用于接收信号质量估计的方法和设备

摘要

一种处理电路和方法，基于根据对应于接收机的ISI消除性能的消除度量而换算接收信号中的测量符号间干扰(ISI)来生成信号质量估计。通过基于简单的换算度量说明接收机的ISI消除性能，以说明接收信号中未消除的ISI的方式获得准确的接收信号质量测量，而无需在信号质量计算中使用可能复杂的多径组合加权计算。信号质量估计结果可用于发送对应的信道质量指示符、通信链路发射功率控制命令等。在一些实施例中，基于测量的ISI消除性能将消除度量作为动态值维护，而在其它实施例中，消除度量包括例如存储在存储器中的预配置值。

权利要求

1.一种为消除符号间干扰的接收机中的接收信号确定接收信号质量的方法，包括：生成所述接收信号中符号间干扰的估计；

通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量而换算所估计的符号间干扰；以及基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量。

2.如权利要求1所述的方法，其中基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量包括估计所述接收信号的信号干扰比。

3.如权利要求2所述的方法，还包括定期估计所述接收信号的信号干扰比并且定期发射对应的信道质量信息到支持无线通信网络。

4.如权利要求2所述的方法，还包括定期估计所述接收信号的信号干扰比、生成对应的链路功率控制命令以及发射所述链路功率控制命令到支持无线通信网络。

5.如权利要求1所述的方法，还包括在所述接收机的存储器中将所述消除度量存储为预配置值。

6.如权利要求5所述的方法，还包括通过表征所述接收机或同一类型的接收机的消除符号间干扰的性能而确定所述消除度量的预配置值。

7.如权利要求1所述的方法，还包括基于在操作期间测量的所述接收机的消除符号间干扰的性能而将所述消除度量作为动态更新值维护。

8.如权利要求1所述的方法，其中所述接收信号包括WCDMA专用物理信道DPCH信号，以及其中为消除符号间干扰的接收机中的接收信号确定接收信号质量包括，对于所述DPCH信号的每个时隙，基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量、生成对应的发射功率控制命令以及发射所述功率控制命令到支持WCDMA网络。

9.如权利要求1所述的方法，其中生成所述接收信号中符号间干扰的估计包括生成所述接收信号中所述符号间干扰的期望值。

10.如权利要求9所述的方法，其中通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量而换算所估计的符号间干扰包括将所述符号间干扰的期望值乘以所述消除度量或所述消除度量的比率。

11.如权利要求1所述的方法，其中基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量包括估计所述接收信号的接收信号功率、估计所述接收信号中对应于非符号间干扰的附加损害分量以及将所述接收信号的信号干扰比计算为所述接收信号功率和所换算的符号间干扰估计与所述附加损害分量之和的比率。

12.如权利要求11所述的方法，其中通过使用对应于所述接收机中与所述接收信号相关联的RAKE支路的组合值而估计所述接收信号功率、所换算的符号间干扰估计及所述附加损害分量。

13.如权利要求11所述的方法，其中估计所述接收信号的接收信号功率包括基于净信道响应的幅度和与所述接收信号相关联的传播路径的信号幅度，计算所述接收信号功率。

14.如权利要求11所述的方法，其中估计所述接收信号中对应于非符号间干扰的附加损害分量包括基于接收的导频信道符号而估计干扰方差。

15.如权利要求1所述的方法，还包括为一个或多个支持网络发射机中的每个发射机存储消除度量，并且其中通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量而换算所估计的符号间干扰包括通过对应的消除度量为所述一个或多个网络发射机中的每个发射机换算估计的符号间干扰估计。

16.如权利要求1所述的方法，还包括基于为所述接收信号中的符号间干扰和其它损害生成组合估计并从所述组合估计中去除对应于所述其它损害的噪声方差估计以获得所述消除度量而确定所述消除度量。

17.一种配置用于消除符号间干扰的接收机中的处理电路，所述处理电路包括：配置为生成所述接收信号中符号间干扰的估计的干扰估计电路；

包括在所述干扰估计电路中或与所述干扰估计电路相关联并且配置为通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量而换算所估计的符号间干扰的换算电路；以及配置为基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量的信号质量估计电路。

18.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路配置为通过估计所述接收信号的信号干扰比而基于所换算的符号间干扰估计来估计所述接收信号质量。

19.如权利要求18所述的处理电路，其中所述处理电路配置为定期估计所述接收信号的信号干扰比以定期传输对应的信道质量信息到支持无线通信网络。

20.如权利要求18所述的处理电路，其中所述处理电路配置为定期估计所述接收信号的信号干扰比并生成对应的链路功率控制命令以传输到支持无线通信网络。

21.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路配置为从所述接收机中的存储器接收预配置值作为所述消除度量。

22.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路配置为基于在操作期间测量的所述接收机的消除符号间干扰的性能而将所述消除度量作为动态更新值维护。

23.如权利要求17所述的处理电路，其中所述接收信号包括WCDMA专用物理信道DPCH信号，以及其中所述处理电路配置为通过对于所述DPCH信号的每个时隙基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量并生成对应的发射功率控制命令以传输到支持WCDMA网络来为所述DPCH信号确定接收信号质量。

24.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路配置为，通过生成所述接收信号中符号间干扰的期望值而生成所述接收信号中所述符号间干扰的估计。

25.如权利要求24所述的处理电路，其中所述处理电路配置为通过将所述符号间干扰的期望值乘以所述消除度量或所述消除度量的比率而通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量来换算所估计的符号间干扰。

26.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路配置为通过估计所述接收信号的接收信号功率、估计所述接收信号中对应于非符号间干扰的附加损害分量以及将所述接收信号的信号干扰比计算为所述接收信号功率和所换算的符号间干扰估计与所述附加损害分量之和的比率而基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量。

27.如权利要求26所述的处理电路，其中所述处理电路配置为基于对应于所述接收机中与所述接收信号相关联的RAKE支路的组合值而估计所述接收信号功率、所换算的符号间干扰估计及所述附加损害分量。

28.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路包括被安排并配置用于无线通信接收机中基带信号处理的集成电路装置的至少一部分。

29.如权利要求17所述的处理电路，其中所述处理电路配置为对一个或多个支持网络发射机中的每个发射机使用消除度量，并且其中所述换算电路配置为通过使用对应的消除度量而为每个发射机换算符号间干扰估计。

30.如权利要求29所述的处理电路，其中所述一个或多个支持网络发射机与不同的网络小区相关联，并且其中所述处理电路在每个小区的基础上估计和换算符号间干扰。

31.一种用于无线通信网络中的无线通信装置，包括：

配置为从所述网络接收信号的接收机；

配置为将信号发射到所述网络的发射机；

一个或多个配置为控制所述接收机和发射机的操作的控制电路；以及

所述接收机包括一个或多个处理电路，包括：

配置为生成所述接收信号中符号间干扰的估计的干扰估计电路；

包括在所述干扰估计电路中或与所述干扰估计电路相关联并且配置为通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量而换算所估计的符号间干扰的换算电路；以及配置为基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量的信号质量估计电路。

32.如权利要求31所述的装置，其中所述处理电路配置为通过估计所述接收信号的信号干扰比而基于所换算的符号间干扰估计来估计所述接收信号质量。

33.如权利要求32所述的装置，其中所述处理电路配置为定期估计所述接收信号的信号干扰比，并且其中所述装置配置为定期将对应的信道质量信息发射到支持无线通信网络。

34.如权利要求32所述的装置，其中所述处理电路配置为定期估计所述接收信号的信号干扰比并生成对应的链路功率控制命令，并且其中所述装置配置为将所述链路功率控制命令发射到支持无线通信网络。

35.如权利要求31所述的装置，其中所述处理电路配置为从所述装置中的存储器接收预配置值作为所述消除度量。

36.如权利要求31所述的装置，其中所述处理电路配置为基于在操作期间测量的所述接收机的消除符号间干扰的性能而将所述消除度量作为动态更新值维护。

37.如权利要求31所述的装置，其中所述接收信号包括WCDMA专用物理信道DPCH信号，以及其中所述处理电路配置为通过对于所述DPCH信号的每个时隙基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量并生成对应的发射功率控制命令以由所述装置传输到支持WCDMA网络来为所述DPCH信号确定接收信号质量。

38.如权利要求31所述的装置，其中所述处理电路配置为通过生成所述接收信号中符号间干扰的期望值而生成所述接收信号中所述符号间干扰的估计。

39.如权利要求38所述的装置，其中所述处理电路配置为通过将所述符号间干扰的期望值乘以所述消除度量或所述消除度量的比率而通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量来换算所估计的符号间干扰。

40.如权利要求31所述的装置，其中所述处理电路配置为通过估计所述接收信号的接收信号功率、估计所述接收信号中对应于非符号间干扰的附加损害分量以及将所述接收信号的信号干扰比计算为所述接收信号功率和所换算的符号间干扰估计与所述附加损害分量之和的比率而基于所换算的符号间干扰估计来估计所述接收信号质量。

41.如权利要求40所述的装置，其中所述处理电路配置为基于对应于所述接收机中与所述接收信号相关联的RAKE支路的组合值而估计所述接收信号功率、所换算的符号间干扰估计及所述附加损害分量。

42.如权利要求31所述的装置，其中所述装置包括配置用于在WCDMA无线通信网络中操作的移动终端，并且其中所述装置配置为通过使用所述处理电路为所述网络发射的一个或多个接收WCDMA信号确定所述接收信号质量。

43.如权利要求42所述的装置，其中所述移动终端配置为基于经所述处理电路为所述信号确定接收信号质量而定期报告所述网络发射的高速分组数据服务信号的信道质量信息。

44.如权利要求42所述的装置，其中所述移动终端配置为基于经所述处理电路为所述网络发射的一个或多个WCDMA信号确定接收信号质量而定期发射前向链路功率控制命令到所述网络。

45.一种为消除符号间干扰的接收机中的接收信号确定接收信号质量的设备，所述设备包括：生成所述接收信号中符号间干扰的估计的部件；

通过包括与所述接收机的消除符号间干扰的性能对应的标量值的消除度量而换算所估计的符号间干扰的部件；以及基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量的部件。

46.如权利要求45所述的设备，其中基于所换算的符号间干扰估计而估计所述接收信号质量的所述部件包括执行以下操作的部件：估计所述接收信号的接收信号功率，估计所述接收信号中对应于非符号间干扰的附加损害分量，以及将所述接收信号的信号干扰比计算为所述接收信号功率和所换算的符号间干扰估计与所述附加损害分量之和的比率。

47.如权利要求46所述的设备，其中通过使用对应于所述接收机中与所述接收信号相关联的RAKE支路的组合值而估计所述接收信号功率、所换算的符号间干扰估计及所述附加损害分量。

说明书

本发明一般涉及通信信号处理，并且具体地说涉及测量接收信号质量。

许多类型的通信系统采用某一形式的发射功率控制，其中响应于来自远程接收机的反馈而显式或隐式控制发射机的发射功率。例如，诸如码分多址(CDMA)无线通信网络的干扰限制系统使用前向和反向链路功率控制来控制干扰和促进可用发射功率资源的有效使用。

就给定移动终端而论，前向链路功率控制包括在支持网络基站从该移动终端接收功率控制命令，并根据输入的命令来上下调整分配用于为该移动终端服务的前向链路发射功率。如果在该移动终端的前向链路接收信号质量低于目标值，则该移动终端发送一个或多个调高命令，并且相反，如果质量高于目标，则它发送一个或多个调低命令。此类比较和对应的命令生成一般以较高速率进行，例如每秒数百次，这样，发射基站持续为移动台调整前向链路功率以维护目标信号质量。此闭环模式的功率控制称为“内环”功率控制。

通过添加又一个但一般慢得多的调整机制，该机制基于某个其它接收信号度量调整内环控制目标，“外环”补充上述内环操作。例如，移动台可评估误帧率(FER)，或者评估接收前向链路业务信道的某一等同度量作为外环控制的基础。因此，如果FER相对于当前的接收信号质量目标太高，则外环控制机制向上调整内环目标，例如向上1dB。相反地，如果FER低于可接受的差错率，则外环控制机制可向下调整内环目标。

通过上述内环控制机制和外环控制机制，接收移动台确保网络发射机根据需要动态调整其发射功率以在变化的无线电条件下维持在该移动终端的目标信号质量，并同时确保发射机不以高于需要的功率发射。类似的内环和外环功率控制可在网络基站实施用于那些基站与它们支持的相应移动终端之间的反向链路。如同前向链路一样，反向链路功率控制确保每个基站以不高于维持在支持基站的目标接收信号质量(和数据差错率)所需的功率发射。

虽然上述链路功率控制在说明时简单直接，但实际上，及时和准确地以内环功率控制速率确定接收信号质量的要求可使此类功率控制变得复杂。例如，宽带CDMA(WCDMA)规范要求移动终端计算接收信号质量，并在每个发射时隙中较早地返回对应的发射功率控制(TPC)命令(比特)。由于此类环境中的信号质量取决于来自一个或多个网络发射机的多径信号接收的特征，因此，确定实际的接收信号质量会在计算上变得复杂。

发明内容

本发明包括一种基于根据对应于接收机的ISI消除性能的消除度量而换算接收信号中的测量符号间干扰(ISI)来生成信号质量估计的方法和设备处理。通过基于简单的换算度量说明接收机的ISI消除性能，以说明接收信号中未消除的ISI的方式获得准确的接收信号质量测量，而无需在信号质量计算中使用可能复杂的多径组合加权计算。信号质量估计结果可用于发送对应的信道质量指示符、通信链路发射功率控制命令等。
根据本发明，一种为符号间干扰消除接收机中的接收信号确定接收信号质量的示范方法包括：生成接收信号中符号间干扰的估计、通过包括对应于接收机的符号间干扰消除性能的标量值的消除度量而换算估计的符号间干扰以及基于换算的符号间干扰估计而估计接收信号质量。消除度量可以是存储在存储器中的预配置值，或者可包括定期或根据需要更新以反映接收机的测量ISI消除性能的动态值。任何情况下，估计的信号质量可用于例如为WCDMA网络或另一类型的网络中的前向或反向链路功率控制生成对应的发射功率控制命令和/或生成信道质量指示符。
通过补充上述方法，一种示范无线接收机处理电路配置用于符号间干扰消除接收机中。此类接收机可包括诸如无线掌上计算机、无线便携式数字助理(PDA)等无线通信装置或诸如蜂窝无线电话等另一类型的移动终端等的至少一部分。无论如何，在一个或多个实施例中，处理电路包括配置为生成接收信号中符号间干扰的估计的干扰估计电路。包括在干扰估计电路中或与其相关联的换算电路配置为通过包括对应于接收机的符号间干扰消除性能的标量值的消除度量而换算估计的符号间干扰。此外，包括的信号质量估计电路配置为基于换算的符号间干扰估计而估计接收信号质量。
在一个示范实施例中，处理电路在配置用于基带信号处理的集成电路装置中实施。然而，应理解的是，本发明可以硬件、软件、其任何组合的形式实施。此外，应理解，在阅读以下详细论述并查看附图后，本领域的技术人员将认识到除上面广泛描述的那些特性和优点外的特性和优点。

附图说明

图1是示范无线通信装置和示范支持无线通信网络的图示。
图2是根据本发明一个或多个实施例、可由接收机处理电路执行的示范处理逻辑的图示。
图3是根据本发明的示范无线通信装置的图示。
图4是图3装置的示范接收机详情的图示。
图5是用于执行本发明一个或多个实施例的更详细的示范处理逻辑的图示。

具体实施方式

图1是示范无线通信网络10和示范无线通信装置12的图示。网络10以通信方式将装置12耦合到一个或多个外部网络14(例如，PSTN、因特网等)及同一或其它无线网络中的其它装置。网络10包括无线电接入网络(RAN)16，该接入网络至少包括无线电网络控制器(RNC)18和一个或多个还称为“节点B”收发信机的无线电基站(RBS)20。RAN 16在装置12与一个或多个核心网络(CN)22之间提供网络到无线电的接口，这些核心网络以通信方式链接到外部网络14。此处，如同在本文档中其它地方一样，使用术语“包括”表示所述特性、整体、步骤或组件的存在，但不排除存在或添加一个或多个其它特性、整体、步骤、组件或其组合。
通过非限制性示例，网络10可包括WCDMA网络，并且装置12可包括配置用于WCDMA网络中的移动终端。网络10的其它配置选择包括但不限于IS-95B/IS-2000、GSM和其它。任何情况下，本领域的技术人员将理解，为使论述清楚和容易，所示网络被简化，并且在实际实施中，网络10可能更复杂。类似地，装置12可实质上包括任何类型的便携式无线电通信设备，包括诸如移动电话、寻呼机、通信器(即电子组织器、智能电话或诸如此类)的所有设备。为方便起见，在本文档的其余部分，装置12称为移动(无线电)终端。
正如本领域的技术人员将熟悉的，移动终端12在前向无线电链路上从一个或多个RBS 20接收信号，并在反向链路上将信号发射到一个或多个RBS 20。每个RBS 20可为不止一个无线电覆盖区域服务，并且每个此类区域可称为小区或扇区。因此，在操作中，在任何给定时间可由两个或更多个小区为移动终端12服务。具体地说，移动终端12在两个小区覆盖区域之间的过渡区域中时，它可在软切换模式中操作，其中，涉及的RBS 20中的两个或更多个网络发射机分别向移动终端12发射。在一些操作模式中，如在高速下行链路分组接入(HSDPA)服务中，在任何给定时间由单个小区为移动终端12服务。在HSDPA中，服务RBS 20在多个移动终端12之间协调共用(高速)下行链路信道的时间共享，每个移动终端12根据其需要和无线电条件及根据网络的调度目标在调度的时间接收数据。
移动终端12对接收信号质量的确定一般包括其在所有此类模式和配置中操作的方面。例如，对于非HSDPA前向链路服务，移动终端12基于确定它从网络10接收的一个或多个信号的质量而生成发射功率控制(TPC)命令。更具体地说，移动终端12可在前向链路上从网络10接收一个或多个专用物理信道(DPCH)信号。这些信道可包括例如业务信道、控制信道或其某一混合。任何情况下，网络10在发射此类信号到移动终端12时使用的前向链路发射功率是基于以给定发射速率从移动终端12接收TPC，依据示范3GPP WCDMA标准，发射速率可高达每秒1500次。
类似地，移动终端对接收信号质量的确定在HSDPA操作中起作用。虽然移动终端12不对前向链路HSDPA信道信号进行功率控制，但它确实确定和报告接收信号质量，如以信道质量指示符(CQI)的形式，这使得网络10可确定在HSDPA信道上用于为移动终端12服务的适当数据率和/或可确定为移动终端12服务的调度时间。例如，如果移动终端12报告了一个或多个指示特别差的信道条件的CQI，则服务RBS的HSDPA调度程序可赋予移动终端12较低的调度优先级，以有利于当前享有更佳无线电条件的其它终端。更一般地说，移动台报告的CQI可用于确定要用于移动台的多个无线电服务参数，如调制类型、码率和块长度。
由于这些原因和其它原因，随后移动终端12应确定它从其支持无线通信网络10接收的输入信号的质量。在理解有关本发明对接收信号质量估计改进的各个方面中，论述与此类信息处理相关联的一般框架会有所帮助。
通过非限制性示例，并且为使标记清楚，在GRAKE上下文中阐述ISI消除，但应理解，本发明可应用于其它ISI消除方法和装置，例如码片均衡器。知道此方面后，对于随机时间过程x(t)，E(x(t))表示在时间点t给出的期望值。对于复值x，将其复共轭表示为x*。在本文中使用时，粗体小写字母一般表示向量，并且粗体大写字一般表示矩阵。最后，用xH表示复列向量x的厄密(Hermitian)转置。
用于接收的DPCH解扩信号除以其扩频因子sf的适合模型表示为
yf＝ahfs+nISI，f+nf，                               (1)
其中，s是发射符号，|s|＝1，从基站(RBS 20)以幅度a发送，hf是在接收机和发射机的无线电滤波器及按f索引的时间延迟的传播信道的组合效应(即，“净”信道响应)，nISI，f是按f索引的支路(finger)/延迟的符号间干扰，以及nf是热噪声和其它小区干扰，被建模为接收无线电滤波器前的独立高斯白噪声过程。此处，所有支路/延迟来自同一基站。
假设w是用于解调信号的加权向量，即，
$w^{H}y=\underset{f=1}{\overset{F}{\Sigma }}{\mathrm{aw}}_f^{*}{h}_{f}s+w_f^{*}{n}_{\mathrm{ISI},f}+w_f^{*}{n}_f,---\left(2\right)$
其中，F等于支路/延迟的数量。理想的是对于某一正常数c，wHy＝cs+wHn。作为小区信号干扰比(SIR)的一个量度，可使用
$\frac{{\left|E\left(s^{*}{w}^{H}y\right)\right|}^2}{E\left({|w^H{n}_{\mathrm{ISI}}+w^{H}n|}^2\right)}.$
通常，为用于将DPCH信号发射到给定移动终端的每个小区计算方程式(3)。每个小区的SIR之和为最终SIR。也就是说，移动终端有利地利用其多径信号组合能力以获得净SIR或总SIR，该净SIR或总SIR反映在相关联多径信道上的来自一个或多个网络发射机的信号贡献。如上所述，给定移动终端一般使用总SIR作为其生成内环功率控制命令的基础，作为分配给该移动终端的前向链路发射功率的在进行闭环控制的一部分，该移动终端将这些内环功率控制命令发射回网络。
假定nISI，f和nf不相关是没有限制的，并在大多数情况下同样适用于w*fnISI，f和w*fnf。假设终端的接收机解扩器(支路)是码片分隔的，n的协方差矩阵是单位矩阵I乘以噪声方差σ2，这产生了
E(|wHnISI+wHn|2)＝wHRISIw+σ2wHw＝wH(RISI+σ2I)w。
此处，RISI+σ2I＝E((y-E(y))H(y-E(y))并实际上可通过将期望值替换为一阶递归滤波器而计算得出。通常，公共导频信道(CPICH)或用于所考虑的网络类型的其它适当的参考信号用于计算。
可为DPCH上的导频符号集评估方程式(3)中的分子。假设有Np个导频符号，则
$E\left(s^{*}{w}^{H}y\right)\approx \frac{1}{N_p}\underset{n=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{p}_n^{*}\left(w^{H}y\right)\left(n\right),$
其中，pn是按变量n索引的导频符号。直接示出
$E\left({\left|\frac{1}{N_p}\underset{n=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{p}_n^{*}\left(w^{H}y\right)\left(n\right)\right|}^2\right)={\left|\underset{f=1}{\overset{F}{\Sigma }}{\mathrm{aw}}_f^{*}{h}_f\right|}^2+\frac{w^H(R^{\mathrm{ISI}}+{\sigma }^{2}I)w}{N_p}---\left(5\right)$
假定nISI，f、nf、w*fnISI，f和w*fnf的所有乘法组合对于不同的时间样本是不相关的。
方程式(3)的信号质量因此可表示为
$\frac{{\left|\frac{1}{N_p}\underset{n=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{p}_n^{*}\left(w^{h}Y\right)\left(N\right)\right|}^2}{w^H(R^{\mathrm{ISI}}+{\sigma }^{2}I)w}·\frac{256}{\mathrm{sf}}-\frac{1}{N_p},$
其中，因子256/sf说明DPCH与CPICH导频符号之间扩频因子的差异。本领域的技术人员将理解，通过相应地调整比率可说明其它扩频因子关系，并且在其它网络类型中可能需要说明其它差别。简单地说，可能需要进行选定的调整以换算不同数据率、发射功率等或以其它方式使其联系起来。
任何情况下，计算解调加权向量w一般是计算密集型操作。然而，通过上述方案，确定总接收信号质量需要根据计算的组合加权向量w进行多径信号组合。换而言之，要求常规移动终端执行组合加权向量计算到完成以获得总信号质量的准确估计(例如，估计组合多径信号的总SIR)。
该要求对常规移动终端强加了较重的计算负担。例如，有关的第三代合作伙伴项目(3GPP)规范要求由移动终端正好在第一接收传播信道路径后的512个码片发射TPC比特。一般情况下，在来自另一可能小区的第一路径与最后路径之间存在100个码片的差距(spread)，这为终端留下大约400个码片的计算时间以产生用于在专用物理控制信道(DPCCH)上传输回网络的TPC比特。
用于在该段时间中估计接收信号质量的组合加权值的计算在电路复杂性和/或处理器时钟速度方面需要相当大的处理功率。此类功率要求在成本、尺寸和电池寿命方面是不合需要的。此外，视用于生成w的算法而定，解调加权向量可能或多或少是有噪声的，经常以非线性方式取决于接收的向量y，这又将恶化方程式(3)给出的信号质量量度。
在根据本发明配置的一个示范接收机处理电路中，接收信号质量是基于使用ISI消除度量来换算接收信号的ISI估计而估计得出。该度量反映包括处理电路的接收机的表征或测量的ISI消除性能。因此，通过将该度量应用到接收信号的估计ISI，处理电路以计算有效的方式在接收信号质量估计过程中说明未消除的ISI。
图2示出可在示范处理电路中体现的示范处理逻辑，而该电路本身在本文后面阐述。此类处理逻辑可以硬件、软件或其任何组合的形式实施。无论如何，所示的示范处理假定关注的接收信号的样本可用于评估(例如，接收的解扩基带样本)，并且信号质量估计处理因此开始是评估那些样本，以生成接收信号中ISI的估计(步骤100)。
示范处理继续的操作是处理电路通过与接收机的ISI消除性能相联系的适当取值的消除度量来换算估计的ISI(步骤102)。正如本文后面更详细解释的，消除度量可以是与接收机的表征的ISI消除性能有关的预配置值，或者它可以是基于例如接收机在操作期间测量其ISI消除性能而在接收机的在进行操作期间动态更新的“活动”值。
任何情况下，使用简单标量值的消除度量提供了适合反映预计用于组合的接收信号的消除性能的计算项，而无需实际计算最终可用于实现此类组合的组合加权值。因此，处理电路随后可基于换算的ISI估计来执行接收信号质量估计(步骤104)。该质量估计处理可配置为产生总SIR估计，该估计随后用于生成传输回网络10的TPC命令，或者可用于其它用途，如用于生成传输回网络10的CQI。
通过非限制性示例，可配置消除度量使得直接乘以估计的ISI产生一个值，该值对应于预计在接收机的ISI消除后保留在接收信号中的未消除的ISI。作为参考，常规RAKE接收机不执行ISI消除，并因而对应于消除度量“1”，这意味着预计会保留所有ISI。相反地，产生了几乎完美的ISI消除的接收机体系结构可能与例如消除度量0.1或0.2相关联。当然，可能配置消除度量使得更大的数字(例如，＞1)用于反映好的ISI消除，这种情况下，估计的ISI可乘以度量分之一。
图3介绍了移动终端12的示范图示。在图中，移动终端12包括发射/接收天线30、转换器(switch)和/或双工器电路32、包括处理电路36的接收机34、发射机38、系统控制器电路40及用户接口42，该接口可包括显示器、键盘、麦克风和扬声器中的一种或多种。本领域的技术人员将理解，移动终端12的体系结构可根据需要或要求而变化，并且所示的其功能布置只用作更详细论述处理电路36的示范基础。
在一个或多个实施例中，根据图2的示范处理逻辑来配置处理电路36。处理电路36可以硬件、软件等形式实施，但在任何情况下，其示范实施例包括图4中所示的功能布置，该图还示出在论述处理电路36时有用的接收机34的附加细节。
除处理电路36外，示范接收机34还包括接收机前端50、解扩器52、延迟选择器54、信号检测/附加处理电路56及功率控制电路58。所有此类电路可单独或共同以硬件、软件或其任何组合的形式实施。在一个示范实施例中，它们中的一个或多个与处理电路36一起包括在集成电路(IC)装置中，该装置可包括ASIC、FPGA或其它此类逻辑处理电路。
在操作中，根据生成接收信号样本以输入到解扩器52的需要，接收机前端50包括滤波器、放大器、混频器和模数变换器(ADC)。解扩器52还可称为RAKE支路，将接收信号样本与在各种延迟或偏移选定的相关码相关，以产生不同的对应于接收信号的一个或多个传播路径的解扩样本值流。示范解扩器52还将解扩器中的一个或多个定位为“异常路径(off-path)”，以便有利于估计接收信号中的噪声和干扰。延迟选择器54一般配置为设置/更新所有此类解扩器延迟指配。
将解扩输出值提供到附加处理电路56，该电路根据需要或要求可包括RAKE组合、解调和检测电路。当然，应理解附加处理电路56可在基本上任何产生至少一些ISI消除的配置中安排，例如，格形(trellis)解码器、判决反馈均衡器等。
如上所述，处理电路36使用的示范消除度量反映该ISI消除性能。因此，在查看所示的示范处理电路布置时，看到它包括干扰估计电路60、换算电路62(可包括在估计电路60中或与其相关联)及信号质量估计电路64(例如，SIR生成器电路)。SIR估计或其它信号质量估计值可由处理电路36提供到功率控制电路58，该功率控制电路58包括内环控制电路66和外环控制电路68。处理电路36生成的信号质量估计一般由功率控制电路58用于生成TPC命令作为其内环控制的一部分。
知道上述示范电路细节后，本发明提供计算上有效的接收信号质量估计，该估计在一个或多个实施例中可表示为
$\underset{f=1}{\overset{\hat{F}}{\Sigma }}\frac{{\left|{\mathrm{ah}}_f\right|}^2}{\mathrm{uE}\left({\left|n_{\mathrm{ISI},f}\right|}^2\right)+E\left({\left|n_f\right|}^2\right)},---\left(6\right)$
其中，u是反映平均将留下多少ISI的消除度量。
度量u的特殊值取决于无论是表征还是测量的ISI消除性能。如上所述，对于经典的RAKE接收机，u等于1，并且对于理想的ISI消除器，u等于0。此外，在多个小区上运行的方程式(6)意味着为每个小区执行ISI消除。如果ISI消除只在选定的小区上使用，或者不同的ISI消除在不同的小区上使用，则方程式(6)变为
$\underset{c=1}{\overset{C}{\Sigma }}\underset{f_c=1}{\overset{{\hat{F}}_c}{\Sigma }}\frac{{\left|{\mathrm{ah}}_{f_c}\right|}^2}{E\left({\left|n_{\mathrm{ISI},f_c}\right|}^2\right)+E\left({\left|n_{f_c}\right|}^2\right)}$
其中，C是发射DPCH或其它关注信号的小区总数，并且是小区c的支路数。在下述内容中，将只处理从一个小区发射DPCH的情况。可直接扩展到一般情况。
值u可作为预配置值或作为动态估计值提供。此外，使E(|nf|2)＝σ2。虽然可根据需要或要求以任何数量的方式来估计干扰方差σ2，但在与本文同一日期提交并且题为“通用RAKE接收机中用于参数估计的方法和设备”(METHOD AND APPARATUS FORPARAMETER ESTIMATION IN A GENERALIZED RAKERECEIVER)的美国专利申请中给出一种示范估计方法。该申请还可通过代理人案号4015-5161来标识，并且通过引用将其全部内容结合于本文中。
因此，通过估计σ2和$E\left({\left|n_{\mathrm{ISI},f}\right|}^2\right)=R_{f,f}^{\mathrm{ISI}},$看到
E(s*yf)＝ahf，
对于DPCH上的导频符号pn，它可估计为
$\frac{1}{N_p}\underset{n=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{p}_n^{*}{y}_f\left(n\right).---\left(7\right)$
它可示为
$\left({\left|\frac{1}{N_p}\underset{n=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{p}_n^{*}{y}_f\left(n\right)\right|}^2\right)={\left|{\mathrm{ah}}_f\right|}^2+\frac{R_{f,f}^{\mathrm{ISI}}+{\sigma }^2}{N_p},$
假定nISI，f nf的所有乘法组合对于不同的时间样本是不相关的。方程式(6)因而可估计为
$\underset{f=1}{\overset{\hat{F}}{\Sigma }}\frac{{\left|N_p^{-1}\underset{n=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{p}_n^{*}{y}_f\left(n\right)\right|}^2-N_p^{-1}(R_{f,f}^{\mathrm{ISI}}+{\sigma }^2)}{{\mathrm{uR}}_{f,f}^{\mathrm{ISI}}+{\sigma }^2}.---\left(9\right)$
在本文上述的TPC命令生成的时间要求内，可容易地完成(9)的计算。支持此类计算，本文后面给出的方程式(A5)示出
$\mathrm{sfE}\left({|y_f-E\left(y_f\right)|}^2\right)=\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}{a}_p^2\right)\underset{\stackrel{l=1}{l\ne f}}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_l^{\mathrm{prop}}\right|}^2+{\sigma }^2,---\left(10\right)$
其中，第一项为Rf，fISI，p列举物理信道，ap是物理信道p的信号幅度，hlprop是按传播延迟集合L中的延迟l索引的解扩器支路的传播信道的影响。为简化标记，在此假定解扩器索引映射到不对应于传播信道时间延迟的时间延迟。
从本文后面给出的方程式(A6)还得出估计的噪声方差表示为
${\hat{\sigma }}^2=\underset{f=1}{\overset{\hat{F}}{\Sigma }}\mathrm{sf}·E\left({|y_f-E\left(y_f\right)|}^2\right)-(\hat{F}-1)\mathrm{RSSI},---\left(11\right)$
其中
$\mathrm{RSSI}=\frac{1}{F-\hat{F}}\underset{f=\hat{F}+1}{\overset{F}{\Sigma }}\mathrm{sf}·E\left({|y_f-E\left(y_f\right)|}^2\right).---\left(12\right)$
下面的论述将按$f=\hat{F}+1,...,F$索引的延迟/支路称为额外支路集合E并将按$f=1,...,\hat{F}$索引的延迟/支路称为(相关)峰值集合P。
假设yfCPICH(n)为接收的解扩CPICH符号除以其扩频因子256。根据定义，在给定WCDMA时隙中有十个CPICH符号。为便于陈述，假定小区未采用发射分集模式，但本发明可容易地应用于分集配置。随后，E(|yf-E(yf)|2)可估计为
$I_f=\frac{256}{\mathrm{sf}}·\frac{1}{9}\underset{n=1}{\overset{10}{\Sigma }}{|g_f^{\mathrm{CPICH}}\left(n\right)-g_{f,\mathrm{ip}}^{\mathrm{CPICH}}\left(n\right)|}^2,---\left(13\right)$
其中，gfCPICH(n)等于snyfCPICH(n)并且被解释为在符号n期间的信道估计，因子1/9是确保If的期望值等于E(|yf-E(yf)|2)，因子256/sf将估计转换为DPCH扩频因子，并且gf，ipCPICH(n)是内插估计，表示为
$g_{f,\mathrm{ip}}^{\mathrm{CPICH}}\left(n\right)=\frac{8-n}{5}\left(\frac{1}{5}\underset{m=1}{\overset{5}{\Sigma }}{g}_f^{\mathrm{CPICH}}\left(m\right)\right)+\frac{n-3}{5}\left(\frac{1}{5}\underset{m=6}{\overset{10}{\Sigma }}{g}_f^{\mathrm{CPICH}}\left(m\right)\right).---\left(14\right)$
使用内插估计，If的值对于至少高达250km/h的速度是准确的。要获得滤波的If，可使用
If，filt(n+1)＝λ(If-If，filt(n))+If，filt(n)。    (15)
在方程式(12)中可观察到对于集合E中的支路，E(yf)等于0，这将方程式(13)简化为
$I_f=\frac{256}{\mathrm{sf}}·\frac{1}{10}\underset{n=1}{\overset{10}{\Sigma }}{\left|y_f^{\mathrm{CPICH}}\left(n\right)\right|}^2.$
然而，此类简化可能不利地改变为方程式(11)的方差估计而获得的结果，并且本发明的示范实施例因此不进行此类简化，从而使得一致的近似值用于E(|yf-E(yf)|2)的所有计算。还可能注意到，如果CPICH可用作相位参考，则给定RAKE接收机的解调加权向量表示为
$w_f^{\mathrm{RAKE}}=\frac{1}{10}\underset{n=1}{\overset{10}{\Sigma }}{s}_n^{*}{y}_f^{\mathrm{CPICH}}\left(n\right).$
知道上述信息后，图5示出用于实施处理电路36的更详细的处理逻辑，其中考虑了可选地使用按小区的消除度量在多个小区上进行处理。首先，假定对应于所考虑的每个小区的(解扩)支路集合限定被考虑的支路，处理的开始操作是选择对应于要考虑的第一小区的支路集合(步骤110)。选定的支路集合按$f=1,...,\hat{F}$索引，其中，此类索引对应于用于与选定的小区相关联的传播信道延迟集合的延迟集合。选定的支路集合称为集合P。
处理继续的操作是计算滤波的ISI和噪声加干扰估计(步骤112)。作为此类处理的一部分，选择额外的支路集合、集合E。集合E按$f=\hat{F}+1,...,F$索引，并且其成员支路在示范实施例中为离传播信道延迟至少5个码片。也就是说，在集合E中的支路是“异常路径”。由于上述解调加权向量w(作为解调/解码的一部分，它仍可由接收机34计算用于接收信号组合)可计算用于涉及集合P和E的组合的支路集合，因此，有用的是，没有不必要地浪费任何解扩器。
处理继续的操作是为给定小区计算噪声(步骤114)。处理电路36可配置为使用用于集合P和E的两个滤波器常数λ1和λ2来计算If，filt(1)和If，filt(2)。它可选取1/λ1等于传播信道的相干长度。也就是说，它可选择1/λ1等于传播信道保持不变的时隙数。这可基于多普勒频率计算为
${\lambda }_1^{-1}=\max (0,\min (\frac{1}{4}·\frac{1500}{f_{\mathrm{Doppler}}},1)).$
多个多普勒估计量中的任何估计量可用于估计多普勒频率fDoppler。或者，处理电路36可配置为始终设置λ1为1。项If，filt(1)记录当前可观测的ISI加噪声。在一个示范实施例中，选取值1/λ2是在200到600之间，400作为推荐但非限制性值。
随后，处理继续的操作是估计噪声方差(步骤114)为
${\hat{\sigma }}^2=\underset{f=1}{\overset{\hat{F}}{\Sigma }}\mathrm{sf}·I_{f,\mathrm{filt}}^{\left(2\right)}-(\hat{F}-1){\mathrm{RSSI}}_{\mathrm{est}},$
其中
${\mathrm{RSSI}}_{\mathrm{est}}=\frac{1}{F-\hat{F}}\underset{f=\hat{F}+1}{\overset{F}{\Sigma }}\mathrm{sf}·I_{f,\mathrm{filt}}^{\left(2\right)},$
并且估计用于方程式(9)的Rf，fISI为
$R_{f,f}^{\mathrm{ISI}}=\mathrm{sf}·I_{f,\mathrm{filt}}^{\left(1\right)}-{\hat{\sigma }}^2.$
此外，如本文前面所述，读者可参考前面标识的同时待审的申请的公开内容，将该申请全部内容结合于本文中。
处理继续的操作是估计接收信号质量，例如，如方程式(9)中给出的，为所考虑的小区计算估计的SIR(步骤116)。如果还有小区要考虑(步骤118)，则选择要考虑的下一小区，并且对于与新选定的小区相关联的支路重复上述处理。这样，为所考虑的所有小区都估计了接收信号质量，例如SIR值。因此，在考虑了所有小区之后，示范接收机配置为将所有被考虑小区的总SIR计算为那些小区各个SIR之和(步骤120)。估计的总SIR因此反映了将(或假定为)由接收机34的ISI消除效应产生的ISI消除，但无需将计算组合加权向量和执行接收信号组合作为估计准确的总SIR的必需部分。
从上述示范信号处理获得的接收信号质量的结果估计可用于根据需要或要求执行附加的接收机操作，如通过提供总SIR估计到功率控制电路58以在其内环功率控制中使用和/或用于生成CQI报告。还注意到，图5的示范处理逻辑可以定期间隔或根据需要重复进行。例如，它可在每个时隙的基础上重复进行，其中，移动终端12配置用于在WCDMA网络中或在其它类型的依赖定期更新的信号质量测量的无线通信网络中操作。
此外，应注意的是可结合上述处理更新消除度量。例如，可在每个时隙或其它重复基础上动态更新用于移动终端12正考虑的任何小区的消除度量，使得消除度量反映移动终端的接收机34的测量的、近实时的ISI消除性能。
通过将样本sn(wH·yCPICH)(n)和sn((wRAKE)H·yCPICH)(n)而不是样本gfCPICH(n)插入方程式(13)、(14)和(15)，可获得消除度量的示范估计。通过那些代入获得的结果可分别表示为I(w)、Ifilt(w)和I(wRAKE)、Ifilt(wRAKE)，其中滤波参数的值选择为上述λ2。加权值的平方幅度之和例如被滤波为
$v_{\mathrm{filt}}(n+1)={\lambda }_2(\underset{f=1}{\overset{F}{\Sigma }}{w}_f^2-v_{\mathrm{filt}}\left(n\right))+v_{\mathrm{filt}}\left(n\right).$
因此，对于给定小区，可将消除度量u定义为
$u=\max (0,\min \left(\right|\frac{\mathrm{sf}·I_{\mathrm{filt}}^{\left(w\right)}-{\hat{\sigma }}^2{v}_{\mathrm{filt}}}{\mathrm{sf}·I_{\mathrm{filt}}^{\left(w_{\mathrm{RAKE}}\right)}-{\hat{\sigma }}^2{v}_{\mathrm{filt}}}|,1)).$
图5的处理逻辑因此可包括用于在每个小区成环(looping)期间或在评估所有小区结束时及在计算总接收信号质量估计后执行消除度量的动态更新的步骤。无论其在整个过程内的逻辑定位如何，重点在于可根据需要或要求来更新消除度量，例如，每个时隙一次，使得示范处理是基于为反映在进行的ISI消除性能的消除度量维护活动值。
或者，消除度量可在移动终端12的存储装置中存储为预配置(固定)值。例如，预配置值可通过在制造移动终端12期间的某个时候表征接收机34的ISI消除性能而获得。更一般地说，消除度量的合适值可置于移动终端12的存储器中，该值是基于在移动终端12中实施的接收机34的类型表征。在一些实施例中，移动终端12可在使用活动消除度量与预配置消除度量之间切换，或者可为给定小区使用预配置值，并为另一小区使用活动值。
在为每个小区计算消除度量u的情况下，并且在一组小区使用同一干扰消除方法的情况下，可将用于所有此类小区的消除度量进行平均。如果需要频繁更新消除度量，例如，每个时隙一次，则可能需要确保使用给定小区的消除度量的最近确定的值来执行图5的步骤116。然而，由于根据一个或多个示范实施例，动态计算的消除度量是作为滤波值计算得出，因此，相邻时隙之间它们不应有太大的改变。也就是说，处理电路36可配置为在接收信号质量计算中使用从方程式(17)获得的消除度量值之前对它们进行滤波。
关于上述处理，可调用噪声方差估计。并入的同时待审的申请提供了示范细节，但感兴趣的读者可查看紧接着的数学推导以获得其它相关指导。
将从网络基站发射机发送的信号建模为

其中，p列举物理信道，ap是物理信道p的信号幅度，cn(p)是扰码乘以信道化码乘以发送的符号，tr是发射滤波器，以及t是模拟域中的时间变量。索引序列n列举码片并且Δchip是一个码片的时间范围。
假定在不同物理信道上发送的符号流是独立的，有以下属性
$E\left({\left(c_{n_1}^{\left(p_1\right)}\right)}^{*}{c}_{n_2}^{\left(p_2\right)}\right)={\delta }_{n_1{n}_2}{\delta }_{p_1{p}_2}\mathrm{andE}\left(c_{n_1}^{\left(p_1\right)}{c}_{n_2}^{\left(p_2\right)}\right)=0---\left(A1\right)$
其中，δij在i＝j时等于1，否则等于0。接收的基带信号随后为

其中，hlprop模拟延迟τl的传播信道的影响，是发射滤波器tr和接收滤波器re的卷积，并且μ模拟来自其它小区的干扰和热噪声，其被建模为独立高斯白噪声过程。
还有
E(μ(t1)μ(t2))＝σ2δ(t1-t2)，                        (A2)
其中，δ(t1-t2)在t1＝t2时等于1，否则它为0。可假定发射滤波器和接收滤波器足够近似根升余弦滤波器，从而在整数m＝0时使(mΔchip)等于1，否则它为0。
在用xτ表示时间延迟τ和1号物理信道的在S个符号上的解扩且平均的信号的情况下，有





从上述内容直接示出

假设yτ＝xτ-E(xτ)。因此，有


随后，使用方程式(A1)和(A2)，可示出
$S·\mathrm{sf}·E\left(y_{{\hat{\tau }}_1}{y}_{{\hat{\tau }}_2}^{*}\right)$


实际上，足够准确的估计方法可基于传播信道延迟相隔整数数量的码片的假设。此外，如果假定延迟是从同一码片间隔的网格中选择，则有
$S·\mathrm{sf}·E\left(y_{{\hat{\tau }}_1}{y}_{{\hat{\tau }}_2}^{*}\right)$
$=\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}{a}_p^2\right)\underset{l_1,l_2=1}{\overset{L}{\Sigma }}{h}_{l_1}^{\mathrm{prop}}{\left(h_{l_2}^{\mathrm{prop}}\right)}^{*}(1-\delta ({\hat{\tau }}_1-{\tau }_{l_1}))(1-\delta ({\hat{\tau }}_2-{\tau }_{l_2}))\delta ({\hat{\tau }}_1-{\tau }_{l_1}-({\hat{\tau }}_2-{\tau }_{l_2}))+{\sigma }^2---\left(A4\right)$
从方程式(A4)，得到
$S·\mathrm{sf}·E\left({\left|y_{\tau }\right|}^2\right)=\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}{a}_p^2\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_l^{\mathrm{prop}}\right|}^2(1-\delta (\tau -{\tau }_l))+{\sigma }^2.---\left(A5\right)$
接收的信号强度指示符(RSSI)可定义为
$\mathrm{RSSI}=\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}{a}_p^2\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_l^{\mathrm{prop}}\right|}^2+{\sigma }^2.$
随后有：在τ与传播信道延迟之一不一致时，方程式(A5)等于RSSI。定义干扰Iτ＝S·sf·E(|yτ|2），假设T为用于生成yτ的时间延迟集合。可假定T至少包含传播信道延迟集合L。随后，从方程式(A5)得出
$\underset{t\in T}{\Sigma }{I}_{\tau }=\left(\right|T|-1)\left(\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}{a}_p^2\right)\underset{l=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\left|h_l^{\mathrm{prop}}\right|}^2+\left|T\right|{\sigma }^2=\left(\right|T|-1)\mathrm{RSSI}+{\sigma }^2.$
其中，|T|表示集合T中元素的数量。现在可求解噪声方差
${\sigma }^2=\underset{\tau \in T}{\Sigma }{I}_{\tau }-\left(\right|T|-1)\mathrm{RSSI}.$
$=\underset{\tau \in l}{\Sigma }S·\mathrm{sf}·E\left({\left|y_{\tau }\right|}^2\right)-\frac{L-1}{\left|E\right|}\underset{\tau \in E}{\Sigma }S·\mathrm{sf}·E\left({\left|y_{\tau }\right|}^2\right)---\left(A6\right)$
其中，集合E定义为在T而不是L中包含的延迟集合。
知道上述内容后，本领域的技术人员将理解本发明在接收信号质量估计方面的改进。虽然那些改进在时间关键的应用中特别具有优势，如在每个WCDMA时隙早期为接收的DPCH信号生成TPC命令，但本发明决不限于此类应用。实际上，本发明广泛公开了使用标量值的ISI消除度量来说明接收信号中未消除的ISI。因此，本发明只受随附权利要求书及其合理的等同物限制。

发明背景