统，并根据权利要求6对所述去相关方程系统进行求解，以获得对应于发送数据向量b的软输出向量。

8.根据权利要求1至3中的任一项所述的码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，该去相关区分系统的特征在于，

所述用户发送器发送以扩展序列传播数据所得的数据码元，以及作为所述扩展序列的导频码元，以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，通过向核心扩展序列添加多个保护序列来生成包络循环移位扩展序列，所述核心扩展序列属于一对完全互补扩展序列的k移位序列或零相关区扩展序列的k移位序列，以及对发送定时进行控制，使得所有用户特定接收码元分量都可以在同步或准同步条件下到达所述基站接收器，并且所述用户接收器提取所述接收码元的核心时段部分作为输入向量，并根据权利要求1至3中任一项的方法利用最小均方误差检测器对所述输入向量进行分析。

9.根据权利要求1至3中的任何一项所述的码分多址信号的去相关区分系统，其特征在于，

由K个用户发送器中的第k个用户发送器标识的用户发送器生成带有保护添加扩展序列的导频码元，并准备各自由按正交码通过码长度为N的第k个正交码字调制过的N个码元组成的导频码元序列，并且发送所述导频码元序列，使得它可以在同步或准同步条件下与由其它用户站发送出的其它导频码元序列一起到达所述接收器处，并且所述基站接收器接收通过所有用户特定导频响应多路复用后的导频响应序列，并将所述导频响应序列施加给匹配到第k个正交码字的匹配滤波器，以生成第k个用户的导频响应向量，产生由所有K个用户的导频响应向量组成的导频响应矩阵P，以建立去相关方程系统，并且根据权利要求1至3中的任一项求解所述去相关方程系统。

10.根据权利要求1或2中的任何一项所述的码分多址信号的去相关区分系统，其特征在于，

所述接收器利用通过从所述用户分离矩阵U中去除所述与白噪声相乘的单位矩阵I而得到的用户分离矩阵，生成去相关方程系统，并根据权利要求1或2用所述最小均方误差检测器对所述去相关方程系统进行求解。

11.根据权利要求1至3中任一项所述的码分多址信号的去相关区分系统，其中，所述基本系统由对多个天线进行排列以执行通信的多输入多输出系统组成，并包括：每一个所述用户发送器，其用于发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并发送作为所述扩展序列的导频码元，以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且所述基站接收器，其用于在多个(M)天线处在Nτ个码元时隙上接收多个码元，该去相关区分系统的特征在于，

所述接收器接收通过M个所述天线获得的M个导频响应向量每用户，通过对所述导频响应向量进行连接来生成扩充导频响应向量，并通过将为所有用户获得的扩充导频响应向量进行组合来生成导频响应矩阵P，通过将通过M个所述天线获得的所有接收码元连接起来而生成扩充接收向量r，建立带有由所述导频响应矩阵P得到的用户分离矩阵U的去相关方程系统，并根据权利要求1至3中的任一项对所述去相关方程系统进行求解以获得对应于发送数据向量b的软输出向量

12.根据权利要求5所述的码分多址信号的去相关区分系统，

其特征在于，

每一个所述用户发送器生成带有通过向核心扩展序列添加模拟延迟序列而产生的扩充序列的数据和导频码元，使得将所述模拟延迟序列排列在作为与所述核心扩展序列相同的时隙的发送码元时段的尾部外，并且发送所述数据和所述导频码元，使得与所述模拟延迟序列相对应的接收分量占据与随后码元的前部相交叠的时间位置，并且所述接收器接收数据码元和K个用户导频响应，建立带有具有由所述K个用户导频和所述接收数据码元所得的增强正则性的用户分离矩阵的去相关方程系统，以及根据权利要求5对所述去相关方程系统进行求解，以获得对应于发送数据向量b的软输出向量

说明书

技术领域

本发明涉及使用扩频调制的码分多址通信系统(CDMA)，其可减小混入传输处理中的白噪声和在通过接收器进行的多用户信号分离处理中产生的干扰噪声，可增强频率利用效率，并且可减小功率带宽积。在此情况下，采用用于其中对BPSK信号施加扩频调制的移动通信系统的收发器的调制/解调技术作为示例，来说明用于多用户接收器的用户分离技术。

背景技术

扩频通信是使用其中通过发送数据来调制扩展序列的扩频调制技术的系统。由于该扩展调制，将具有相对窄的带宽的数据序列频谱扩展成宽频带，生成了待发送的扩频信号。在其中基站(BS)提供通信业务的分区(小区或区段)中，存在多个用户站的用户(以下称为用户)。这种通信系统的优异之处在于：每单位频率消耗的发送功率低，可以将对其他通信的干扰保持在相对低的水平，并且该系统具有对混入传输处理中的干扰(jumming)噪声(AWGN)和来自除所需移动站以外的移动站(即，干扰站)的站间干扰噪声的固有强抵抗性。然而，由于来自大量站的通信共享同一时隙和同一频带，因此存在如下问题：每单位频带将累积的用户数量的增加受到站间干扰(噪声)的阻碍。也就是说，由这种噪声导致的干扰降低了频率利用效率并增加了所需发送功率。
图16是例示了一种通过无线电通信信道执行直接序列扩频(DS-SS)通信的移动通信系统的一般结构的的框图。在此，在一小区中的K个用户中的第k个用户uk(k＝1，2，...K)的发送器TXk对具有二进制发送数据bk的无线电频带载波进行调制以获得二进制相移键控(BPSK)码元skBP，并利用BPSK码元skBP对分配给K个用户的K个序列中的第k个扩展序列gk进行调制以产生扩频码元sk(码元表示传送数据的有限时间信号)。然后，通过无线电通信信道发送sk。为了区分所述K个用户的地址，使用互不相同的多个伪噪声(PN)序列作为第k个序列gk。
接收器RX通过天线接收接收码元r，该接收码元r包括从所有用户接收到的扩频调制码元作为多个分量，并通过本地载波对接收码元r进行解调以获得基带码元rBB。接收器RX将该基带码元施加给与第k个扩展序列gk匹配的匹配滤波器MFk，以生成软输出作为第k个软输出。通过硬判决电路DEC将软输出与阈值进行比较，以获得二进制数据的第k个检测值(第k个是指从第k个用户发送了该数据)(将该匹配滤波器检测称为“相关检测”)。
将检测到的数据施加给同步电路SYNC。对扩展序列的生成定时进行控制，以与载波相位和包含在接收码元r中的第k个用户特定接收码元分量的分量相同步。在图16中的TX和RX中，载波fC与扩展序列gk的多个乘法函数的顺序的排列经常彼此互换。然而，整体调制和解调函数保持相同，并且可使用任何配置。
上述接收器使用这样一种接收系统：其中，并联地排列用于检测相对应的用户码元的不同的各匹配滤波器。在该系统中，当用户数量K增加时，不能将在分配给用户的第k个序列gk与分配给另一用户的第k’个(不同的)序列gk’(k≠k’)之间的交叉相关性设计成保持在充分低的水平。除扩展序列以外，导频响应pk还受多个收发器之间的多路信道增益的影响，并且一对这种导频响应之间的用户间交叉相关性具有比它们自己相对应的导频序列之间的相关性更大的值。此外，相邻码元的多路延迟波会产生码元间干扰(ISI)，这阻碍了用户数量K的增加。因此，不可能改进频率利用效率。
为了抑制由上述干扰噪声导致的干扰，已经研究了用于通过对去相关方程求解来执行用户分离和相邻码元分离的多用户接收器的许多方法。然而，尚未获得足够的噪声抑制效果。在此，以下示出与本发明密切相关的7个现有技术列表：
(A)[Mamoru Sawahashi，Yoshinori Miki，Hidehiro Andoh and KenichiHiguchi，Pilot Symbol-Assisted Coherent Multistage Interface CancellerUsing Recursive Channel Estimation for DS-CDMA Mobile Radio”IEICETrans.Commun.，Vol.E79-B，No.9，pp.1262 to 1270，(09.1996)]
(B)[Mitsuhiro Tomita，Noriyoshi Kuroyanagi，Satoru Ozawa and NaokiSuehiro，“Error rate performance improvement for a de-correlating CDMAreceiver by introducing additional dummy pilot response”，PIMRC’02，Lisbon(09.2002)]
(C-1)[D.Koulakiotis and A.H.Aghvami，CTR，King’s Collage，University of London“Data Detection Techniques for DS-CDMA MobileSystems：A Review”，IEEE Personal Comm.，pp.24 to 34，June 2000]
(C-2)[T.Abe and T.Matsumoto，“Space-Time Turbo Equalization andSymbol Detection in Frequency Selective MIMO Channels with UnknownInterference”，Proc.WPMC’01，Aalborg Denmark(09.2001)]
(D)[Siavash M.Alamouti“A Simple Transmit Diversity Technique forWireless Communications”IEEE JSAC，Vol.16，No.8(10.1998)]
(E)[Naoki Seuhiro，Noriyoshi Kuroyanagi，Toshiaki Imoto and ShinyaMatsufuji，“Very Efficient Frequency Usage Systems using ConvolutionalSpread Time Signals Based on Complete Complementary Code”，PIMRC’2000，(09.2000)]
(F)[Jiangzhou Wang and Jun Chen“Performance of Wideband CDMASystems with Complex Spreading and Imperfect Channel Estimation”IEEEJSAC Vol.19，No.1，(01.2001)]
系统(A)旨在通过对图16说明的系统中的第k个匹配滤波器MFk的功能进行升级以检测第k个用户uk的数据，并使用了配备有图17所示的干扰抵消器的接收器。在干扰抵消器IC-1(第一级)中，匹配滤波器组MFB通过使用接收输入r1和从导频响应存储器PRM提供的导频响应来生成除第(k1)个用户以外的所有用户的估计发送数据(软输出)通过使用软输出第一干扰发生器I-GEN1生成副本(伪输入)Φ[k]。通过从输入r1减去Φ[k]，干扰抵消器IC-1生成软输出通过对软输出执行硬判决，获得了检测值通过第二干扰发生器I-GEN2利用该生成相对应的副本Φk1。向抵消器(被称为第二级)IC-2施加通过从所接收输入r1减去副本Φk1而得到的输入r2。抵消器IC-2对输入r2重复施加与IC-1已执行的操作相同的操作。在该方法中，由于在各用户的导频响应之间存在大的交叉相关性，结果在软输出中残留大干扰分量。因此，不能充分地降低误码率。
图18示出了多用户接收器的功能框图。图18(a)示出了对应于系统(B)的去相关检测器(系统DD)。在此情况下，各用户发送器都发送导频码元，以不受来自其他用户的干扰波的干扰。该接收器接收这些导频码元并且总是在导频响应存储器PRM中准备来自所有用户的高度精确的导频响应。各用户发送器都使用分配给该用户的序列和由所有用户使用的公共载波来生成待由发送器发送的发送数据码元。更具体来说，在系统(B)中，每个用户都向基站(BS)发送导频信号，使得BS可精确辨识从各用户到基站的信道增益特性(信道)。因此，基站BS可获得来自第k(＝1，2，...，K)个用户uk的发送路径的导频响应(信道增益特性)pk。通过以下公式给出接收码元r：
$r=\underset{k=0}{\overset{K}{\Sigma }}{b}_k{p}_k+x---(A-1)$
其中，bk是第k个用户uk的发送数据，x是包括在接收码元r中的白噪声(AWGN)。通过使用由所有用户的导频响应pk组成的导频响应矩阵P，由图18中的去相关检测器(Decor)对方程(A-1)进行求解，以获得与发送数据相对应的软输出其中Δbk是误差。该系统具有使得可以完全去除干扰波的影响的优点。
然而，在系统(B)中，由于导频响应矩阵P依赖于信道增益，因此矩阵P的正则性往往会降低，并且在求解方程的过程中会放大AWGN分量，导致包含在软输出中的误差Δbk增大。因此，用户数量K与扩展序列长度L必须满足关系K＜＜L以减小误差Δbk。更具体来说，存在如下问题：可容纳的用户数量受到限制从而导致系统具有低频率利用效率。
系统(C-1)和(C-2)使用图18(b)和18(c)所示的最小均方误差检测器(MMSE-D)。尽管系统MMSE-D系统提供了一种用于对系统DD所求解的相同去相关方程进行求解的方法以生成软输出，从而增大矩阵P的正则性，但是在求解过程中它使用附加项修改了矩阵P。由于该附加项，产生了干扰噪声。由于该干扰噪声减小了包含在接收向量中的信号分量，因此劣化了软输出的质量。系统(C-2)提供了一种克服MMSE-D的缺点的方法。考虑第k个用户uk作为目标用户。通过常规(作为第一级)MMSE来计算包含所有用户分量的软输出向量并根据由从导频响应P估计的所有用户的信道增益组成的信道矩阵H和通过从软输出向量去除第k个用户uk的软输出分量而得到的软输出向量来计算从除第k个用户uk以外的用户接收到的估计接收输入(副本)接收器通过从第一级接收码元r1去除作为第k个用户uk的干扰分量的副本来计算第二级接收码元rk。将码元rk施加给常规(作为第二级)MMSE，以获得第k个软输出系统对软输出进行硬判决以便产生第k个检测值由于软输出向量不包括第k个软输出因此在该过程中不能去除由第k个数据bk产生的干扰分量。因此，由于副本包括大的干扰噪声，所以对频率效率的改进尚不充分。
系统(D)研究了其中对多输入多输出(MIMO)系统执行时空编码发送的单用户系统。在该系统中，通过使用多个(N)发送天线作为空间轴并使用多个(Nτ)码元时隙作为时间轴，使用NNτ个码元来发送N个数据，以得到增强的时空分集效应。为了将各自包括待同时发送的N个码元的各发送码元组设计成具有相互正交性，发送器将各组合的各N个发送码元乘以正交序列组(码)的各单元序列(码字)，使得接收器可容易地将这N个数据相互分离。尚未建立将该方法应用于多用户接收器的有效技术。此外，在该系统中，由于该系统假设在发送Nτ个码元的时间过程中信道特性是不变的，因此不能获得在时间轴上的足够的分集效应。
系统(E)利用了互补序列在所有移位位置处具有正交性的特征。该系统的用户通过将多个单元子码元相加来产生合成发送码元，每次操作将这些顺序码片移位互补序列之一乘以发送数据并发送合成后的发送码元。由于该系统可以在一码元时段上发送大量单元子码元，因此改进了频率利用效率。此外，由于所述多个移位序列相互正交，因此接收器可以容易地对子码元上携带的多个码元进行分离并区分。然而，由于发送大量单元子码元之和，因此存在峰值发送功率显著增大的问题。
系统(F)是标准化为第3代系统的导频数据多路复用发送系统，其中用户同时发送导频码元和数据码元。为了在接收器处将数据与导频分离，该系统设置一实数作为数据(b∈±1)和一虚数作为导频(p＝j)。通过复数(b+j)对同一扩展序列进行调制，以得到发送码元。更具体来说，由于通过使用一个码元时隙和其中可通过QPSK(四相移键控调制)发送2位/码元的带宽来发送1位数据/码元，因此导频消耗了与数据消耗的资源相等的相当大的资源。此外，由于多路信道特性，导频经受了来自同一用户的数据码元和来自其他用户的导频/数据码元两方面的干扰，因此还存在不容易获得精确的导频响应的问题。

发明内容

为了克服多用户接收器的常规用户信号分离功能具有的缺点，提出了本发明。已对常规技术，干扰抵消器、去相关检测器以及最小均方误差检测器进行了考查。本发明的目的是提供新型多用户接收器的设计技术，从而针对1位发送所需的功率带宽积(其为对CDMA系统的性能的评估测度)实现与上述常规系统的性能相比更显著增强的性能。
为了实现以上目的，本发明的第一方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，
所述用户发送器能够发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并能够发送作为所述扩展序列的导频码元以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且
所述基站接收器包括最小均方误差检测器，通过对针对接收码元向量r得到的线性方程系统进行求解对输入向量进行分析，所述输入向量是包含有多用户特定数据响应的所述接收码元向量r，每个多用户特定数据响应都已通过信道传送了发送数据，所述线性方程系统由多个未知数向量b和用户分离矩阵U组成，所述用户分离矩阵U由具有所有用户导频响应的导频矩阵和与白噪声功率相乘的单位矩阵组成，
该去相关区分系统的特征在于，所述基站接收器包括：
分析电路，其用于对由带有第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统标识的线性方程系统进行求解，以产生第零软输出向量
功率估计器，其用于产生通过对所述第零用户分离矩阵U0进行矩阵求逆而产生的噪声评估矩阵C的各用户对应噪声评估向量的方差，作为由K个分量组成的第零正确解测度PC0；
最佳用户判决电路，其用于基于所述第零正确解测度PC0的多个最小候选分量中的一个，对应于第一最佳用户uk’判定所述第零软输出向量的第一最佳软输出分量
判决电路，其用于对所述第一最佳软输出向量执行硬判决，以获得检测值以及
最佳用户去除器、调制器和求和电路，其用于从带有所述第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统中去除与第一最佳用户uk’相对应的分量，以生成由带有第一用户分离矩阵U1的第一去相关方程系统标识的方程系统；
其中所述分析电路对所述第一去相关方程系统进行求解以产生第一软输出向量
所述功率估计器产生由所述第一用户分离矩阵U1的逆矩阵产生的噪声评估矩阵C的各个用户对应噪声评估向量的方差，作为由(K-1)个分量组成的第一正确解测度PC1，
所述最佳用户判决电路基于所述第一正确解测度PC1的多个最小候选分量中的一个，判定所述第一软输出向量的多个软输出中对应于第二最佳用户uk”的第二最佳输出分量以及
所述判决电路对所述第二最佳软输出分量执行硬判决，以获得检测值
这样，对随后的去相关方程系统顺序地重复与施加给所述第一去相关方程系统的方法相同的方法，以判定对应于随后的最佳用户的各个最佳软输出分量，以获得所有用户已发送出的发送数据的检测值。
本发明的第二方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，所述用户发送器能够发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并能够发送作为所述扩展序列的导频码元以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且
所述基站接收器包括最小均方误差检测器，通过对针对接收码元向量r得到的线性方程系统进行求解对输入向量进行分析，所述输入向量是包含有多用户特定数据响应的所述接收码元向量，每个多用户特定数据响应都已通过信道传送了发送数据，所述线性方程系统由未知数向量b和用户分离矩阵U组成，所述用户分离矩阵U由具有所有用户导频响应的导频矩阵和与白噪声功率相乘的单位矩阵组成，
该去相关区分系统的特征在于，所述基站接收器包括：分析电路，其用于对由带有第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统标识的方程系统进行求解，以产生第零软输出向量
功率估计器，其用于产生通过对所述第零用户分离矩阵U0进行矩阵求逆而产生的噪声评估矩阵C的各用户对应噪声评估向量的方差，作为由K个分量组成的第零正确解测度PC0；
对数似然比估计器，其用于以输入白噪声功率Nr0和第零正确解测度PC0来计算对于第k个用户的标准偏差σk，以组成误差振幅分布，基于带有所述标准偏差σk的误差振幅分布和所述第零软输出向量的所述K个分量，来计算由K个分量组成的第零个标准化概率比λ0标识的比；
最佳用户判决电路，其用于基于所述第零标准化概率比λ0的多个最大候选分量中的一个，对应于第一最佳用户uk’判定所述第零软输出向量的第一最佳软输出分量
判决电路，其用于对所述第一最佳软输出向量执行硬判决，以获得检测值以及
最佳用户去除器、调制器和求和电路，其用于从带有所述第零用户分离矩阵U0的第零去相关方程系统中去除与第一最佳用户uk’相对应的分量，以生成由带有第一用户分离矩阵U1的第一去相关方程系统标识的系统；
其中所述分析电路对所述第一去相关方程系统进行求解以产生第一软输出向量所述功率估计器产生由所述第一用户分离矩阵U1的逆矩阵产生的噪声评估矩阵C的各个用户对应噪声评估向量的方差，作为由(K-1)个分量组成的第一正确解测度PC1，
所述最佳用户判决电路基于所述第一标准化概率比λ1的多个最大候选分量中的一个，判定所述第一软输出向量的多个软输出中对应于第二最佳用户uk”的第二最佳输出分量以及
所述判决电路对所述第二最佳软输出分量执行硬判决，以获得检测值
这样，对随后的去相关方程系统顺序地重复与施加给所述第一系统的方法相同的方法，以判定对应于随后的最佳用户的各个最佳软输出分量，以获得所有用户已发送出的发送数据的检测值。
本发明的第三方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，并且
所述用户发送器能够发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并能够发送作为所述扩展序列的导频码元以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且
所述基站接收器包括最小均方误差检测器，通过对针对接收码元向量r得到的线性方程系统进行求解对输入向量进行分析，所述输入向量是包含有多用户特定数据响应的所述接收码元向量，每个多用户特定数据响应都已通过信道传送了发送数据，所述线性方程系统由未知数向量b和用户分离矩阵U组成，所述用户分离矩阵U由具有所有用户导频响应的导频矩阵和与白噪声功率相乘的单位矩阵组成，
该去相关区分系统的特征在于，所述基站接收器包括：
分析电路，其用于对带有用户分离矩阵U的去相关方程系统求解，以产生第零软输出向量
第零干扰发生器，其用于将第零软输出向量乘以接收噪声功率以及所述用户分离矩阵U的逆矩阵，以计算第零干扰校正向量c0，
第零加法器，其用于将第零干扰校正向量c0加到第零软输出向量上，以产生第一软输出向量以及
其中通过对随后的级各自顺序地重复与施加以产生第一软输出向量的方法相同的方法，第一到第(n-1)干扰发生器产生第一到第(n-1)干扰校正向量，接在所述干扰发生器之后的各个加法器顺序地产生第二软输出向量到第n向量以及
判定电路，其用于对最终软输出向量的各个软输出分量执行硬判决，以获得所有用户已发送出的发送数据的检测值。
本发明的第四方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其特征在于所述基站接收器包括：
分析电路，其用于将在所述用户分离矩阵U中使用的所述与白噪声功率相乘的单位矩阵的进入振幅增大到噪声功率系数乘噪声功率λNNr0，以产生带有由所述噪声功率系数λN修改的用户分离修正矩阵U的去相关方程系统，并用所述用户分离修正矩阵U求解去相关方程系统以产生第零软输出向量；
第零干扰发生器，其用于限制第零软输出向量的振幅，以产生第零修正软输出向量通过将所述第零修正软输出向量乘以所述噪声功率以及所述用户分离修正矩阵U的逆矩阵，来生成干扰校正向量的方程，求解所述方程以产生干扰校正向量，并将所述干扰校正向量乘以干扰功率估计系数θ来计算第零干扰校正向量c0；
第零加法器，其用于将所述第零干扰校正向量c0加到所述第零修正软输出向量以生成第一修正软输出向量
其中对随后的多个级重复相同的方法，以在第n级获得第n级的修正软输出向量
本发明的第五方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，所述系统的特征在于所述基站接收器包括：
分析电路，其用于从各用户发送器接收多个导频响应向量，将所述多个导频响应向量中的每一个分离成在目标码元时段到达的当前导频码元的主响应和在同一目标码元时段到达的先前导频码元的多个延迟波响应，为每个用户生成由通过对所述主响应与所述多个延迟波响应取代数和而得到的多个合成导频响应组成的导频响应组；
生成由所有用户的所述多个合成导频响应组成的导频响应矩阵P，生成以通过所述导频响应矩阵P和所述与白噪声功率相乘的单位矩阵构成的用户分离矩阵U、未知数据向量b以及接收码元向量r作为构成元素的去相关方程系统，以及
对所述去相关方程系统进行求解，以获得软输出向量
本发明的第六方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，所述系统的特征在于所述基本系统由其中对多个天线进行排列以执行通信的多输入多输出系统组成，其包括：
每一个所述用户发送器，其用于在由多个(Nτ)时隙和多个(N)发送天线构成的时空发送轴上将多个(Nd)发送数据分配给NτN个码元，并在Nτ个码元时段上发送NτN个码元，以及
所述基站接收器，其用于在多个(M)天线处在Nτ个码元时隙上接收多个码元，当第k个用户发送器在Nτ个码元时隙中的第τ个码元时隙上发送Nd个码元中的第d个发送导频码元时，存储在第m个接收天线处接收到的导频码元的导频响应pdτnmk，针对天线编号m和时序编号τ，生成通过只将与第d个导频响应相对应的导频响应pdτnmK连接起来而获得的连接导频响应向量pdk，生成由这些向量组成的导频响应矩阵P，
生成通过将在所述Nτ个码元时隙上接收到的M个接收码元向量连接起来而获得的连接接收向量r，生成带有由所述导频响应矩阵P和所述与白噪声功率相乘的单位矩阵组成的用户分离矩阵U、所述连接接收向量r以及未知数据向量b的去相关方程系统，以及
对所述去相关方程系统进行求解，以获得所述发送数据向量b的软输出向量
本发明的第七方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，所述系统的特征在于每一个所述用户发送器预先对N个发送码元的时序进行交织，以产生交织码元，并在Nτ个时隙上发送所述交织码元，其中N是发送天线的数量，并且
所述基站接收器用于对M个接收码元执行去交织，其中M等于接收天线的数量，以产生去交织输出，针对由所述去交织输出构成的Nτ个码元组中的每一个生成去相关方程系统，并对所述去相关方程系统进行求解，以获得对应于发送数据向量b的软输出向量
本发明的第八方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，由多个小区组成一基本系统结构，所述多个小区中的每一个都包括一基站和K个用户站，每一个所述用户站都包括用户发送器和用户接收器，通过多址信道与包括基站接收器和基站发送器的所述基站进行通信，
该去相关区分系统的特征在于，
所述用户发送器发送以扩展序列传播数据所得的数据码元，以及作为所述扩展序列的导频码元，以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，
通过向核心扩展序列添加多个保护序列来生成包络循环移位扩展序列，所述核心扩展序列属于一对完全互补扩展序列的k移位序列或零相关区扩展序列的k移位序列，以及
对发送定时进行控制，使得所有用户特定接收码元分量都可以在同步或准同步条件下到达所述基站接收器，并且
所述用户接收器提取所述接收码元的核心时段部分作为输入向量，并利用最小均方误差检测器对所述输入向量进行分析。
本发明的第九方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其特征在于，
由K个用户发送器中的第k个用户发送器标识的用户发送器生成带有保护添加扩展序列的导频码元，并准备各自由按正交码通过码长度为N的第k个正交码字调制过的N个码元组成的导频码元序列，并且
发送所述导频码元序列，使得它可以在同步或准同步条件下与由其它用户站发送出的其它导频码元序列一起到达所述接收器处，并且
所述基站接收器接收通过所有用户特定导频响应多路复用后的导频响应序列，并将所述导频响应序列施加给匹配到第k个正交码字的匹配滤波器，以生成第k个用户的导频响应向量，产生由所有K个用户的导频响应向量组成的导频响应矩阵P，以建立去相关方程系统，并且
求解所述去相关方程系统。
本发明的第十方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其特征在于，
所述接收器利用通过从所述用户分离矩阵U中去除所述与白噪声相乘的单位矩阵I而得到的用户分离矩阵，生成去相关方程系统，并用所述最小均方误差检测器对所述去相关方程系统进行求解。
本发明的第十一方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其中，所述基本系统由对多个天线进行排列以执行通信的多输入多输出系统组成，并包括：
每一个所述用户发送器，其用于发送数据码元以利用扩展序列传送数据，并发送作为所述扩展序列的导频码元，以标识从所述用户发送器到所述基站接收器的信道，并且
所述基站接收器，其用于在多个(M)天线处在Nτ个码元时隙上接收多个码元，
该去相关区分系统的特征在于，
所述接收器接收通过M个所述天线获得的M个导频响应向量每用户，通过对所述导频响应向量进行连接来生成扩充导频响应向量，并通过将为所有用户获得的扩充导频响应向量进行组合来生成导频响应矩阵P，
通过将通过M个所述天线获得的所有接收码元连接起来而生成扩充接收向量r，
建立带有由所述导频响应矩阵P得到的用户分离矩阵U的去相关方程系统，并对所述去相关方程系统进行求解以获得对应于发送数据向量b的软输出向量
本发明的第十二方面提供了一种码分多址信号的去相关区分系统，其特征在于，
每一个所述用户发送器生成带有通过向核心扩展序列添加模拟延迟序列而产生的扩充序列的数据和导频码元，使得将所述模拟延迟序列排列在作为与所述核心扩展序列相同的时隙的发送码元时段的尾部外，并且
发送所述数据和所述导频码元，使得与所述模拟延迟序列相对应的接收分量占据与随后码元的前部相交叠的时间位置，并且
所述接收器接收数据码元和K个用户导频响应，建立带有具有由所述K个用户导频和所述接收数据码元所得的增强正则性的用户分离矩阵的去相关方程系统，以及
对所述去相关方程系统进行求解，以获得对应于发送数据向量b的软输出向量

附图说明

图1是收发器的框图。
图2是示出发送路径模型的图。
图3(a)和3(b)是由基带发送/接收保护添加码元组成的码元序列的时间图。
图4是示出用于基于软输出来计算正确解出现概率的频率分布特性的图示。
图5是顺序检测型MMSE接收器的框图。
图6是干扰控制MMSE检测器的框图。
图7是示出基带发送/接收码元序列和导频响应的时间图。
图8(a)和8(b)是示出生成正/负导频响应向量的方法的图。
图9是示出一种模拟延迟波发送系统的发送码元和导频响应的图。
图10是使用了时空编码系统的多用户发送器/接收器的框图。
图11是示出时空编码系统的信号发生模型的图，其中，图11(a)是时空码元的排列图，图11(b)是用于进行交织的读写次序图。
图12是使用互补序列的CDMA发送系统的发送/接收码元的时间图。
图13是使用互补序列的CDMA发送系统的接收器的框图。
图14是一种正交序列调制导频发送系统的发送/接收码元序列的时间图。
图15是正交序列调制导频发送系统的收发器的框图。
图16是常规CDMA通信系统的收发器的功能框图。
图17是多用户接收器(干扰抵消系统)的功能框图。
图18是(使用了去相关方程的)多用户接收器的功能框图，其中，图18(a)是示出去相关器(DD)的图，图18(b)是示出最小均方误差检测器(MMSE-D)的图，图18(c)是示出软输出抵消最小均方误差检测器(SC-MMSE-D)的图。

具体实施方式

图1是对本发明第一实施例的辅助说明图，并且是示出码分多址(CDMA)通信系统的收发器的结构的框图。在图1中，左边示出了由第k个用户uk使用的第k个(k＝0，1，2，...K)发送器TXk，右边示出了在基站中使用的接收器RX。使用码元时段为TE的二进制数据bk(∈±1)作为对发送器TXk的输入。码元p表示由p＝1设置的导频输入。使用图(a)所示的切换器S1按照如下定时以分时方式来发送导频输入p，使得在时间上不与所有用户的发送数据和由其他用户发送的导频相交叠。在调制器MOD处输入bk使用保护(待稍后描述)对包络序列ek(i)进行调制，以生成带有LE个码片的脉冲序列bkek(i)。卷积乘法器CONV使用上述脉冲序列的相应脉冲对在频率为fc的载波上产生的码片波形q进行卷积调制。(为了在没有码片间干扰的情况下在近似等于码片速率fch的带宽上发送各码片脉冲，相对于码片间距Tc将码片波形q的扩频范围Tq设置成Tq＞＞Tc)。卷积乘法器CONV输出第k个用户的由下式表示的发送码元sk(t)(此后将有限时间信号传送数据表示为码元)：
$s_k\left(t\right)=b_k\left\{\underset{i=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{e}_k\left(i\right)q(t-i{T}_C)\right\}\sqrt{2}\cos 2\pi f_{C}t---\left(1\right)$
其中ek(i)是带有码片变量i的包络序列，q(t)是码片波形。以上公式表示一个码元。(当存在相邻码元时，将其修改成通过使以上公式移位码元时段TE的整数倍而得到的方程的线性和)。
在与数据发送时间不同的另一时间区中，发送在公式(1)中通过设置bk＝p＝1而生成的码元skP(t)作为导频(码元)。所有用户都按这样的定时发送多个发送数据码元，即，使得相对应的用户特定接收码元几乎同时到达接收器。这是一种准同步条件。由基站对在多个接收定时之中的用户间偏差进行控制，以使其小于保护时段。
下面对接收器组成进行说明。由下式给出在接收器处在一数据发送时段上接收到的码元，作为所有用户的发送信号之和：
$r\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{k=K}{\Sigma }}{s}_k\left(t\right)*h_k\left(t\right)+x_c\left(t\right)---\left(2\right)$
其中，hk(t)是在第k个用户与基站之间的信道(增益)向量，xC(t)是AWGN，*是卷积乘法。由带有本地载波的调制器MOD2和带通滤波器BPF将接收码元r(t)转换成基带码元rb(t)。(在MOD2中，实际上通过使用正交载波对复数分量进行解调)。将基带码元rb(t)的连续时间波形施加给匹配到与在发送器中使用的码片波形相同的波形q(t)的相关器，以产生时段为TE的码片脉冲(离散)接收码元rb(i)。将接收码元rb(i)施加给通过指定核心码元提取信号CEX来提取时段为TE的接收码元的中央部分(时段为T)的“与”门，以生成时段为T的核心接收码元rc(i)。
在导频发送时段中，将切换器S2向上转，使得将核心接收码元rc(i)最终施加给导频响应存储器PRM并存储于其中。通常，将整个导频发送时段除以K，从而将各划分后的时段用于各用户的导频发送。由此，由下式给出第k个核心接收码元并充当第k个用户的由L个码片组成的导频响应向量pk：
rC(i)＝pk(i)＝(pk1，pk2，...，pkL)T               (3)
(为便利起见，由黑斜体和黑体符号分别表示向量和由多个向量组成的矩阵)。上标T是转置运算符，码片分量pki取复数振幅。尽管向量pk包括白噪声，但是通过多次接收导频响应并计算它们的平均向量，可以忽略噪声分量。由下式给出K个用户的大小为(L×K)的导频响应矩阵：
P＝[p1 p2...pK]                                    (4)
另一方面，将各导频响应pk(i)施加给噪声功率估计电路E(Nr0)。电路E(Nr0)在交替地反转pk(i)的极性的同时产生大量向量对pk(i)之和，以获得均方值作为噪声功率。基于平均值(所有导频响应的与第k个导频响应的均值相同的均值)，获得了包括在核心接收码元rc(i)中的噪声功率Nr0的估计值。
在数据发送时段中，将切换器S2向下连接，结果将包括有功率为NR0的白噪声的核心接收码元rc(i)施加给从导频响应存储器PRM向其提供了导频响应矩阵P的检测器MMSE-D。检测器MMSE-D输出与发送数据向量b＝(b1，b2，...，bk，...，bk)T相对应的判决向量
图2是对本发明的辅助说明图，示出了多址发送信道的模型图。K个用户的输出在发送处理中被多路复用，然后到达接收器。第k个用户uk已发出的第k个发送数据码元sk(t)和第k个导频码元skP(t)经受从发送器到基站接收器的信道向量hk的转换。这些码元生成了如由下式给出的基带接收数据码元rk(i)和导频码元rkP(i)：
$\left.\begin{array}{c}{r}_k\left(i\right)=s_k\left(i\right)*h_k\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}{s}_k(i-j)h_{\mathrm{kj}}\\ r_{\mathrm{kP}}\left(i\right)=s_{\mathrm{kP}}\left(i\right)*h_k\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}{s}_{\mathrm{kp}}(i-j)h_{\mathrm{kj}}\end{array}\right\}---\left(5\right)$
其中hk＝(hk0，hk1，...，hkj，...，hkJ-1)T是由码片时段为TC(其等于信道分辨率)的J个码片组成的复数信道向量。注意，J是包括直达波和延迟波的多路波的数量。
图3是对本发明第一实施例的辅助说明图，示出了在发送/接收码元序列之间的定时关系。当如图3(a)所示第k个用户uk(k＝1，2)发送一发送码元序列时，在图3(b)中按用户多路分量方式示出了从各用户接收到的接收码元序列，其中与单个发送码元相对应的用户特定接收码元由与J＝3的情况相关联的3个多路分量组成。考虑在一对用户特定接收码元的直达波之间的偏差的最大值τm(对于图3所示的情况，τm＝τ12)与延迟波扩频(J-1)Tc之和。根据下式：
Th，Tl＞|τm|+(J-1)TC                            (6)
应当将保护序列时段(保护时间)Th(＝LhTC)和Tl(＝LlTC)设计成比所述和更长。通过控制所有用户的发送定时来满足该条件。该控制提供了如下条件：在核心时段T(其为包括码元时段TE的中央部分，如由双点划线包围的持续时间所示)中不包括图3所示的各码元边界FB。由此，提取核心时段上的核心接收码元rc(t)作为待分析对象，由于保护序列的保护功能(即，防止ISI)，因此可以执行简单的分析。
这里，由下式表示与公式(2)相关联的基带接收离散码元(在时段TE上)：
$\left.\begin{array}{cc}{r}_b\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}\{s_k\left(i\right)*h_k\left(i\right)\}+x\left(i\right)& \\ & \{-L_h\le i\le (L+L_l-1)\}\end{array}\right\}---\left(7\right)$
其中，Lh和Ll分别是保护序列的头长度和尾长度。通过限制码元的码片序列范围来给出核心码元：
rC(i)＝rb(i)  {0≤i≤(L-1)}                     (8)
当将包络扩展序列ek(i)定义为核心序列gk(i)的周期序列时，可以将在核心接收码元中包括的核心序列的第j个延迟波分量表示为hkjgk＊(i-j)，其中gk＊(i-j)是gk(i)的j移位序列，上标*是指具有L个码片的序列。因此，由下式给出rc(i)。
$r_C\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}\underset{j=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}{b}_k{h}_{\mathrm{kj}}{g}_k^{*}(i-j)+x\left(i\right)---\left(9\right)$
公式(5)中的码元rkp(i)等同于在公式(9)中通过设置bk＝1而获得的数据码元rC(i)。根据公式(3)，下列公式适用：
$r_C\left(i\right)=r_S\left(i\right)+x\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{b}_k{p}_k\left(i\right)+x\left(i\right)---\left(10\right)$
因此，核心接收码元由多个二进制值调制用户特定导频响应之和组成，并由以下向量表达式中的任何一个给出：
rC＝Pb+x               (11-A)
$P\tilde{b}=r_C=r_S+x---(11-B)$
其中rc是包括作为分量的接收信号向量rs[公式(10)中的右手侧的第一项]和白噪声向量x＝(x1，x2，...，xL)作为分量的核心接收(数据)向量，b表示发送数据向量，是通过将误差向量Δb和b相加而得到的软输出向量，P表示公式(4)中的矩阵。当将公式(11-B)的两侧的项乘以导频响应矩阵P的厄米特(Hermitian)(转置共轭)矩阵PH时，得到了：
$P^{H}P\tilde{b}=P^H{r}_C$(12)
这是当使用去相关检测器(DD)时得到的带有多个未知数的线性方程系统。为了增加以上方程的PHP的正则性，使用最小均方误差(MMSE)准则的线性方程系统。根据公知的理论，通过将方程(12)中的矩阵PHP置换为以下矩阵U来表示该系统。(由于稍后将该系统用于判决在第零级处的最佳用户，因此将该系统称为去相关方程的第零系统)。
$\left.\begin{array}{c}\mathrm{Ub}=P^H{r}_C(=y)\\ \begin{array}{cc}(K\times K)(K\times 1)& (K\times L)(L\times 1)\end{array}\\ \begin{array}{cc}(K\times K)(K\times 1)& (K\times L)(L\times 1)\end{array}\end{array}\right\}---\left(13\right)$

ρlk＝plpk                     (14)
其中，U是行数为l(＝1，2，...，L)并且列数为k(＝1，2，...，K)的用户分离矩阵，(U可以参照U0，当将其用于第零系统中时，为了与诸如如后文所述的U1的修正矩阵相区别，)I是单位矩阵，Nr0是白噪声向量x的功率，y是(后述)匹配滤波器输出向量。在括弧中描述了矩阵和向量的大小(行数×列数)。因此，对该方程系统进行求解，以得到由下式给出的软输出向量
$\tilde{b}=b+\mathrm{\Delta b}=U^{-1}{P}^H{r}_C---\left(15\right)$
Δb＝Δbx+ΔbI              (16-A)
${\mathrm{\Delta b}}_x\cong U^{-1}{P}^{H}x=\mathrm{Cx}---(16-B)$
ΔbI＝-U-1b                 (16-C)
其中Δb是由依赖于包括在接收码元中的白噪声x的分量Δbx＝[Δbx1，Δbx2，...，Δbxk，...ΔbxK]T和由于添加项Nr0I而产生的干扰噪声分量ΔbI＝[ΔbI1，ΔbI2，...，ΔbIk，...ΔbIK]T组成的误差向量，C表示(后述)噪声评估矩阵。注意，方程(16-B)包括特定干扰噪声分量。
对在方程(15)中获得的软输出向量的第k个分量执行硬判决，以获得第k个检测值在方程(13)到(16)中设置Nr0＝0获得了关系U＝PHP，得到了系统DD的方程系统。在此情况下，消去了方程(16-B)的干扰噪声，使得ΔbI＝0。然而，与系统MMSE相比，Δbx增大了。常规技术几乎实现了以上功能。然而，由于常规技术不使用保护序列，因此由于由延迟波导致的码元间干扰劣化了性能。因此，使用常规方法难以充分降低误比特率(BER)。随着用户数量K的增加，矩阵PHP和U的正则性劣化，并且BER增大。结果，导致上述常规系统存在发送功率增大并且频率利用效率降低的缺点。为了解决该问题，本发明使用以下方法。
以下对根据本发明第一实施例的顺序检测型CDMA多用户接收系统进行描述。
通过下列等式表示方程(16-B)中的右手侧矩阵C：
$\left.\begin{array}{cc}C=U^{-1}{P}^H=[C_1,C_2,...,C_k,...,C_k]& \\ C_k={(c_{k1},c_{k2},...,c_{\mathrm{kL}})}^T& \\ c_{\mathrm{kl}}=\frac{{(k+1)}^{-1}{p}_{\mathrm{kl}}^{*}\left[{\tilde{U}}_{\mathrm{kl}}\right]}{\det \left[U\right]}& (l=\mathrm{1,2},...,L)\end{array}\right\}---\left(17\right)$
其中Ck被称为对应于第k个用户的噪声评估向量，det[U]表示矩阵U的行列式，表示通过从矩阵U去除第k行和第l列而得到的余子式。这里，利用方程(16-B)，通过下式获得在第k个用户的软输出中包括的误差向量Δbx的第k个分量Δbxk的评估平均功率Pxk：
$P_{\mathrm{xk}}=E{\left|{\mathrm{\Delta b}}_{\mathrm{xk}}\right|}^2=E\left\{\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|c_{\mathrm{kl}}{\bar{x}}_l\right|}^2\right\}=P_{\mathrm{Ck}}{N}_{r0}/L---\left(18\right)$
$P_{\mathrm{Ck}}=\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|C_{\mathrm{kl}}\right|}^2$(19)
因此，评估平均功率Pxk的期望值与作为矩阵C的第k个分量的向量Ck的功率PCk成比例。由此，得到了估计的功率向量PC＝(PC1，PC2，...PCK)并将其称为正确解测度。因此，随着功率PCk的降低，针对用户uk计算出的关于第k个软输出的硬判决值的正确解概率增大。[由于将方程(16-B)中的PHx视为噪声输入，因此即使通过设置C＝U-1来计算Pxk，也可以得到几乎相同的评估]。
图4是对本发明的辅助说明图示，示出了软输出分布的模型特性。
通过考虑在方程(11)中将正确解给定为bk∈±1并且可以假设误差电压Δbxk呈具有以下标准偏差σk的高斯分布，得到了这些特性。
${\sigma }_k=\sqrt{{\alpha }_k{N}_0}=\sqrt{{\alpha }_k{N}_{r0}/L}=\sqrt{P_{\mathrm{xk}}}---\left(20\right)$
${\alpha }_k=L\frac{P_{\mathrm{xk}}}{N_{r0}}$(21)
其中，αk被称为噪声放大系数，N0是数据码元(尚未扩展)的功率。根据软输出向量的实际获得值，利用公式(20)中的σk通过下式得到对数似然比LLR。通过将LLR标准化为标准化概率比λk来给出正确解概率。
$\left.\begin{array}{c}\mathrm{LLR}\left(b_k\right)={\log }_e\frac{p_{r1}(b_k=1|{\tilde{b}}_k)}{p_{r0}(b_k=-1|{\tilde{b}}_k)}=\frac{p_{r1}\left({\sigma }_k\right)}{P_{r0}\left({\sigma }_k\right)}\\ {\lambda }_k={\tan }^h\mathrm{LLR}\left(b_k\right)\end{array}\right\}---\left(22\right)$
其中，pr1(σk)和pr0(σk)是通过假设以如图4所示的σk为标准偏差假设的高斯分布而得到的概率值。
标准化概率比λk具有从1到-1的范围的值和与相对应的软输出的极性相等的极性。绝对值|λk|越接近于值1，关于第k个软输出的硬判决值的正确解概率越高。也即，在λk＞1的条件下，标准化概率比λk越接近于值1，发送数据bk＝1的这种概率越高，并且在λk＜-1的条件下，标准化概率比λk越接近于值-1，发送数据bk＝-1的这种概率越高，
可以将包括公式(19)中的Pck和公式(22)中的λk的任意函数γk作为可用作正确解测度的要素。
γk＝F(PCk，λk)                           (23)
当直接使用Pck或λk作为正确解测度时，判定为第一最佳用户的最佳用户uk’(k’∈1，2，...K)满足下式：
k′＝arg min[PCk]
(k∈1，2，...，K)                          (24-A)
k′＝arg max[|λk|]
                                           (24-B)
(k∈1，2，...K)
随着功率PCk′减小(随着λk’增大)，用户uk′的软输出的误差功率减小并且用户uk′的检测值的正确解概率增大。
在以上描述中，可以将具有最高正确解测度的第k’个用户确定为第一最佳用户k’。以下对确定第二最佳用户的方法进行描述。首先，通过从核心接收码元rc和导频响应矩阵P去除第一最佳用户分量，得到以下方程：
$\left.\begin{array}{c}{r}_C^1=r_C-{\hat{b}}_{k^{\prime }}{p}_{k^{\prime }}\\ P^1=(p_1^1,p_2^1,...,p_{k^{\prime }-1}^1,p_{k^{\prime }+1}^1,...p_K^1)\end{array}\right\}---\left(25\right)$
当将以上方程代入方程(13)和(14)中的rc和P中时，得到了如下的第一去相关方程系统：
$\left.\begin{array}{c}{U}^1{b}^1=P^{1H}{r}_C^1\\ [(k-1)\times (K-1)][(K-1)\times 1][(k-1)\times L](L\times 1)\end{array}\right\}---\left(26\right)$
$\left.\begin{array}{c}{U}^1=P^{1H}{P}^1+N_{r0}I\\ [(K-1)\times (K-1)][(K-1)\times L][L\times (K-1)][(K-1)\times (K-1)]\end{array}\right\}---\left(27\right)$
其中b1是带有除bk’1以外的所有用户的分量的发送数据向量，而P1表示通过从方程(4)给出的P0中除去pk’所得的第一导频响应矩阵(当方程(4)用在第零级时，其由P0表示)。
根据这些方程，尽管核心接收码元r1c的长度是不变量(长度L)，但是矩阵的大小从U0(K×K)减小到U1{(K-1)×(K-1)}[当用在去相关方程的第零系统中时，码元U0取代U用于方程(14)到(17)]。通常，大小的减小有利地使得矩阵U1的正则性比U0的正则性高。此外，由于P1不包括pk’，因此消去了在方程(14)中的U0中包括的分量ρk′k′+Nr0，并消去了由添加项Nr0I产生的干扰向量Δb1的一部分。矩阵U1的正则性的改进会使方程(16-B)中的误差向量的绝对振幅|Δbx|减小，并且去除了包括在矩阵U0中的ρk′k′+Nr0会使方程(16-C)中的误差向量的绝对振幅|ΔbI|减小。因此，误差向量的绝对误差振幅|Δb1|通常会减小。当对方程(26)求解后，得到了下式：
${\tilde{b}}^1=b^1+{\mathrm{\Delta b}}^1={\left[U^1\right]}^{-1}{P}^{1H}{r}_C^1---\left(28\right)$
令方程(16-A)中的软输出误差向量为Δb0。针对功率考虑在方程(28)中的软输出误差向量Δb0与Δb1之间的比较。由于以上原因，建立下式：
|Δb1|2＜|Δb0|2                 (29)
因此，当第一最佳用户的检测值正确时，除第一最佳用户以外的用户(的检测数据)的平均误码率低于根据方程(15)计算出的所有用户(的检测数据)的平均误码率。对方程(28)(通过该方程可预期改进的误差特性)求解，以便通过与使用公式(23)或(24)执行的方法相同的方法来确定在其余用户中的第二最佳用户k”。在此情况下，必须再次通过以C1＝[U1]-1P1H代替方程(17)中的C来计算公式(19)中的PCk。按此方式，在第零级软输出和第一级处获得的包括在软输出和中的各误差显著地小于在常规系统中根据方程(15)获得的软输出的平均误差值。当在各级顺次判定最佳用户时，通过重复这些处理K次，顺序地检测所有用户的发送数据。
图5是示出本发明第一实施例的顺序检测型最小均方误差检测系统(SD-MMSE)的框图。在图5中，将如上所述的顺序确定最佳用户的功能添加到由虚线框表示的常规最小均方误差检测器MMSE-D。
以下对在第零级时检测器MMSE-D中的电路操作进行描述。匹配于导频响应pk的K个匹配滤波器MF(pk)用核心接收输入rc生成各自的相关输出y0k(k＝1，2，...K)，通过以SU表示的求和单元在第零级直接施加核心接收输入rc。由K个分量y0k组成的相关向量y0被称为第零相关向量，其等于方程(13)中的右手侧的项，并由下式给出：
y0＝(y1，y2，...，yk，...，yK)T＝PHrC+x              (30)
图5中的U-GEN表示U-发生电路，其使用存储在导频响应存储器PRM中的导频响应pk(i)组成的第零导频响应矩阵P0和存储在噪声功率估计器E(Nr0)中的噪声功率Nr0，来生成在方程(14)中表示的第零用户分离矩阵U0。[图1示出了PRM和E(Nr0)]。
分析器AYZ以由U-GEN提供的矩阵U0以及方程(30)中的相关向量y解方程(15)，以获得软输出向量。以上的说明是在第零级的MMSE-D的操作。
图5所示的CPE表示由方程(17)定义的矩阵C的功率估计器。功率估计器CPE基于矩阵U0和方程(20)中误差电压的标准偏差σk为各个用户计算第零正确解测度(评估功率向量)作为各用户的功率。另一方面，LLRE表示对数似然比估计器，该对数似然比估计器用所述软输出向量误差电压的标准偏差σk、以及预先存储的高斯概率分布为公式(22)中的K个用户生成第零标准化概率比${\lambda }^0(={\lambda }_1^0,{\lambda }_2^0,...{\lambda }_K^0).$
BUD表示最佳用户判决电路，该最佳用户判决电路依照公式(24-A)或(24-B)，使用第零正确解测度(评估功率向量)PC0和第零标准化概率比λ0或者PC0和λ0中的任一个，选择一个分量作为对应于第零软输出向量的所有元素中的第一最佳用户的软输出。
DEC表示硬判决电路，该硬判决电路得到对软输出的硬判决输出(检测值)至该操作，第零级结束下一级(第一级)n＝1开始。
MOD表示调制器，该调制器对应于由BUD选择的第k’用户用检测值和第k’导频响应向量pk′生成bk′0pk′。另一方面，BUR表示最佳用户去除器，该最佳用户去除器生成去除向量-pk′。将这些输出施加给求和电路SU和用户分离矩阵生成器U-GEN，以根据公式(25)得到作为第一接收向量的接收向量r1c和作为第一导频响应矩阵的导频响应矩阵P1以及作为第一用户分离矩阵的用户分离矩阵U1。
除了MF(pk′)(其中因为第一级已经开始，所以MF(pk′)失活)的匹配滤波器MF(pk)生成第一相关向量y1(通过从y0除去yk′得到的向量)。分析器AYZ用向量y0、第一分离矩阵U1求解第一去相关方程系统，以计算由方程(15)中的第一软输出向量标识的软输出向量
估计器CPE基于矩阵U1和方程(20)中误差电压的标准偏差σk为所余的(K-1)个用户生成第一正确解测度(评估功率向量)估计器LLRE用软输出向量误差电压的标准偏差σk、以及高斯概率分布为方程(22)中的(K-1)个用户生成第一标准化概率比λ1。
最佳用户判决电路BUD依照方程(24-A)或(24-B)，使用向量PC1和比λ1或者PC1和λ1中的任一个，选择一个分量作为对应于第一软输出向量的所有元素中的第二最佳用户k”的第二最佳用户软输出。
DEC表示硬判决电路，该硬判决电路得到对软输出的硬判决输出(检测值)至该操作，第一级结束，下一级(第二级)n＝2开始。
这样，在计数器STC的控制下(n＝0，1，2，...K-1)重复上述操作K次，以获得K个用户站已经发出的所有检测值。
在上述情况下，可以使用由下式给出的广义添加向量Nr0a，来代替在方程(14)的矩阵U中包括的添加向量Nr0l的常数(噪声功率)Nr0：
$\left.\begin{array}{c}U=P^{H}P+N_{r0}a1\\ a=[a_1,a_2,...,a_K]\\ a_k>0\end{array}\right\}---\left(31\right)$
根据该广义添加向量，可以改进正确解测度的值。对针对多个广义添加向量获得的正确解测度进行计算，然后可以在这些正确解测度中找到代表最佳值的用户，作为最佳用户。
使用功率带宽积作为对系统性能的评估测度。将其定义为发送功率PTX与进行1位发送所需的发送带宽B之积，如由下式给出的：
$\left.\begin{array}{c}\left[\mathrm{PB}\right]=\frac{P_{\mathrm{TX}}B}{K}=\frac{{\mathrm{\xi P}}_{\mathrm{BP}}\mathrm{L\beta }}{\mathrm{TK}}\\ [P_{\mathrm{TX}}={\mathrm{\xi P}}_{\mathrm{BP}},\xi =[E_b/N_0{]}_{\mathrm{SD}}/[E_b/N_0{]}_{\mathrm{BP}},B=\frac{\mathrm{L\beta }}{T}]\end{array}\right\}---\left(32\right)$
其中[Eb/N0]BP是在AWGN(白噪声)环境下当一个用户执行BPSK(二进制相移键控)传输时为获得误码率(例如，BER0＝10-3)所需的接收SN比，PBB是对应于[Eb/N0]BP的发送功率(Eb/N0表示每位的接收功率Eb与在进行了解扩之后的接收白噪声功率N0之比，并被用作发送功率的理论基准值)，[Eb/N0]SD是为了获得与SD-MMSE系统的BER0相同的值所需的接收SN比，β是由于在图3中使用的保护序列而得到的频带放大系数，T是核心码元时段。由于可以将公共项设置为PBP＝1和T＝1，因此可以将公式(32)简化为下式：
$\left[\mathrm{PB}\right]=\frac{\mathrm{\xi L\beta }}{K}---\left(33\right)$
与常规系统相比，上述顺序检测型MMSE(包括DD)系统可以显著减小ξ，并且可以使K等于核心序列长度L(其为最大理论可实现值)。因此，可以显著减小[PB]的值，从而得到性能改进。
以下对根据本发明第二实施例的干扰控制型MMSE检测系统进行描述。
在最小均方误差检测器MMSE-D中，如在方程(15)中表示的，软输出包括干扰噪声ΔbI。为了根据该干扰噪声来保持性能，引入了干扰控制型MMSE系统。
方程(14)中的添加项Nr0l可以增大矩阵U的正则性，并在方程(16-B)中减小取决于AWGN的白噪声关联误差Δbx的振幅。然而，作为该优点的代价，产生了方程(16-C)中的干扰噪声ΔbI。这是因为：由于添加向量，向用户分离矩阵U添加了除构成接收码元的导频矩阵P以外的分量。为了去除由添加向量导致的干扰产生功能，利用通过向方程(13)的左手侧添加项-Nr0b而得到的方程(34-A)是有效的。由此可以根据该方程实现干扰去除。
Ub-Nr0b＝PHrC                (34-A)
Ub＝PHrC+Nr0b                (34-B)
通过将项Nr0b移项到右手侧得到方程(34-B)，并针对b对其进行求解，然后得到了下式：
$\tilde{b}=U^{-1}{P}^H{r}_C+N_{r0}{U}^{-1}b---\left(35\right)$
在以上方程中，在右手侧的b是未知向量，因此在接收器中不能使用b。因此，考虑检测器MMSE-D生成的软输出向量作为在第零级由表示的第零级软输出向量。使用作为在方程(35)的右手侧示出的b的近似向量，可以生成如在下式中表示的在第一级的第一软输出向量
${\tilde{b}}^1={\tilde{b}}^0+c^0---\left(36\right)$
$c^0=U^{-1}{N}_{r0}{\tilde{b}}^0---\left(37\right)$
其中c0是被命名为第零个干扰校正向量的向量。当假设核心接收码元rc不包括AWGN，并且在方程(37)中满足时，得到了完全校正向量。因此，在上述假设的情况下，由于可以完全地去除干扰噪声，在方程(35)中关系仍然有效。考虑由方程(16)表示的关系Δb≠0，不能完全去除干扰噪声。然而，只要由向量和b组成的K个分量中的大部分分量满足则校正向量c0就可以起到有效的校正作用。根据该校正方法，向量趋于比更接近于发送向量b。
当通过使用具有比第零级软输出的噪声分量小的噪声分量的第一软输出向量来计算第一级校正向量c1时，可以使用c1计算出的第二级软输出向量如下：
$\left.\begin{array}{c}{\tilde{b}}^2={\tilde{b}}^0+c^1\\ c^1=U^{-1}{N}_{r0}{\tilde{b}}^1\end{array}\right\}---\left(38\right)$
重复与上述相同的过程n次，以获得最终软输出其中可以任意地设置n。对向量的分量执行硬判决，可以获得检测向量
图6是本发明第二实施例的图，示出了一种干扰控制型最小均方误差检测器的框图。当生成了一个新的干扰校正向量时，本级结束并且下一级开始。从而，分配下一干扰发生器来工作。
图6所示的最小均方误差电路(MMSE)由通过从图5中的虚线框内的检测器(MMSE-D)中去除判决电路DEC的一部分而获得的部分电路构成。将基带接收码元r[图3中的rc(t)]、公式(4)中的导频响应矩阵P以及包含在接收向量[图1中的E(Nr0)的输出]中的噪声功率Nr0施加给所示电路MMSE。电路MMSE使用矩阵P和噪声功率Nr0来生成用户分离矩阵U，然后根据方程(15)的处理来生成第零级MMSE的软输出和用户分离矩阵U。将这些输出施加给被标识为第一个干扰发生器且表示为I-GEN0的干扰发生器。
第零干扰发生器I-GEN0通过在第零级求解方程(38)的第二行生成第零干扰校正向量c0。设置在每个干扰发生器I-GEN之后的加法器执行对第n干扰校正向量向量cn′和第零软输出向量的相加功能，以在第(n’+1)级生成第(n’+1)软输出因此，设置在发生器I-GEN0之后的加法器生成第一软输出向量至该操作，第零级结束，下一级(第一级)n＝1开始。并且将向量和用户分离矩阵U发送到第一干扰发生器I-GEN1。
第一干扰发生器I-GEN1通过执行与发生器I-GEN0相同的操作来生成第一干扰校正向量c1。设置在第一发生器I-GEN1之后的加法器通过将第一干扰校正向量c1与第零级软输出向量相加，生成至该操作，第一级结束，下一级(第二级)n＝2开始。并且将向量和用户分离矩阵U发送到第二干扰发生器I-GEN2。
这样，重复与上述相同的过程n次，以生成作为最终软输出向量的第n级软输出向量判决电路DEC对第n软输出向量的各个分量进行硬判决以生成最终检测向量
按此方式，获得了K个用户的发送数据。在方程(38)中，还可以使用软输出向量来代替右手侧的向量
使用以下方法进一步改进通过校正向量获得的校正效果。
(C-1)：当在接收S/N比(Eb/N0)较低的环境下使用校正向量时，将方程(14)修改成：
U＝PHP+λNNr0I    (λN＞1)                (39)，
随着系数λN的增大，方程(16-A)中的Δbx减小，并且ΔbI增大。增大的ΔbI被校正向量c抵消。
(C-2)：将校正向量c的振幅设置为频率的函数(对干扰强度的测度)，使得向量的各个分量取接近于零的值。
对于该函数，例如，使用下式作为阈值ar(∈0.5～1)。
$\theta \left(a_r\right)=\sqrt{\frac{P_f}{P_b}}$(40)
$\left[\begin{array}{cc}{P}_f=E\left\{{(1-|{\tilde{b}}_k\left|\right)}^2\right\}& \left(\right|{\tilde{b}}_k|<a_r)\\ P_b=E\left({\left|{\tilde{b}}_k\right|}^2\right)& \end{array}\right]$
其中E表示取总体平均的运算符。
(C-3)：如果分量当使用校正向量c时软输出向量b具有关系则可能已执行了过度校正。为了避免该问题，该系统可以引入阈值B(＜1)，由此对方程(37)进行修改以得到下式：
$\left.\begin{array}{cc}c\left(B\right)=U^{-1}{\lambda }_N{N}_{r0}{\tilde{b}}^L& \\ {\tilde{b}}_k^L={\tilde{b}}_k& \left|{\tilde{b}}_k\right|\le B\\ {\tilde{b}}_k^L=\mathrm{sign}\left({\tilde{b}}_k\right)B& \left|{\tilde{b}}_k\right|>B\end{array}\right\}---\left(41\right)$
当协同使用方法(C-2)和(C-3)时，通过下式给出校正向量：
$c(a_r,B)=\theta \left(a_r\right)U^{-1}{\lambda }_N{N}_{r0}{\tilde{b}}^L---\left(42\right)$
选择值λN、ar以及B，以增强干扰校正向量c的校正效果。该方法可以减小常规MMSE方法必然会遭受的由于噪声和干扰而导致的扰动效应，由此可以改进误码率。
当将根据第二实施例的干扰校正技术与第一实施例顺序检测型接收器或(稍后描述的)第三到第五实施例组合起来时，可以进一步降低这些系统的噪声。
以下对根据本发明第三实施例的组合导频型去相关区分系统进行描述。在第一和第二实施例中，使用通过将保护序列加到核心序列上而获得的包络序列作为扩展序列。在此情况下，接收器不能使用与保护序列长度相对应的发送能量。随着数据速率的升高，保护序列长度与核心序列长度之比变得太大以至于不能忽略。为了防止该能量损失，本发明提供了这样一种系统：其中，用户发送器只使用核心序列对发送数据进行扩展，生成带有该核心序列的发送码元，并且接收器在不遭受ISI(码元间干扰)的情况下对接收码元进行解调。
图7是对第三实施例的辅助说明图，示出了带有导频响应的基带发送和接收码元序列的时间图。图7中的上两行示出了来自各用户uk(k＝1，2)的码元时段为T并且码元编号ns＝(...-1，0，1，2，...)的发送码元序列sk(ns)。在这些行的下方，示出了按多径分量分类的接收数据码元r。rk是对应于sk的第k个用户特定接收波分量。在本示例中，各用户的接收波分量由3个波(即，直达波、Tc(码片时段)延迟波以及5Tc延迟波)组成。
将第ns＝(0)个接收码元的直达波分量表示为bk(0)hk0gk。其中gk表示uk的扩展序列。使用延迟运算符D，将Tc和5Tc延迟波的分量分别表示为bk(0)hk1gkD和bk(0)hk5gkD5。这里，bk(ns)表示由用户uk发送的第(ns)个数据，hkj(j＝0，1，2，...)是从uk到接收器的信道向量hk的第j个分量。接收器提取在时间位置Ts(等于码元时段T)上的第ns个接收数据码元r中包含的所有分量(在此情况下为6个波)之和，并按码元基对其进行解调。时段Ts包括关注的当前码元的直达波和先前码元的延迟波分量。
假设只有u1的发送器向第零码元位置(时段T，ns＝0)发送导频码元sP1，并且在该码元位置之前和之后不发送数据或其他导频码元。与sP1相对应，如倒数第二行所示，接收器接收到作为由实块(real bulk)帧包围的分量的导频响应P1R。由于多个多径波分量，因此导频响应P1R在两个码元时段上扩展。将在ns＝0和ns＝1的码元定时区上的这些分量分别表示为p1M和p1D。(由虚线表示的p1p表示由假设的先前导频产生的与p1D相对应的延迟波)。由此，响应P1R是当通过设置b1(0)＝p＝1和b1(-1)＝b1(1)＝0来发送3个发送数据码元时的接收响应(p表示导频信息)。响应P2R是当从第二个用户u2发送导频时的接收响应。(通常，为了防止同时接收到P1R和P2R，对它们的发送定时进行控制)。
图8是对本发明第三实施例的说明图，示出了多个导频响应的模型图。
通常，假设每个发送码元接收到J个多径波作为导频响应，由下式给出接收响应：
$p_k^R=\underset{j=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}{h}_{\mathrm{kj}}{g}_k{D}^j---\left(43\right)$
当将在接收器处的接收码元同步位置固定于时段Ts时，如图8所示，响应pRk由在当前码元时段上的主响应pkM和在后一码元时段上的延迟响应pkD组成。
由下式给出在图8所示的第ns＝0个时隙上的接收数据码元r1(0)的分量：
r1(0)＝b1(0)p1M+b1(-1)p1D           (44)
若采用了二进制发送数据，则两个数据b1(0)与b1(-1)存在四种组合。我们使用由如图8(a)所示的用户uk的两个单元响应组成的合成导频响应的组合。由下式给出该组合：
$p_k^{+}=p_{\mathrm{kM}}+p_{\mathrm{kD}}={(p_{k1}^{+},p_{k2}^{+},...,p_{\mathrm{kL}}^{+})}^T$(45)
$p_k^{-}=p_{\mathrm{kM}}+p_{\mathrm{kD}}={(p_{k1}^{-},p_{k2}^{-},...,p_{\mathrm{kL}}^{-})}^T$
因此，可以如下表示从用户uk接收到的第(ns)个接收码元rk(ns)：
$r_k\left(n_S\right)=b_k^{+}\left(n_S\right)p_k^{+}+b_k^{-}\left(n_S\right)p_k^{-}$ $(b_k^{+},b_k^{-}\in +1,-\mathrm{1,0})---\left(46\right)$
更具体来说，当准备了一个组合(即，一对合成导频响应p+k和p-k)时，这些响应包括先前码元分量。因此，可以在不经受由于前一码元而产生的干扰(ISI)的情况下对数据响应进行分析。对于在时段Ts上的接收码元的同步位置，在图7的情况下从用户u2接收到的导频响应延迟了τ12。在此情况下，将导频响应生成为如图8(b)所示的多个分量之和。
在图8中，如果假设同步或准同步接收，则导频响应的用户间偏差τkk’(τkk′是通过使用TC进行标准化而获得的整数)(如由τ12表示的)必须满足下式：
τkk′+(J-1)≤L    (k≠k′)               (47)
在该条件下，导频响应pRk的扩展范围被限制在2个码元时隙之内。[如果pRk在个码元时隙中扩展，则应当准备类合成导频响应的组合，而不是在以上示例中的两种]。
在图7的示例中，利用2K个合成导频响应，通过使用与方程(11-A)中的方法相同的方法，可以由下式表示在位置Ts处的接收码元r的用户分离方程系统：
r＝Pb+x                      
                                          (48)
[L×1][L×2K][2K×1][L×1]
$\left.\begin{array}{c}r={[r_1,r_2,...,r_L]}^T\\ P=[p_1^{+},p_2^{+},...p_K^{+},p_1^{-},p_2^{-},...p_K^{-}]\\ b=(b^{+}+b^{-})={[b_1^{+},b_2^{+},...b_K^{+},b_1^{-},b_2^{-},...b_K^{-}]}^T\\ x={[x_1,x_2,...,x_L]}^T\end{array}\right\}---\left(49\right)$
如在方程(12)到(15)中那样，通过针对b求解方程(48)得到软输出向量
不仅在作为第(ns)个接收码元的解的软输出向量中，而且在后一接收码元的软输出向量中，包含有第(ns)个发送码元的数据向量b(nS)的分量。因此，考虑用户uk的数据分量，满足以下关系：
${\tilde{b}}_k\left(n_S\right)={\tilde{b}}_k^{+}\left(n_S\right)+{\tilde{b}}_k^{-}\left(n_S\right)+{\tilde{b}}_k^{+}(n_S+1)-{\tilde{b}}_k^{-}(n_S+1)---\left(50\right)$
因此，根据在两个接收码元上获得的两个单元软输出之和，可以计算出数据对应软输出。
当通过常规DD或(如由方程(15)表示的)MMSE系统的线性方程系统对解进行计算时，由给出该解。此时，携带有图7中的接收向量r中的数据bk(ns)的信号关联单元是4个分量，即pkM(ns)、pkD(ns)、pkM(ns+1)以及pkD(ns+1)。为简洁起见，令s为这些单元分量的向量的平均电压振幅，T为时段，E为能量。所有这些值彼此相等。另一方面，当分别由x/pkM和x/pkD表示在r中包括的投影白噪声分量x(AWGN)比主分量pkM和延迟分量pkD时，由[x/pkM+x/pkD]给出在公式(45)的右手侧中包括的x的投影电压分量。由于上述两个噪声彼此不相关，因此所有噪声功率都等于这些噪声的功率和。当由E|x/pkM|＝E|x/pkD|＝|x0|表示这些噪声的平均电压振幅时，由下式给出方程(50)的软输出的SN比：
${\mathrm{SN}}_k=\frac{{\left(4\right|s\left|\right)}^2}{2{\left|x_0\right|}^2}=\frac{8{\left|s\right|}^2}{{\left|x_0\right|}^2}=\frac{8E}{N_0}---\left(51\right)$
当使用图3中的带有保护序列的包络序列时，在以上说明中，pkD＝0成立，并且不能使用两个码元输出。因此，可能得到不利的关系SNk＝s2/|x0|2。因此，通过使用组合导频来实现S/N比的增大。
假设由于环境的变化图7所示的多径传播特性突然消失。在此情况下，接收器总是对已知导频响应进行分析，将主响应的能量EkM与延迟波响应的能量EkD相互比较。如果满足下式
EkM＞＞EkD             (52)，
则由下式给出方程(48)中的矩阵P的第k对单元向量：
$p_k^{+}\cong p_k^{-}---\left(53\right)$
因此，矩阵P的正则性显著劣化了。结果，包括在软输出向量中的噪声显著增大。
针对矩阵P的正则性的可能的劣化，应当为接收器提供自适应解调功能。当检测到上述状态时，接收器强制设置公式(45)中的pkD＝0、p+k＝pkM以及p-k＝0，以将方程(49)中的矩阵P的大小减小为L×(2K-1)，通过从向量b去除b-k，将向量b的大小减小为(2K-1)×1。然后对方程(48)进行求解。由此可以避免矩阵P的正则性的劣化。
作为不特别地要求改变解调操作的第二方法，以下对一种模拟延迟序列系统进行描述。
图9是对本发明第三实施例的辅助说明图，示出了模拟延迟波发送系统的发送码元和导频响应的图。在图9中的头几行示出了第k个用户的第ns(＝0，1)个发送码元sk(0)和sk(1)。作为这些码元的尾部，向预先分配的码元时段T外的尾部添加附加码元s0k(0)和s0k(1)作为模拟码元。因此，由下式给出扩充扩展序列：
${\hat{g}}_k=(g_{k1},g_{k2},...,g_{\mathrm{kL}},g_{k1}^o,g_{k2}^o,...,g_{\mathrm{kV}}^o)---\left(54\right)$
将带有排列在码元时段的尾部外的V个码片的序列添加到带有等同于码元时段的L个码片的核心序列gk，作为模拟延迟序列。
在图9中的中间几行，示出了与图7中的导频响应相同的导频响应。pRk(h10到h15)表示由6个接收波构成的响应，pRk(h10)表示由一个接收波构成的没有延迟波的响应。(对图9中的波形进行了建模)。
图9中的最后两行示出了针对其中没有延迟波的情况由公式(45)表示的合成导频响应的组合。因此，即使没有延迟波，也满足关系p+k≠p-k，并且可以防止矩阵P的正则性劣化。因此，可以将该解调处理直接应用于去相关系统，以得到解。
由于在赋予图9中的时隙nS＝1的码元时段上的码元sk(1)的头部的V个码片具有与作为前一码元的码元s0k(0)的尾部的V个码片的时间区相同的时间区，因此这些码片相交叠，并且发送器必须对这些码片求和，然后发送该和。考虑bk(0)与bk(1)的组合，使得可以通过求和部分地或完全地抵消掉这两个码元的V个码片。因此，为了避免发送信号衰减，优选地，通过如下方法来设计公式(54)中的序列例如，该方法对gk1到gkV，的码片赋予实振幅，而对g0k1到g0kV的码片赋予虚振幅，使得这两个V码片序列变得相互正交。
以下对本发明的第四实施例进行描述。本发明涉及一种多输入多输出(MIMO)CDMA系统，提供了一种实现了完全用户间干扰分离的技术，以改进由于多个输入/输出天线而导致的分集效应。
图10是示出本发明第四实施例的多输入多输出收发器的框图。在图10的左侧示出的第k个用户uk的发送器TXk通过N(＝4)个发送天线ATn(n＝1，2，...，N)发送布置在4×4维中的时空码元集∑k。第k’(k’≠k)个用户(未示出)的另一发送器TXk’发送时空码元集∑k′。
通过串并转换器s-p将uk的发送数据序列[bkd](d＝1，2，...Nd是数据的序号)转换成Nd(＝4)个并行数据。由调制器MOD将由Nd个并行数据构成的数据组中的相应数据bkd调制成与图3中所示的包络序列相同的包络序列ekd(包括作为元素的核心序列gkd)，以生成基带发送码元skd。将每个码元skd施加给时空信号发生器Gd。时空信号发生器Gd通过延迟单元D生成码元序列skdτn，其中，下标d、τ(＝1，2，...，Nτ)以及n分别表示数据序列编号、时隙编号以及发送天线编号。因此，生成了Nd个时空码元集∑k(skdτn)。由下式给出各码元skdτn：
$S_{\mathrm{d\tau n}}^k=b_{\mathrm{d\tau n}}^k{e^k}_d$(55)
其中，值bkdτn仅依赖于编号d。通过求和门SU将其中τ与n彼此相等的码元skdτn、skd’τn、skd”τn合成为发送码元skτn(t)。从第n个天线ATn顺序地发送发送码元skτn(t)[将该发送码元当作通过对在公式(1)中表示的码片波形q(t)和载波进行调制而生成的输出]。
以下对接收器RX进行描述。将通过第m(在图10中m＝1，2，...，M，并且M＝2)个接收天线ARm按导频[数据]发送定时接收到的接收码元rpnm(t)[rmτ(t)]施加至导频解调器PD[数据解调器SD]，其中，生成了基带信道增益(向量)hkτnm[基带数据码元(向量)rmt]。
通过具有一个码元时段(TE)的延迟单元Dr将这些基带码元彼此串联连接起来，以获得合成导频响应hkτn(向量)和合成数据码元(向量)rτ。将Nτ个数据码元rτ施加至接收码元发生器RSG，该接收码元发生器RSG生成由下式给出的接收码元：
$r=\underset{\tau =1}{\overset{N_r}{\Sigma }}{r}_{\tau }{D}_r^{\tau -1}---\left(56\right)$
其中，Dr是一个码元的延迟运算符。
另一方面，将信道增益hkτn连同在各接收器中使用的Nd个扩展序列gkd一起施加到导频响应发生器PRG。导频响应发生器PRG生成导频响应矩阵P，并利用接收导频码元rpnm(t)对接收码元中包括的AWGN的功率进行估计，作为噪声功率Nr0。图10中所示出的最小均方误差检测器MMSE-D通过使用接收码元r、导频响应矩阵P以及噪声功率Nr0，由图5中的电路输出检测到的向量。
图11是对本发明第四实施例的辅助说明图，针对Nτ＝N＝4的情况，在由时间轴τ和空间轴n组成的二维空间中示出了时空码元集∑k的排列图。。将由发送定时τ和发送天线n确定的各个虚线框分配给发送码元skdτn，其中，略去了标符k、n以及τ，只示出了码元sd。因此，只将携带有第d个数据的码元分配给时隙中的一个和天线中的一个一次。常规时空编码技术使用这样一种系统，其中，将上述码元乘以正交码c的元素码字cτn，以产生分配给图11中的相应框的cτnsdτn。该传统系统提供以单个用户作为目标的通信，并且通过将每个发送码元乘以码字cτn并发送，使得接收器可以将Nd个发送码元完全地相互分离，来提供所述通信。从而，接收器对Nτ个接收码元进行线性求和来产生和输出，然后，将该和输出施加给与第d个导频响应相匹配的匹配滤波器，以获得与第d个码元相对应的软输出，从而将第d个码元从所述Nd个码元分离出。该技术具有这样的缺点，即，它没有多用户干扰分离功能(而这是本发明的目的)，并且需要假定在Nτ个接收码元时隙的时段中信道增益特性应当恒定。因此，存在针对该系统不能利用通过交织而实现的分集功能(稍后描述)的问题。
下面说明图10中的接收器RX的基本操作。导频解调器PD利用相应的接收导频码元rpnm(t)生成在发送天线ATn与接收天线ARm之间的信道增益hkτnm，该信道增益hkτnm不依赖于由发送器使用的扩展序列。基于通过将hkτnm级联排列而获得的信道增益向量hkn和第k个用户为扩展第d个数据bkd而使用的扩展序列gkd，生成用于分析接收码元skdτn的导频响应，该导频响应由下式表示：
$p_{\mathrm{d\tau n}}^k=\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{p}_{\mathrm{d\tau nm}}^k{D}_S^{m-1}---\left(57\right)$
$p_{\mathrm{d\tau nm}}^k=h_{\mathrm{\tau nm}}^k{\left[g_d^k\right]}^T---\left(58\right)$
对于公式(57)和(58)，由下式获得与方程(11)中的去相关方程相同的去相关方程：

[d＝1，2，3，4；τ＝1，2，3，4；m＝1，2，n，n′，n″，n″′∈1～4、Nd＝Nτ＝K＝4、M＝2]
其中，在各矩阵的下方描述了矩阵大小。为了获得解，必须满足K≤2L。通常，根据矩阵P的维数[NτML×NdK]，得到以下表达式：
K≤NτML/Nd                        (60-A)
K≤ML    (Nτ＝Nd)            (60-B)
只要满足以上式子，就可以通过能够完全码元分离和用户分离的DD系统对方程(59)进行求解。另一方面，可以利用本发明的第一和第二实施例的原理通过MMSE-D系统对方程(59)进行求解，来获得软输出向量，以使其中包括的干扰与白噪声之和最小化。结果，可以获得更优异的误码率特性。更具体来说，利用上述原理，可以实现高度先进的用户分离。
在阐述上述示例时，假定在Nτ个发送时隙上排列了携带相同数据bkd的码元skdτn，并且这些时隙的发送时间彼此相邻。然而，当要对以上方程进行求解时，与常规技术不同，信道增益特性不一定是相对于τ不变的[hkτnm＝常数]。因此，作为有效手段，可以利用进行交织以克服差衰落环境的时间分集技术。参照实际示例来阐述该技术。在图11(a)中，由下式表示第τ个时隙上发送的四个码元组：
$S_{\mathrm{i\tau }}={\left\{\underset{n=1}{\overset{4}{\Sigma }}{s}_{\mathrm{\tau n}}\right\}}_i={(s_{\tau 1},s_{\tau 2},s_{\tau 3},s_{\tau 4})}_i---\left(61\right)$
其中，i表示由Nd个发送数据构成的组的顺序编号。在以上示例中，将Nτ＝4个时隙分配给第i个组合，并在每个时隙发送N＝4个码元。公式(61)是第i个组合的第τ个发送码元组。(在该公式中略去了上标k和下标d)。
图11(b)是用于进行交织的读/写排列图，其中，按由将次序W写为i＝1，2，3，...Q的表示的次序水平地写入发送码元组Siτ。一个组Siτ占用Nτ＝4个时隙(1、2、3以及4)。通过重复使写入过程返回到下一行的方法5次，只要在写入第Q组后写入了码元SQ+1，1，就获得了图11(b)所示的示例。通过按由读取顺序R表示的次序从左侧起顺序地读出码元组，获得了码元[S11]、SQ+1，2、S2Q+1，3、S3Q+1，4以及S4Q+2，1，通过向右改变列，继续获得码元[S12]、SQ+1，3、……。这是一种交织输出。在相邻时隙上发送彼此分开4Q个码元时段的多个码元组。在接收器处，执行该写入/读取操作的逆操作(去交织)。这样，顺序地排列了与[S11、S12]、……相对应的接收码元组[R11、R12]、……。因此，通过将接收码元组R11到R14代入方程(59)中的码元r1到r4，可以获得解。考虑特征在于接收码元R11到R14的发送处理信道增益向量hkτnm的属性。通过进行该交织，在相邻τ的码元之间的实际时间间隔取4QT的值。当Q增大时，可以实现几乎无相关。因此，可以获得显著改进的抗衰落性能。
当将使用已知分组码或卷积码的编码技术应用于以上系统时，可以进一步减小误码率。在此情况下，在图10中发送器预先对输入数据序列[bdK]执行编码，以执行用于将该序列转换成数据序列[bdKC]的上述扩展调制，接着发送编码后的数据序列[bdKC]。接收器针对接收码元序列执行上述解扩解调，以生成判决输出序列并通过对该判决输出序列进行解码来生成与原始发送数据序列对应的检测数据序列然而，在根据本发明的上述技术中，使用时空分集利用Nd(＝Nτ)个码元多次发送了同一数据，并且附加应用了交织功能。因此，所述技术包括实际执行编码的功能。因此，与使用常规编码的单天线发送系统或者没有充分的用户分离功能及交织功能的常规系统(相比，本发明可以构建具有极好的功率带宽特性的系统。
由于上述实施例基于具有M个接收天线的MIMO系统的结构，如果使用长度为L的发送码元，则导频向量和接收码元向量的长度可以为ML。
这一事实意味着信号的维数增大了M倍，从而导致了将待容纳的用户的最大数量K增大M倍并将噪声减小到1/M的优点。可以将该原理应用于第一到第四实施例和(后述)第五实施例，以实现使得用作这些系统的评估测度的功率带宽积PB进一步减小的有利效果。
以下对根据本发明第五实施例的使用正交序列组的CDMA发送系统进行描述。
作为正交序列组的一个示例，以下对一种互补序列组进行描述。当A(A1，A2)与B(B1，B2)(均由长度为L的一对(通常为2的幂)序列组成)两个序列组合的序列组满足由以下4个方程表示的关系时，将该组称为完全互补序列组。
$\left.\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{AA}}=A_1*\overline{A_1}+A_2*\overline{A_2}=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_{\mathrm{An}}\delta (i-n)\\ R_{\mathrm{BB}}=B_1*\overline{B_1}+B_2*\overline{B_2}=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_{\mathrm{Bn}}\delta (i-n)\\ R_{\mathrm{BA}}=B_1*\overline{A_1}+B_2*\overline{A_2}=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_{\mathrm{Cn}}\delta (i-n)\\ R_{\mathrm{AB}}=A_1*\overline{B_1}+A_2*\overline{B_2}=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_{\mathrm{Dn}}\delta (i-n)\end{array}\right\}---\left(62\right)$
$\left.\begin{array}{cc}{\rho }_{\mathrm{An}}={\rho }_{\mathrm{Bn}}=2& (n=0)\\ =0& (n\ne 0)\\ {\rho }_{\mathrm{Cn}}={\rho }_{\mathrm{Dn}}=2& (n=0)\\ =0& (n\ne 0)\end{array}\right\}---\left(63\right)$
其中*、-以及δ表示周期交叉相关函数、共轭以及带有分量变量i的狄拉克函数，n表示移位变量，以表示序列的移位数是n。ρAn表示n移位相关，被定义为在序列A1，(A2)与序列的n移位序列(其为相关函数RAA的第n(n＝0、1...L-1)个分量)之间的相关性。因此，得到RAA＝(ρA0，ρA1，...，ρAL-1)。如在公式(63)中表示的，使用具有除零移位自动相关以外的自动和交叉正交属性的序列组。尽管对于诸如L＝4、8、16、...的序列长度存在完全互补序列组，但是以下对由具有二元振幅(+、-)并且长度L＝4的序列组成的序列组的示例进行描述：
$\left\{\begin{array}{c}{A}_1=+++-\\ A_2=+-++\end{array}\right.$ $\left\{\begin{array}{c}{B}_1=++-+\\ B_2=+---\end{array}\right\}---\left(64\right)$
下面对通过使用正交序列对的组合的发送码元和与该发送码元相对应的接收码元分量的组合方法进行说明。
图12是对本发明第五实施例的辅助说明图，示出了在CDMA系统中使用互补序列组的接收/发送码元的时间图。第k个用户uk(k＝1，2)在码元时段上发送2位数据(bkA，bkB)。图中所示的各序列A1E到BE2表示通过使用图中所示的阴影部分的保护序列来包围的时段T上的各核心序列(序列A1到B2)而得到的时段TE上的包络(循环扩频)序列。[由于使用各核心序列的后部和前部作为前和后保护序列，因此该包络序列的具有连续L个码片(对应于时段T)的部分序列变成核心序列的周期移位序列]。将该包络序列对乘以一数据，以得到发送子码元s1A，其被表示成：
$s_1^A=b_1^A(A_1^E\oplus A_2^E)---\left(65\right)$
其中表示将序列A1E和A2E串联地排列。由子码元s1A与s1B的算术和(按码片单元相加)给出用户u1的发送码元，其中通过与得到s1A的方法相同的方法来得到s1B。
$s_1=s_1^A+s_1^B=(b_1^A{A}_1^E+b_1^B{B}_1^E)\oplus (b_1^A{A}_2^E+b_1^B{B}_2^E)---\left(66\right)$
尽管对A1E和B1E的分量进行求和然后发送，但是由于它们之间的正交性，因此接收器可以分离并检测到这些分量。通过与上述方法相同的方法针对u2生成由下式表示的发送码元。
$s_2=s_2^A+s_2^B=(b_2^A{A}_1^{E}D+b_2^B{B}_1^{E}D)\oplus (b_2^A{A}_2^{E}D+b_2^E{B}_2^{E}D)---\left(67\right)$
其中，D表示按一个码片的延迟运算符。更具体来说，码元s2由使用(通过将用于s1的核心序列移位一个码片而获得的)核心序列得到的包络序列对组成。
考虑其中这些发送码元同时到达接收器的同步接收。在图12中，已知与发送码元sk相对应的用户特定接收码元分量为rk(rkA，rkB)。例如，图12示出了其中每个接收码元都由直达波分量(h10)和一个延迟波分量(h11)组成的情况[假设信道为h1＝(h10，h11)]。因此，通过假设包括在r1A中的AWGN为0，接收码元r1A具有发送码元(s1A)关联分量，并由下式给出：
$r_1^A=b_1^A(h_{10}{A}_1^E+h_{11}{A}_1^{E}D)\oplus b_1^A(h_{10}{A}_2^E+h_{11}{A}_2^{E}D)---\left(68\right)$
将序列A1E的延迟n个码片的延迟波分量表示为序列A1EDn，通过将包络序列乘以延迟运算符Dn来获得序列A1EDn。将从接收码元r1A的前部提取的核心部分[r1A]C1施加给匹配到序列A1的匹配滤波器MF(A1)，并将从接收码元的后部提取的核心部分[r1A]C2施加给另一滤波器MF(A2)，然后得到两个相关输出之和。根据公式(63)的关系，将该和表示为：
$y_{10}^A={\left[r_1^A\right]}_{C1}\overline{A_1}+{\left[r_1^A\right]}_{C2}\overline{A_2}=b_1^A{h}_{10}---\left(69\right)$
由基于公式(68)的下式给出与发送码元s1B相对应的接收码元r1B：
$r_1^B=b_1^B(h_{10}{B}_1^E+h_{11}{B}_1^{E}D)\oplus b_1^B(h_{10}{B}_2^E+h_{11}{B}_2^{E}D)---\left(70\right)$
由于根据公式(63)核心部分组[r1B]C1，[r1B]C2与[r1A]C1，[r1A]C2相互正交，因此即使在公式(69)中使用[r1]C1、[r1]C2来代替[r1A]C1、[r1A]C2，来自滤波器的输出yA10也不会变化。因此，下式成立：
$y_{10}^A={\left[r_1^A\right]}_{C1}\overline{A_1}+{\left[r_2^A\right]}_{C2}\overline{A_2}=b_1^A{h}_{10}---\left(71\right)$
当将两个相等的码元分量施加给匹配到一延迟序列的滤波器MF(A1D)和MF(A2D)时，下式成立：
$y_{11}^A={\left[r_1\right]}_{C1}\overline{A_{1}D}+{\left[r_1\right]}_{C2}\overline{A_{2}D}=b_1^A{h}_{11}---\left(72\right)$
如果通过与上述方法相同的方法将接收码元r2施加给匹配滤波器MF(A1D)到MF(B2D2)，则将相关输出表示为：
$\left.\begin{array}{c}{y}_{20}^A={\left[r_2\right]}_{C1}\overline{A_{1}D}+{\left[r_2\right]}_{C2}\overline{A_{2}D}=b_2^A{h}_{20}\\ y_{21}^A={\left[r_2\right]}_{C1}\overline{A_1{D}^2}+{\left[r_2\right]}_{C2}{\overline{A_{2}D}}^2=b_2^A{h}_{21}\end{array}\right\}---\left(73\right)$
通常，由下式给出通过来自第k个用户uk的接收码元获得的第j个延迟波关联相关输出：
$\left.\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{kj}}^A={\left[r_k\right]}_{C1}{\overline{A_{1}D}}^{k-1+j}+{\left[r_k\right]}_{C2}{\overline{A_{2}D}}^{k-1+j}=b_k^A{h}_{\mathrm{kj}}\\ y_{\mathrm{kj}}^B={\left[r_k\right]}_{C1}{\overline{B_{1}D}}^{k-1+j}+{\left[r_k\right]}_{C2}{\overline{B_{2}D}}^{k-1+j}=b_k^B{h}_{\mathrm{kj}}\end{array}\right\}---\left(74\right)$
通常，对于包括所有用户码元分量的多路复用接收码元，下式成立：
$r=\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{r}_k+x---\left(75\right)$
当将在多路复用接收码元的前部和后部中包括的核心部分rc1和rc2(见图12)分别施加给匹配滤波器MF(A1Dl)和MF(A2Dl)时，由下式给出包含有AWGNx的相关输出向量：
$\left.\begin{array}{c}{y}_l^A=r_{C1}\overline{A_1{D}^{l-1}}+r_{C2}\overline{A_2{D}^{l-1}}+x\\ y_l^B=r_{C1}\overline{B_1{D}^{l-1}}+r_{C2}\overline{B_2{D}^{l-1}}+x\end{array}\right\}$(l＝1，2，...，L)(76)
结果，参照公式(74)和(76)，下式成立：

其中，由hk＝(hk0，hk1，...，hk，J-1)给出信道增益向量，并由K≤L给出用户数量。类似地，对于使用序列组B的接收码元分量，下式成立：
$H{\tilde{b}}^B=y^B---\left(78\right)$
可以通过利用第一和第二实施例针对和对这些线性方程系统进行求解，使得可以获得K(≤L)个用户的数据(每个都由两个位组成)。更具体来说，当通过使用具有2L个码片的两个核心序列满足K＝L时，最大数据速率可以是2L位每码元。因此，可以获得高频率利用效率。
在以上公式中，由于矩阵H的对角分量对应于主波，因此只要主波的振幅大(当某些主波具有小振幅时，从基站对这些用户的发送定时进行控制，使得可以使这些主波移位成大振幅延迟波)，就可以使矩阵H的正则性保持高。因此，可以获得低误码率特性，而不容易受到噪声的扰动。
图13是根据本发明第五实施例的接收器解调电路的框图。将图12所示的接收码元rC1和rC2分别施加给匹配滤波器组MFB(A1)和MFB(A2)。在这些匹配滤波器组中的匹配滤波器MF(A1Dl-1)和MF(A2Dl-1)(l＝1，2，...，L)生成相关输出，并通过随后的求和电路(SU)生成公式(76)中的输出。将软输出向量yA＝(yA1，yA2，...，yAL)、预先通过导频发送获得的信道增益矩阵H以及在接收码元上的噪声功率Nr0施加给分析器AYZ。分析器AYZ通过使用图5或6中的电路生成软输出向量
还将接收码元施加给与以上匹配滤波器组相同的匹配滤波器组MFB(B1)和MFB(B2)。将这些输出施加给分析器AYZ，以生成软输出向量判决电路DEC对这些软输出向量的各分量执行硬判决，以获得带有2K位的发送数据的检测数据向量
作为该系统的最大优点，由于发送码元由(由序列组A和B组成的)两个子码元构成，因此最大峰值发送功率比只使用一个码元的系统的单元功率大四倍。另一方面，在常规系统中，每个用户都发送通过将由ADl和BDl(l＝0，1，2，...，L-1)组成的2L个子码元进行求和而得到的合成码元，每个合成码元使用比由前一合成码元使用的序列多延迟一个码片的序列，以减小频带。该常规系统必须忍受比单元功率大(2L)2倍的最大峰值发送功率。然而，本发明提供了一种避免以上问题的技术。
在以上说明中，假设了同步接收。然而，实际上，即使在准同步接收中，也几乎执行相同的操作。这是因为，如果由ADn表示用于用户uk的扩展序列，并且相对应的接收码元的位置延迟1个码片，那么由ADn+1和ADn+j+1组成用户特定接收分量的主波和j码片延迟波。结果，方程(77)中的矩阵H的第k个列向量hk的位置移位到下一较低级，并且矩阵H的对角分量包括0。这劣化了矩阵H的正则性。在此情况下，当将接收码元的同步位置设置于延迟一个码片的位置处时，矩阵H具有使得在不改变hk的情况下hk’(k’≠k)移位到下一较高级的结构。结果，可以容易地避免对角分量包括0的问题。
在以上说明中，使用互补序列组作为正交序列组。作为待用于本发明的另一正交序列组，可以是零校正区序列组(ZCZ)。以下对具有序列长度L＝8的ZCZ序列组的示例进行描述。
$\left.\begin{array}{c}{a}_0=(++++-+-+)\\ a_1=(++---++-)\\ a_2=(-+-+++++)\\ a_3=(-++-++--)\end{array}\right\}---\left(79\right)$
该示例由族大小M＝4的四个序列构成。由下式给出周期交叉相关函数：
$\left.\begin{array}{cc}{\rho }_{\mathrm{pq}}\left(n\right)=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{a}_p\left(i\right)a_q(i-n)& (p,q\in \mathrm{0,1,2,3})\\ =1& (p=q,n=0)\\ =0& (p=q,|n|\le \Delta ,n\ne 0)\\ =0& (p\ne q,|n|\le \Delta )\end{array}\right\}---\left(80\right)$
其中，Δ表示零相关区。在以上示例中，满足Δ＝1。考虑由属于一ZCZ序列组的L个序列(a1到a4)和一个码片移位序列组(a1D到a4D)和(a1D-1到a4D-1)构成的组Sz。
在Sz中的两个任意序列之间的任何交叉相关均取0。因此，将组Sz的每个序列分配给每个用户，并使用单个序列来代替通过将互补序列对(A1，A2)移位任意移位数而获得的序列对，使得可以构成与使用互补序列组的系统相同的系统。由于可以通过使用序列长度为L的组来设计具有K(＝L)个用户的系统，因此可以实现与使用互补序列组的方法相同的频率利用效率。由于同样的原因，可以将使用复数或三元(ternary)值的ZCZ序列用于该目的。
常规地，对于用户分离，已经实际使用如下系统：其使用Hadamard矩阵(沃尔什函数)的多个行(所谓的正交序列)作为扩展序列。对于属于Hadamard序列组的序列p和q，n移位自动相关取ρpp(n)≠0(n≠0)的值，并且n移位交叉相关取ρpq(n)≠0(n≠0)的值。更具体来说，由于自动和交叉相关函数的移位相关值取大值，因此该特性劣化了由方程(77)给出的矩阵H的正则性，导致劣化了用户分离功能。
与之对照的是，本发明的第五实施例可以完全消除该劣化，实现极好的用户分离特性，并减小功率带宽积PB。
在第一到第五实施例中，可以由在第一到第五实施例中描述的系统MMSE-D来执行完全用户分离或码元分离。然而，即使是其中在方程(44)中设置Nr＝0的DD系统，也可以实现相同的目的。通过将用户数量K设计成比核心序列长度(实际扩展因子)L小一小百分比，系统DD展现出具有令人满意的低误码率的优选特性。
以下对根据本发明第六实施例的高效导频发送系统进行描述。基站需要获取在各用户与基站之间的信道增益特性。因此，各用户必须按比多普勒频移高得多的频次向基站发送它的导频码元。若各用户在与导频发送和其他用户的数据发送的时间区不同的时间区中发送导频，使得接收器必须在不遭受干扰的情况下从各用户接收导频码元，并生成足够正确的导频响应。
此外，由于一个导频码元通常包括大白噪声(AWGN)，因此使用如下方法：在短时段TA(比多普勒周期TD0P短足够多)内接收多个(N)导频码元，对获得的N个导频响应进行积分以将AWGN的功率减小为1/N倍。出于该目的，在TA内准备KN个导频码元，结果剩余时间被用于数据发送。结果，该时间缩短是劣化了系统的频率利用效率的一个因素。该实施例解决上述问题。
图14是对本发明的第六实施例的辅助说明图，示出了发送和接收导频码元序列的时间图。在图14中的上部行中，第k个用户uk(k＝1，2)在码元时段T的发送一基带发送导频码元spk。将随后的码元时隙设置为空白时隙，作为保护时间。(对于比一个码元长的延迟扩展时，需要更多空白时隙)。
尽管发送导频码元spk具有与数据码元的结构相同的结构，但是其携带信息p＝1。用户uk使用gk作为长度为L的第k个扩展序列，并且使用αk＝(αk1，αk2，...，αkN)T作为长度为N的正交码的第k个码字(正交序列)。由下式给出第n个发送导频码元：
$s_{\mathrm{pk}}^n={\mathrm{p\alpha }}_{\mathrm{kn}}{g}_k={\alpha }_{\mathrm{kn}}{g}_k,(p=1)---\left(81\right)$
(与之相对照，数据码元通常由bkgk构成。)
因此，由下式表示针对用户uk的发送导频码元序列(由N个导频码元构成)：
$S_{\mathrm{pk}}={(s_{\mathrm{pk}}^1,s_{\mathrm{pk}}^2,...,s_{\mathrm{pk}}^N)}^T={({\alpha }_{k1}{g}_k,{\alpha }_{k2}{g}_k,...,{\alpha }_{\mathrm{kN}}{g}_k)}^T---\left(82\right)$
将大小为N×N(N≥K)的Hadamard矩阵的第k行当作正交序列αk的示例。
图14中的中部行和下部行示出了对应于发送码元spk的接收码元rpk。基站对各个用户的发送定时进行控制，使得所有K个码元rpk的接收位置彼此相等(同步接收)或者落在小定时差的范围之内(准同步接收)。如果延迟波的延迟时间比1个码元时段(T)稍短，由主响应αk1pkM和延迟响应αk1pkD构成的接收导频码元占据在2T码元时隙内。图14中的rp2示出了接收定时延迟了一个码片的情况。当连续地发送导频码元序列(N个导频码元构成一个组)(它们可以在数据码元之间扩展)，将具有时段Tp的接收码元序列表示为图14中的下部行的接收序列[r1]和[r2]。图中的时段Tp占用在两个相邻数据发送时段(时段TD)之间设置的时隙。
接收器接收通过复用用户特定接收码元分量r1与r2而构成的接收码元。通常由下式给出接收导频码元序列的第n个时隙的码元：
$\left.\begin{array}{c}{r}_p\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\alpha }_{\mathrm{kn}}{p}_k+x\left(n\right)\\ p_k=p_{\mathrm{kM}}+p_{\mathrm{kD}}\end{array}\right\}---\left(83\right)$
其中，x(n)是AWGN向量。假设接收响应pk在导频时段Tp的时段中是不变的。当将接收导频码元序列RP的相应码元rp(n)顺序地乘以正交序列αk的第n个元素时，获得了作为导频响应的以下相关输出：
${\tilde{p}}_k=p_k+{\mathrm{\Delta p}}_k=\frac{1}{N}\{\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\overline{{\alpha }_{\mathrm{kn}}}{r}_p\left(n\right)+x\left(n\right)\}---\left(84\right)$
该公式源于诸如由下式给出的正交序列的性质：
$\left.\begin{array}{cc}\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\alpha }_{\mathrm{kn}}\overline{{\alpha }_{k^{\prime }n}}=1& k=k^{\prime }\\ =0& k\ne k^{\prime }\end{array}\right\}---\left(85\right)$
公式(84)的右手侧的第一项(信号分量)具有电压和的特性，第二项(AWGN)具有功率和的特性。因此，导频响应的S/N比要比通过仅使用1个导频码元获得的S/N比大N倍。
图15是根据本发明第六实施例的正交序列调制导频发送系统的收发器的框图。第k个用户uk的收发器准备Hadamard矩阵的第k行的第k序列αk。发送器TXk用该序列αk的第n个元素αkn，在调制器MOD处对跟随有空白序列(时隙)的扩展序列gk进行调制以生成发送导频码元spk(n)。顺序地生成并随后发送spk(n)的N个发送导频码元。(在图15中略去了载波调制装置)。
在图15的接收器RX(pk)中，示出了用于生成第k个导频响应的电路单元。接收器接收具有时段2T(即，导频时段)的时段的第n个接收导频码元rp(n)。调制器MOD将第n个接收导频码元rp(n)乘以正交序列αk的第n个分量(αkn的共轭)，以生成具有2L个码片的乘法输出序列。各乘法输出序列的第l个码片元素βkln被施加给积分组Ik中的第l个积分器∑L。在执行该操作N次之后(n＝1到N)，各积分器的积分值是第l个码片输出按该方法生成的2L个输出构成一导频响应向量
按此处理方式，K个用户可以共享导频时段TP＝2T×N，这等同于常规系统所需的导频时段2T×N×K。这表明，可以实现1/K倍的时隙节约。在以上说明中使用的正交序列应当具有如下特性：使得在一个组中的任何一对序列之间的零移位相关值取0值。因此，不仅可以使用基于Hadamard矩阵的序列，而且可以使用互补序列、ZCZ序列等。
根据本发明，可以同时使用五个实施例，以构造进一步改进频率利用效率的系统。
如上所述，在本发明的第一和第二方面中描述的本发明提供了使用最小均方误差检测器(MMSE-D)通过以下步骤来增强CDMA多用户接收器的用户分离功能的技术，所述步骤为：引入与包含在作为带有用户分离矩阵的线性(去相关)方程系统的解而获得的各软输出中的与多个误差功率直接相关联的正确解测度；将一软输出判定为由最佳用户表示的最小误差影响软输出；对具有减小的大小的修改后的线性方程系统顺序地重复相同的方法，以获得其他用户软输出；以及生成所有用户的误差减小软输出。结果，带来了增大了在CDMA系统中可容纳的用户的数量并且减小了所需发送功率的效果，导致了该系统的功率带宽积PB的显著减小。
在本发明的第三和第四方面中描述的本发明提供了使用最小均方误差检测器(MMSE-D)通过以下步骤来增强CDMA多用户接收器的用户分离功能的技术，所述步骤为：引入通过假设第零级(MMSE-D)的软输出向量是无误差的而使用该向量作为第零个软输出向量而获得的干扰校正项；通过将该干扰校正项加入第零个软输出向量，得到第一级MMSE-D的另一软输出向量，作为第一个软输出向量；顺序地重复对各校正项和各新软输出向量的生成预定次数，以生成带有显著减小的干扰误差分量的最终软输出向量。带有干扰补偿功能的常规MMSE系统使用通过其他用户的估计数据分量获得的所关注的一个用户的估计干扰扰动，导致疏忽了所有用户分量。因此，常规MMSE系统的改进效果非常有限。本发明的这些方面带来了增大了在CDMA系统中可容纳的用户的数量并且减小了所需发送功率的效果，导致了该系统的功率带宽积PB的显著减小。
在本发明的第五和第十二方面中描述的本发明提供了通过以下步骤减小所需发送码元功率的技术，所述步骤包括：将所述多个用户特定导频响应向量中的每一个置换为构成一导频响应矩阵的一对合成导频响应向量；建立带有由该导频响应矩阵组成的用户分离矩阵的线性方程系统，以避免ISI(码元间干扰)；对该系统进行求解，以得到软输出向量；对在当前码元时段上的数据码元的检测数据向量进行判决；以及生成通过使用在当前和相邻码元时段上的多个数据码元的多个软输出向量来估计的发送数据。常规多用户接收器使用保护序列添加包络序列来避免ISI。然而，随着数据速率的增大，延迟波扩展增大，导致保护序列能量占码元能量的主要因素，使得丧失了功率效率。结果，即使对于高数据速率发送，本发明的这些方面也可以实现具有低发送功率的所需误码率，导致了对该系统的功率带宽积PB的显著改进。
在本发明的第六和第七方面中描述的本发明提供了通过以下步骤增加了用户数量并减小了误码率的技术，所述步骤包括：使用在带有MIMO系统的接收器处接收到的多个时空时隙，针对多个数据码元实现完全用户分离功能和数据分离功能；将用户分离矩阵与通过各接收天线获得的用户特定导频响应向量组合起来；以及使用该用户分离矩阵建立线性方程系统。与没有用户分离功能的常规时空编码发送系统的频率利用效率相对照的是，由于分集效应和交织功能，本发明的这些方面不仅提供了用户人数上的大于扩展因子的增加，而且减小了所需发送功率。结果，带来了增大了在CDMA系统中可容纳的用户的数量并且减小了所需发送功率的效果，导致了对该系统的功率带宽积PB的显著减小。
在本发明的第八方面中描述的本发明提供了通过以下步骤显著减小了CDMA系统的发送功率的技术，所述步骤包括：准备一扩展序列组，通过将属于互补序列组或零相关区序列组的序列移位相互不同的多个码片得到该扩展序列组的成员序列；将各成员序列分配给各用户，作为扩展序列；对发送定时进行控制，使得接收器在同步或准同步条件下接收到接收码元；通过带有由于所述多个成员序列的正交性而具有高正则性的用户分离矩阵的线性方程系统对接收码元进行分析；以及生成不受干扰噪声和延迟波干扰的软输出向量。本发明的第一和第二方面的技术有助于减小包含在软输出中的误差。结果，与其中每个用户生成通过对多个成员序列(每个都传送一数据)进行相加而得到的合成发送码元的常规系统相比，本发明的该方面可以显著减小发送功率，同时保持几乎相同的频率利用效率。
在本发明的第九方面中描述的本发明提供了这样一种装置，其用于：发送多个导频码元，使得接收器可以获得精确的导频响应，以通过将Hadamard矩阵的第k行作为第k个序列分配给第k个用户来识别多个信道；设置公共导频时隙，在该公共导频时隙中，各用户发送器通过使用同一时间区和同一频带发送出由第k个序列调制的导频码元序列，使得接收器可以有效地利用由所有导频码元序列占据的时间和频带，以完全地分离各用户特定导频响应。为了具有正确的导频响应，常规系统利用了针对每个用户的导频发送独立分配的发送资源，导致该系统的频率利用效率的显著损失。然而，通过将本发明的该方面加入基于本发明的第一到第五方面构造的系统，这些系统会显示出进一步改进系统的功率频带积PB的效果。
在本发明的第十方面中描述的本发明提供了一种使用去相关检测器(DD)代替在图5中示出的MMSE-D对配备有MMSE-D的系统进行简化的技术。本发明的该方面可以显示出与带有通过将可容纳用户数量减少一小百分比的MMSE-D的系统的性能几乎等同的极好的性能。
在本发明的第十一方面中描述的本发明提供了通过以下步骤来增大待积累用户数量的技术，所述步骤包括：向MIMO系统的接收器引入连接接收码元向量和连接导频响应向量，以增大待分析的码元的维数，并减小包括在软输出中的噪声。结果，本发明的该方面具有显著改进该系统的功率带宽积PB的效果。
在本发明的第一、第四和第十方面中描述的本发明提供了在不受包含在输入向量中的白噪声和干扰的不利影响的情况下，通过MMSE-D或DD对带有多个未知数的通用线性方程系统进行求解的技术。因此，不仅可以将本发明的这些方面应用于作为示例描述的多用户CDMA接收器，而且可以将它们应用于信道均衡器的分接头(tap)系统控制。本发明可广泛应用于需要对带有多个未知数的线性方程系统进行求解的系统，如用于通信、自动控制等领域。