载波相位模糊度校正转让专利
申请号 : CN200580015379.2
文献号 : CN1969496B
文献日 : 2010-12-15
发明人 : 伊沃尼特·马克曼 , 加布里埃尔·A·埃迪
申请人 : 汤姆森特许公司
摘要 :
接收器包含用于提供解调信号的解调器和响应解调信号、用于识别用于质心计算和去除解调器中载波相位模糊度的正确载波相位的质心计算器。另外，质心计算器可以包括限幅器。
权利要求 :
1.一种接收器，包含：
质心计算器，响应解调信号、用于给信道脉冲响应提供质心；
所述质心计算器包括：相关器，用于使所述解调信号与同步信号相关；以及泄露积分器，其连接到相关器的输出端用于对相关的结果进行积分，其中所述泄露积分器附加地提供积分信号的符号值，并且其中将所述符号值提供给载波相位检测器，所述载波相位检测器识别用于去除解调器中载波相位模糊度的正确的载波相位。
2.如权利要求1所述的接收器，其中解调信号每码元周期T包含N≥1个样本。
3.如权利要求2所述的接收器，其中N个信号样本中的每个都是复数。
4.如权利要求1所述的接收器，其中在提供质心之前，质心计算器识别用于去除载波相位模糊度的正确的载波相位。
5.如权利要求1所述的接收器，其中质心计算器使用所识别的正确的载波相位来提供质心。
6.如权利要求1所述的接收器，其中所述同步信号是高级电视系统委员会数字电视段同步信号。
7.如权利要求1所述的接收器，其中所述同步信号是高级电视系统委员会数字电视帧同步信号。
8.如权利要求1所述的接收器，其中质心计算器包括限幅器，所述限幅器限幅相关值作为阈值函数。
9.如权利要求8所述的接收器，其中阈值是峰值相关值的函数。
10.一种用于接收器的方法，该方法包含：提供解调信号；和
从解调信号为信道脉冲响应确定质心；
所述确定步骤包括以下步骤：
使所述解调信号与同步信号相关，以及
对相关的结果进行积分，其中所述积分步骤包括以下步骤：提供积分信号的符号值，以及
将所述符号值提供给载波相位检测器，所述载波相位检测器识别用于去除解调器中载波相位模糊度的正确的载波相位。
11.如权利要求10所述的方法，其中解调信号每码元周期T包含N≥1个样本。
12.如权利要求11所述的方法，其中N个信号样本中的每个都是复数。
13.如权利要求10所述的方法，其中在确定质心之前，确定步骤识别用于去除载波相位模糊度的正确的载波相位。
14.如权利要求10所述的方法，其中所述同步信号是高级电视系统委员会数字电视段同步信号。
15.如权利要求10所述的方法，其中所述同步信号是高级电视系统委员会数字电视帧同步信号。
16.如权利要求10所述的方法，其中确定步骤包括步骤：限幅相关值作为阈值函数。
17.如权利要求16所述的方法，其中阈值是峰值相关值的函数。
说明书 :
本发明一般涉及通讯系统，更具体地涉及一种接收器。
在像ATSC-DTV(高级电视系统委员会-数字电视)系统(例如，参见美国高级电视系统委员会，1995年9月16日的文件A/53“ATSC数字电视标准”和1995年10月4日的文件A/54“ATSC数字电视标准的使用指南”)的现代数字通讯系统中，通常应用高级调制、信道编码和均衡。在接收器中，解调器一般具有载波相位和/或码元定时模糊度。均衡器一般是DFE(判定反馈均衡器)类型或其某种变形并且具有有限长度。在严重畸变信道中，重要的是知道信道脉冲响应的虚拟中心，以便给均衡器提供成功处理信号和校正畸变的最佳机会。一种途径是使用基于段同步(sync)信号为自适应均衡器计算信道虚拟中心的质心计算器。另一种途径是使用基于帧同步信号为自适应均衡器计算信道虚拟中心的质心计算器。
发明内容
我们已经观察到，用于确定信道虚拟中心的上述方法不能解决错误载波相位在数据上的影响，该数据作为输入提供到质心计算器，从而不能解决对质心估计的影响。换句话说，上述方法不能解决质心计算中解调器载波相位模糊度的影响，并且不试图校正该模糊度。
因此，依照本发明原理，接收器包含：质心计算器，响应解调信号、用于给信道脉冲响应提供质心；所述质心计算器包括：相关器，用于使所述解调信号与同步信号相关；以及泄露积分器，其连接到相关器的输出端用于对相关的结果进行积分，其中所述泄露积分器附加地提供积分信号的符号值，并且其中将所述符号值提供给载波相位检测器，所述载波相位检测器识别用于去除解调器中载波相位模糊度的正确的载波相位。
在本发明实施例中，ATSC接收器包含解调器、质心计算器和自适应均衡器。解调器解调接收到的ATSC-DTV信号并提供解调信号。质心计算器处理解调的ATSC-DTV信号并识别用于去除解调器中载波相位模糊度的解调信号 的正确载波相位。例示地，质心计算器使用解调的ATSC-DTV信号(例如， 段同步或帧同步)中的训练信号并识别正确的载波相位，其也可以改进用于自适应均衡器的信道虚拟中心的随后计算。
在本发明另外的实施例中，载波相位模糊度也在质心计算之前校正。同样，依照本发明特征，质心计算器包含内部限幅器，从而提高了性能。
因此，依照本发明原理，接收器包含：质心计算器，响应解调信号、用于给信道脉冲响应提供质心；所述质心计算器包括：相关器，用于使所述解调信号与同步信号相关；以及泄露积分器，其连接到相关器的输出端用于对相关的结果进行积分，其中所述泄露积分器附加地提供积分信号的符号值，并且其中将所述符号值提供给载波相位检测器，所述载波相位检测器识别用于去除解调器中载波相位模糊度的正确的载波相位。
在本发明实施例中，ATSC接收器包含解调器、质心计算器和自适应均衡器。解调器解调接收到的ATSC-DTV信号并提供解调信号。质心计算器处理解调的ATSC-DTV信号并识别用于去除解调器中载波相位模糊度的解调信号 的正确载波相位。例示地，质心计算器使用解调的ATSC-DTV信号(例如， 段同步或帧同步)中的训练信号并识别正确的载波相位，其也可以改进用于自适应均衡器的信道虚拟中心的随后计算。
在本发明另外的实施例中，载波相位模糊度也在质心计算之前校正。同样，依照本发明特征，质心计算器包含内部限幅器，从而提高了性能。
附图说明
图1示出质心计算器的方框图；
图2示出用于复质心计算器的、处理复信号的方框图；
图3示出实施本发明原理的接收器的例示性高级方框图；
图4-6示出实施本发明原理的接收器的例示性部分；
图7示出依照本发明原理的用于接收器的例示性流程图；
图8示出表格一；
图9示出依照本发明原理的载波相位检测器的另一个例示性实施例；
图10示出依照本发明原理的用于接收器的另一个例示性流程图；
图11示出依照本发明原理的另一个例示性实施例；
图12示出依照本发明原理的另一个例示性实施例；和
图13-15示出依照本发明原理的其他例示性实施例；
图2示出用于复质心计算器的、处理复信号的方框图；
图3示出实施本发明原理的接收器的例示性高级方框图；
图4-6示出实施本发明原理的接收器的例示性部分；
图7示出依照本发明原理的用于接收器的例示性流程图；
图8示出表格一；
图9示出依照本发明原理的载波相位检测器的另一个例示性实施例；
图10示出依照本发明原理的用于接收器的另一个例示性流程图；
图11示出依照本发明原理的另一个例示性实施例；
图12示出依照本发明原理的另一个例示性实施例；和
图13-15示出依照本发明原理的其他例示性实施例；
具体实施方式
除了本发明构思之外，附图中所示元件都是众所周知的并且将不详细描述。同样，假设熟悉电视广播和接收器并且在这里不详细描述。例如，除了本发明构思之外，假设熟悉，譬如，NTSC(国家电视系统委员会制式)、PAL(逐行倒向制式)、SECAM(顺序传送彩色与存储制式)和ATSC(高级电视系统委员会制式)的当前和建议的TV推荐标准。同样，除了本发明构思之外，假设熟悉譬如八级残留边带(8-VSB)、正交幅度调制(QAM)的传输概念，和譬如射频(RF)前端的接收器元件，或譬如低噪声块、调谐器、解调器、相关器、泄漏积分器和平方器的接收器部件。类似地，用于产生传输位流的格式化和编码方法(譬如，移动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC13818-1))是众所周知的并且不在这里描述。还应该注意的是：本发明构思可以使用传统编程技术实现，其同样地不在这里描述。最后，图中相同数字表示相似元件。
在描述本发明构思之前，图1中显示了用于ATSC-DTV系统的质心计算器100的方框图。质心计算器100包含相关器105、泄漏积分器110、平方器115、峰值搜索元件120、乘法器125、第一积分器130、第二积分器135和相位检测器140。质心计算器100基于段同步信号、每码元一个样本和只包含同相(实)分量的数据输入信号101-1。数据输入信号101-1表示由解调器(未显示)提供的解调的接收到的ATSC-DTV信号。
数据输入信号101-1施加到相关器105(或段同步检测器105)用于检测其中的段同步信号(或模式)。段同步信号具有重复模式并且两个相邻段同步信号之间的距离相当大(832码元)。这样，段同步信号可以用于估计信道脉冲响应，其依次用于估计信道虚拟中心或质心。段同步检测器105使数据输入信号101-1与ATSC-DTV段同步特性相关，也就是，二进制表示中的[1 001]、或VSB码元表示中的[+5 -5 -5+5]。来自段同步检测器105的输出信号接着施加于泄漏积分器110。后者具有832码元长度，其等于一段中的码元数量。由于VSB数据是随机的，数据码元位置的积分器值将平均为零。然而，由于四个段同步码元每832个码元重复一次，因此段同步位置的积分器值将与信号强度成比例地增长。如果信道脉冲响应出现多路径或反常回波，那么段同步码元将出现在那些多通路延迟位置。因此，多通路延迟位置的积分器值也将与回波幅度成比例地增长。泄漏积分器是这样的，在执行峰值搜索之后，每当积分器增加一个新数时，其减去一个常数值。这样做是为了避免硬件溢出。832泄漏积分器值由平方器115执行平方运算。结果输出信号、或相关器信号116传送到峰值搜索元件120和乘法器125。(应该注意：替代平方，元件115可以提供其输入信号的绝对值)。
由于每个泄漏积分器值(相关器信号116)施加到峰值搜索元件120，相应码元索引值(码元索引119)也施加到峰值搜索元件120。码元索引119是可以原始重置为零的虚拟索引，并且为每个新泄漏积分器值加一、重复从0到831模式。峰值搜索元件120在832个平方的积分器值(相关器信号116)上执行峰值搜索，并提供峰值信号121，其对应于与832个平方的积分器值中的最大值相关联的码元索引。峰值信号121用作信道初始中心，并施加到第二个积分器135(下面描述)。
泄漏积分器值(相关器信号116)也按照从当前码元索引到初始中心的相对距离被加权，并且接着由反馈环、或质心计算环确定加权的中心位置。质心计算环包含相位检测器140、乘法器125、第一积分器130和第二积分器135。在执行峰值搜索之后，这个反馈环启动，并且第二积分器135按初始中 心或峰值初始化。相位检测器140计算当前码元索引(码元索引119)和虚拟中心值136之间的距离(信号141)。加权值126经由乘法器125计算并供给第一积分器130，其累计每组832码元的加权值。如上所述，第二积分器135初始设置为峰值并接着转到累计第一积分器130的输出以便创建虚拟中心值、或质心136。图1中的所有积分器具有固有的缩放比例因数。
一旦确定虚拟中心值136，VSB参考信号，譬如段同步和帧同步信号，在接收器中本地再产生(未显示)以便对准虚拟中心。因此，均衡器中的抽头将形成以便均衡信道，使得均衡的数据输出对准虚拟中心。
从图1中可以很容易导出：上述关于图1的系统到复数据输入信号(同相和正交分量)、每码元两个样本或基于帧同步设计的扩展系统。
例如，如果数据输入信号是复数，那么如图2所示质心计算器(现在也称作为“复质心计算器”)分别处理输入数据信号的同相(I)和正交(Q)分量。具体地，输入数据信号的同相分量(101-1)由相关器(段同步检测器)105-1、泄漏积分器110-1和平方器115-1处理；而输入数据信号的正交分量(101-2)由相关器(段同步检测器)105-2、泄漏积分器110-2和平方器115-2处理。这些元件中的每一个按照与上述图1中的元件相似的方式运行。尽管在该图中未示出，可以从每个平方器元件产生码元索引。来自每个平方器(115-1和115-2)的输出信号经由加法器180相加在一起，以便提供相关器信号116并且其余处理与上述关于图1的相同。
关于每码元两个样本的质心计算器，例示性地使用T/2间隔(其中T对应于码元间隔)。例如，段同步检测器具有与T/2间隔的段同步特征相匹配的T/2间隔值，泄漏积分器长为2×832和码元索引遵循模式0、0、1、1、2、2......831、831，而不是0、1、2......831。
最后，对于基于帧同步信号的质心计算器，应该注意下面的描述。由于帧/场同步信号包含832码元并且每隔313段到达一次，其比分布在信道中的任何实际多路径要长，因此在确定任何多路径信号的位置方面是没有问题的。可以使用异步PN511相关器测量关于图1中段同步检测器的信道脉冲响应(如果单独使用832个帧同步码元中的PN511)。(PN511是伪随机数序列并在前述的ATSC标准中作了描述。)除了处理要执行至少一个完整场周期之外，另外的处理与上述图1的相似。相关值传送到峰值搜索功能块以便在一个场时间上执行峰值搜索。这个峰值的码元索引因此被用作初始虚拟中心点。一 旦确定虚拟中心点，则只有当相关输出在预定阈值之上和在初始虚拟中心点前后一定范围内，才分析相关结果。例如，围绕初始中心位置的+/-500码元的相关输出在预定值之上。精确范围由期望在实际环境中遇到的实际信道脉冲响应长度和可用的均衡器长度两者确定。其余处理与图1的上述处理相同。
我们已经观察到，用于确定信道虚拟中心的上述手段错误载波相位对作为输入提供到质心计算器的数据的影响、并因此也不能解决对质心估计的影响。换句话说，上述方法不能解决质心计算中的解调器载波相位模糊度的影响，并且不试图校正这个模糊度。
因此，依照本发明原理，接收器包含用于提供解调信号的解调器、和响应解调信号、用于识别用于去除解调器中载波相位模糊度的正确载波相位的质心计算器。
在图3中显示了依照本发明原理的一个例示性电视装置10的高级方框图。电视(TV)装置10包括接收器15和显示器20。例示地，接收器15是ATSC兼容接收器。应该注意的是：接收器15也可以是NTSC(国家电视系统委员会制式)兼容的，即，具有NTSC操作模式和ATSC操作模式，使得TV装置10能够显示来自NTSC广播或ATSC广播的视频内容。为了简化对本发明构思的描述，这里只描述ATSC操作模式。接收器15接收用于处理的广播信号11(例如，经由天线(未显示))，以便从其恢复，例如，HDTV(高清晰度TV)视频信号来施加到显示器20，以便观看显示在其上的视频内容。
依照本发明原理，接收器15包括校正载波相位模糊度的质心计算器。在图4中示出接收器15相关部分的例示性方框图。解调器275接收以IF频率(FIF)为中心的、具有等于6MHz(兆赫)带宽的信号274。解调器275提供解调的接收到的ATSC-DTV信号201到质心计算器200，依照本发明原理，其识别用于去除解调器中相位模糊度的正确载波相位。具体地，质心计算器200经由信号294提供载波相位信息到解调器275以便在其中校正载波相位模糊度。因此，也改进了用于自适应均衡器(未显示)的虚拟中心值136的随后计算。(应该注意：在这里不显示与本发明构思不相关的接收器15的其他处理块，例如，用于提供信号274的RF前端，等等。)
现在参考图5，显示了质心计算器200的例示性方框图。质心计算器200包含检测器290、相位检测器140、乘法器125、第一积分器130和第二积分器135。除了检测器290之外，质心计算器200在操作上类似于质心计算器 100(早先描述的)。数据输入信号201，其表示由解调器275提供的解调的接收到的ATSC-DTV信号，施加到检测器290。后者使质心计算器200能够校正载波相位模糊度，例示地，并经由信号294提供载波相位信息。
现在转到图6，显示了依照本发明实施例的检测器290的例示性方框图。在这个例子中，检测器290每码元周期，T，操作一个样本，并使用数据输入信号201中的同相分量。在这点上，解调器时钟(未显示)可以具有等于码元速率或更高的频率。如果时钟频率高于码元速率，样本使能(未显示)识别什么时候可以得到关于时钟的样本。为了简单和不丧失一般性，假设时钟频率等于码元速率。
当图6中对于样本的特定处理路径(例如，段同步检测器、泄漏积分器和平方器)类似于图1所示的路径时，在图6所示的结构中存在使检测器290能够识别正确载波相位的一些关键区别。在这点上，相关器(段同步检测器)205、平方元件215和峰值搜索元件220是与图1所示的对应元件相同的。同样，泄漏积分器210类似于图1中的泄漏积分器，但是具有一个增加的特征：相关符号(corr_sign211)的值与来自平方器215的相应输出信号(corr_value216)关联。这是有必要的，因为，当来自泄漏积分器210的相关值包括符号信息时，该符号信息在平方功能(元件215)之后丧失。因此，提供的corr_sign211恢复该信息。尽管对于本发明构思不是必须的，这里使用了下面的惯例：如果泄漏积分器210的输出信号大于等于0时，corr_sign信号211的值等于0；和如果泄漏积分器210的输出信号小于0时，corr_sign信号211的值等于1。
正如可以从图6观察到的，相关器值(corr_value信号216)、峰值信号221、码元索引信号219和相关的符号(corr_sign信号211)由载波相位检测器280处理。如下描述，载波相位检测器280确定是否存在载波相位模糊度和这个载波相位可能是什么。载波相位检测器280的复杂性依赖于可能的载波相位模糊度。
对于180度的载波相位模糊度，信号201只有两种可能的载波相位：0°和180°，前者是正确相位。在这种情况下，载波相位检测器280实现简单并例示在图7的流程图中。另外，由于平方功能，这种类型的载波相位模糊度不影响质心计算器。在步骤305中，载波相位检测器280等待峰值搜索的完成。一旦峰值搜索完成，在步骤310中载波相位检测器280提供施加到其上 的信号：码元索引219、corr_value 216、峰值信号221和corr_sign信号211作为对应输出信号。具体地，分别是码元索引291、相关器值292、峰值293和载波相位信号294。如图5例示，输出信号291、292和293接着施加到质心计算器200的其余元件，并且如对图1所示质心计算器早先描述的一样，处理继续执行。
如果识别的载波相位是180°，来自解调器275的所有码元(数据输入201)将是反相的，并且图5例示的相关器和泄漏积分器输出信号将是负的，其由corr_sign信号211的值表示。这样，通过提供载波相位信号294给解调器275，如果载波相位信号294的值等于“1”，后者接着可以使其码元输出反相并因此去除180°相位模糊度。因此，解调器275可以校正其输出信号以供解调器275之后的(或下游的)处理块使用(例如，均衡器、格解码器、去交织器，等等(都未显示))。
然而，在载波相位模糊度是90°的情况下，载波相位检测器280的实现是不同的。在这种情况下，解调器模糊度具有四种可能的载波相位：0°、90°、180°和270°(或-90°)。为了识别正确载波相位，理解相位和用于相关器的特定同步信号之间的关系是重要的。在图6的例示性实施例中，使用的同步信号是段同步信号。载波相位和段同步信号之间的关系显示在图8中的表一中。表一显示段同步信号、比例缩放的段同步信号、比例缩放的段同步信号与其自身(C)的相关性和比例缩放的段同步信号与其自身的希耳伯特(Ch)的相关性。如在本领域已知的，希耳伯特操作执行信号90°相位旋转，其等效于它的正交分量。
图9中显示了基于本发明原理的、用于解决90°载波相位模糊度的载波相位检测器280的例示性方框图。载波相位检测器280包含乘法器405、相位相关器同相(I)410-1、相位相关器正交(Q)410-2、泄漏积分器415-1和415-2、平方器420-1和420-2和相位峰值搜索元件425。正如可以从图9中观察到的，提供输入信号corr_value 216、码元索引219和峰值信号221分别作为输出信号292、293和291。corr_value信号216和corr_sign信号211施加到乘法器405。所得乘积406表示相关器值(corr_value信号216)，但是，这里，带正确符号。乘积406施加到相位相关器(I)410-1和相位相关器(Q)410-2。这些元件使乘积406分别与模式C和Ch相关(C和Ch显示在图8的表一中)。具体地，相位相关器(I)410-1比较表示乘积406的数据与模式C， 其表示对VSB信号的同相分量的期望值；同时，相位相关器(Q)410-2比较表示乘积406的数据与模式Ch，其表示对VSB信号的正交分量的期望值。来自相关器410-1的结果输出信号接着由泄漏积分器415-1和平方器420-1处理。后者提供同相相关值421-1。同样，来自相关器410-2的结果输出信号接着由泄漏积分器415-2和平方器420-2处理。后者提供正交相关的值421-2。这些泄漏积分器和平方元件类似于早先描述的具有相似功能的那些元件。泄漏积分器415-1和415-2也提供corr_I_sign信号416-1和corr_Q_sign信号416-2。这些信号类似于先前提到的corr_sign信号211并分别指示信号421-1和421-2的符号。上述元件工作直至峰值搜索由图6的峰值搜索元件220完成并确定了峰值。一旦确定了峰值，依照本发明原理，相位峰值搜索元件425确定是否存在载波相位偏移并识别相位偏移的值。
现在转到图10，显示了在相位峰值搜索元件425中使用的确定正确载波相位的例示性流程图。在步骤505中，相位峰值搜索元件425等待峰值搜索的完成。应该注意：在步骤505中，相位峰值搜索元件425把信号421-1、416-1、421-2和416-2的信号值与由码元索引信号219提供的关联码元索引值存储在一起。一旦完成峰值搜索，相位峰值搜索元件505选择步骤510中的关于峰值位置的k个同相相关的值421-1(与各个corr_I_sign值416-1一起)。例如，对于k＝3，相位峰值搜索元件425选择位于峰值、峰值-1和峰值+1位置的同相相关的值421-1(和各个corr_I_sign值416-1)，正如由峰值221的码元索引219的值提供的。类似地，在步骤515中，相位峰值搜索元件505选择关于峰值位置的k个正交相关的值421-2(与各个corr_Q_sign值416-2一起)。例如，对于k＝3，相位峰值搜索元件425选择位于峰值、峰值-1和峰值+1位置的正交相关的值421-2(和各个corr_Q_sign值416-2)，正如由峰值221的码元索引219的值提供的。在步骤520中，相位峰值搜索元件425从在步骤510和515中选择的k+k个值中确定最大相关的值和相关联的符号值。在步骤525中，相位峰值搜索元件425从最大相关的值和相关联的符号值确定正确载波相位并为载波相位信号294提供合适的值。具体地，如果最大相关的值是同相相关的值421-1，那么相关联的corr_I_sign值416-1确定正确载波相位。例如，如果corr_I_sign值416-1等于0(一个正值)，那么正确载波相位是0°和设置载波相位信号294等于0；同时如果corr_I_sign值416-1等于1(一个负值)，那么正确载波相位是180°和设置载波相位信号294等于1。然 而，如果最大相关的值是正交相关的值421-2，那么相关联的corr_Q_sign值416-2确定正确载波相位。例如，如果corr_Q_sign值416-2等于0(一个正值)，那么正确载波相位是90°和设置载波相位信号294等于2；同时如果corr_Q_sign值416-2等于1(一个负值)，那么正确载波相位是270°(-90°)和设置载波相位信号294等于3。
如上所述，载波相位检测器280提供载波相位信号294到解调器275(图4的)。在这个实施例中，当正确相位是0、180、90或-90度时，载波相位信号294分别传递值0、1、2或3。解调器275响应这个信号，并依照本发明原理按相应的相位偏移逆旋转其输出信号以便去除在其输出端的任何载波相位模糊度。因此，解调器275可以校正用于解调器275下面的(或下游的)处理块(例如，均衡器、网格解码器、去交织器，等等(都未显示))的输出信号。
回到图5，如同用于图1所示质心计算器的早先所述，来自检测器290的输出信号提供到质心计算环以便确定虚拟中心值136。在本发明的这个实施例中，由于质心计算器200不接收复(I&Q)输入，而仅是同相输入，所以其处理带载波相位模糊度的数据并在其自身操作中不校正它。
现在参考图11，显示了依照本发明原理的检测器290的另一个实施例，在质心计算之前为其识别并校正载波相位模糊度。在这个例子中，检测器290每符号周期T操作一个样本，并使用复数据，即，数据输入信号(201)的同相(I)分量(201-1)和数据输入信号(201)的正交(Q)分量(201-2)。图11中例示的实施例类似于图6所示的实施例，具有一些关键区别。第一，同相分量201-1和正交分量201-2都独立地由各个段同步检测器、泄漏积分器、平方器和峰值搜索元件处理。具体地，同相分量201-1由相关器(段同步检测器)205-1、泄漏积分器210-1、平方器215-1和峰值搜索元件220-1处理；同时正交分量201-2由相关器(段同步检测器)205-2、泄漏积分器210-2、平方器215-2和峰值搜索元件220-2处理。第二，峰值搜索元件220-1和220-2类似于早先描述的峰值搜索元件，但是具有提供与各个峰值(peak_I221-1和peak_Q221-2)关联的相关的值(corr_peak_I222-1和corr_peak_Q222-2)的附加特征。这些相关的值(corr_peak_I222-1和corr_peak_Q222-2)是基于段同步信号、搜索用于质心计算器的、832值中的最大相关的值，和峰值(peak_I 221-1和peak_Q 221-2)是与最大相关的值相关联的码元索引。最后， 这个例示性实施例中的相位检测器280比图9中上述的相位检测器简单。
在这个例子中，载波相位模糊度只有四种可能的载波相位：0°、90°、180°和270°(或-90°)并且虽然具有下述区别，但是图11的载波相位检测器280执行类似于图7所示流程图的流程图。在图7的步骤305中，图11的载波相位检测器280等待峰值搜索完成。在峰值搜索完成之后，在图7的步骤310中载波相位检测器280提供输出信号291、292、293和294。这些输出信号291、292和293施加到如图5中例示的质心计算器200的其余元件并且如用于图1所示的质心计算器的先前描述执行处理。
关于输出信号，设置码元索引291等于码元索引219的值。根据下面规则，在步骤310中提供其余输出信号。具体地，如果corr_peak_I 222-1的值大于等于corr_peak_Q 222-2的值，那么相关联的corr_I_sign值211-1确定正确载波相位。例如，如果corr_I_sign值211-1等于0(一个正值)，那么正确载波相位是0°并且载波相位信号294设置等于0，峰值信号293设置等于peak_I信号221-1和相关器值信号292设置等于corr_value I 216-1；同时，如果corr_I_sign值211-1等于1(一个负值)，那么正确载波相位是180°并且载波相位信号294设置等于1，峰值信号293设置等于peak_I信号221-1和相关器值信号292设置等于corr_value I 216-1。然而，如果corr_peak_I 222-1的值小于corr_peak_Q 222-2的值，那么相关联的corr_Q_sign值211-2确定正确载波相位。例如，如果corr_Q_sign值211-2等于0(一个正值)，那么正确载波相位是90°并且载波相位信号294设置等于2，峰值信号293设置等于peak_Q信号221-2和相关器值信号292设置等于corr_value Q 216-2；同时，如果corr_Q_sign值211-2等于1(一个负值)，那么正确载波相位是270°(-90°)并且载波相位信号294设置等于3，峰值信号293设置等于peak_Q信号221-2和相关器值信号292设置等于corr_value Q216-2。
在依照本发明原理的另一个实施例中，质心计算器类似于图5和11所示的和上述的质心计算器，除了在图7的步骤310中之外，载波相位检测器280通常提供输出信号相关器值292作为(corr_value I 216-1+corr_value Q 216-2)的和。
在依照本发明原理的另一个实施例中，质心计算器扩展到每次(部分的)处理每码元N个样本，其中N是整数且N≥2，只有同相数据输入(如图5和6所示的第一个实施例中)。在这个实施例中，其是对图6和9所示的实施 例的扩展，载波相位检测器280处理N个样本。对于每码元N个样本的质心计算器，段同步积分器例示性地间隔T/N，其中T是码元周期。另外，段同步相关器具有与T/N间隔段同步特性相匹配的T/N间隔值，泄漏积分器长N×832和码元索引重复每个值N次。例如，它遵循当N＝2时的0、0、1、1、2、2......831、831模式而不是当N＝1时的0、1、2......831。同样，使图8的表一中的模式表示为T/N间隔的，其反映在图9中相位相关器I和Q以及泄漏积分器的设计中。最后，在相位峰值搜索算法中，在图10的步骤510和515中，对于每个码元索引值存在N个值，和在步骤520中，I和Q样本中的最大值搜索将按因数N增加到总共(6×N)个值。
现在转到图12，显示了用于N＝2的检测器290的例示性实施例。在这个例子中，检测器290每码元周期T操作两个样本，并使用数据输入信号201的同相分量。图12中，数据输入信号201包含两个样本：由数据输入0(201-1)表示的第一个样本和由数据输入1(202-1)表示的第二个样本。在这一点上，假设图4的解调器275是串行输出解调器或并行输出解调器。如果解调器275是串行输出解调器，那么解调器275提供数据输入0和数据输入1作为与解调器时钟(未显示)相关联的交替样本序列。另一方面，如果解调器275是并行输出解调器，那么解调器275提供数据输入0和数据输入1作为与解调器时钟(未显示)相关联的同一时间的一对样本。在另一种情况下，解调器时钟可以具有两倍码元速率(1/T)的频率或更高。如果时钟频率比两倍码元速率高，样本使能(未显示)识别什么时候可以得到关于解调器时钟的样本。为了简单和不丧失通用性，下面假设时钟频率等于码元速率(1/T)和解调器275是并行输出解调器。
正如可以从图12中观察到的，按类似方式处理每个样本。更具体地，数据输入0由相关器(段同步检测器)605-1、泄漏积分器610-1、平方器615-1和峰值搜索元件620-1处理。同样，数据输入1由相关器(段同步检测器)605-2、泄漏积分器610-2、平方器615-2和峰值搜索元件620-2处理。依照上述原理，来自这两个处理路径的输出信号施加到载波相位检测器280，其提供码元索引值291、相关器值292、峰值293和载波相位值294。
在依照本发明原理的另一个实施例中，质心计算器扩展到每次(部分的)处理每码元N个样本，其中N是整数且N≥2，如图11所示的同相和正交数据输入(如同第二个和第三个实施例)。本发明概念的扩展不改变关于图9 描述的载波相位检测器算法。对于每码元N个样本的质心计算器，段同步积分器例示性地间隔T/N，其中T是码元周期。另外，段同步相关器具有与T/N间隔段同步特性相匹配的T/N间隔值，泄漏积分器长N×832和码元索引重复每个值N次。例如，它遵循当N＝2时的0、0、1、1、2、2......831、831模式而不是当N＝1时的0、1、2......831。
现在转到图13，显示了另一个例示性实施例。除了在乘法器125执行加权操作之前包含限幅器265之外，该实施例类似于图5所示的实施例。限幅器265的操作显示在图14的例示性流程图中。在步骤705中，限幅器265等待峰值搜索的完成。一旦峰值搜索完成，在步骤710中限幅器265设置阈值。例示地，设置阈值等于(峰值/K)，其中K值用实验方法选择。在步骤715中，限幅器265确定相关器值(292)是否大于设置的阈值。如果相关器值(292)大于设置的阈值，那么在步骤720中限幅器265不限幅相关器值(292)，即，在图13中信号值266等于信号值292。然而，如果相关器值(292)小于或等于所述阈值，那么在步骤725中限幅器265设置信号266的值等于例示性的限幅器值L。在这个例子中，L等于零。因此，在步骤725中，设置信号266等于零。
限幅器265背后的思想应归为如下事实，即，相关性概念和在积分器中随机数据和噪声累计为零的假设采取了接近无界序列大小的大样本。然而，质心计算和随后的积分都发生在有限时间内。实际上，由于用于质心计算的时间影响用于接收器锁定的总时间，所以感兴趣的是使质心计算器时间最小。因此，在积分器中存在也是质心计算器操作时间函数的、与数据输入和实际输入噪声相关联的残余噪声。除了在具有零或接近零dB回波的信道中之外，该残余噪声不可能影响峰值搜索。但是由于加权值(图13的信号126)是相关值与从当前码元到中心的距离的乘积，所以远离峰值位置的噪声可能对最终计算有充分贡献。同样，通过提供如上述的限幅器，可以消除相关器积分器中的残余噪声，改善加权值估计。如果阈值是峰值的函数，消除了由于可能的解调器载波相位和码元定时模糊度的不匹配操作、或自动增益控制(AGC)不匹配中的额外限幅，那么该限幅器更加有效。
使用限幅器的缺点是：理论上，由于小等级将会被限幅器265忽略，质心计算器将会局限到只包括一定强度等级上的回波。然而，适当选择步骤710中的常数K将定义其相关值是残余噪声的结果和其值是实际回波之间的平 衡。带或不带限幅器的质心计算器不能适当地解决低于残余噪声等级的任何回波强度等级。举一个例子，对于K＝26，限幅器忽略了主信号以下大约18dB的任何回波。
限幅器到质心计算器的附加可应用到这里描述的所有实施例。例如，显示在图15中的依据本发明原理的另一个例示性实施例700。除了附加限幅器265之外，该图类似于图1所示的实施例。后者如针对图14流程图的上面描述运行。
依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例可以基于任何同步信号。相关器比较输入数据与选择的同步信号。在ATSC-DTV范围中，一些候选信号是段同步信号或帧同步信号。对于同步信号的这些类型，区别在于相关器的选择和积分器的大小以便适应同步信号的类型与大小。
同样，依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例可以基于任何数字通讯系统的任何类型训练信号。在这种情况下，相关器比较输入数据与所讨论的训练信号。对于依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例，虚拟中心计算必定在信号接收的开始发生，但是处理可以继续，使得基于信道条件不断更新最佳的虚拟中心位置，并根据更新的虚拟中心位置、通过相应地慢慢改变采样时钟频率来变换虚拟中心。接着应为时间相位输出进行相同更新。
对于依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例，一旦确定加权中心，其也是均衡器的虚拟中心，参考信号，譬如段同步和帧同步信号在接收器中本地再产生以便对准虚拟中心。因此，均衡器中的抽头将形成以便均衡信道，使得均衡的数据输出对准虚拟中心。
对于依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例，与输出载波相位的产生密切相关的块可能从质心计算器的其余部分中分离实现并用于校正解调器中载波相位模糊度。
前面仅例示了本发明的原理，和因此应该懂得：本领域技术人员能够设计各种各样的可替代结构，尽管在这里没有作明确的描述，但其体现了本发明原理并在其精神和范围之内。例如，尽管在分立功能元件背景下例示，这些功能元件可以在一个或多个集成电路(IC)上实施。同样，尽管显示作为分立元件，任何或所有元件可以在存储程序控制处理器中实现，例如，数字信号处理器，其执行关联的软件，例如，对应于显示在，例如，图7、10和/ 或14中的一个或多个步骤。此外，尽管显示作为安装在TV装置10内的元件，这里的元件可以分布在其任何组合的不同单元中。例如，图3的接收器15可以是设备、或譬如物理上与设备分离的机顶盒的盒子、或组合显示器20的盒子等的一部分。还应该注意的是：尽管在陆地广播背景下描述，本发明原理也适用于通讯系统的其他类型，例如，卫星、电缆等等。因此应该懂得，可以给本例示性实施例做各种各样的修改并且可以设计其他结构，而不偏离由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围。
在描述本发明构思之前，图1中显示了用于ATSC-DTV系统的质心计算器100的方框图。质心计算器100包含相关器105、泄漏积分器110、平方器115、峰值搜索元件120、乘法器125、第一积分器130、第二积分器135和相位检测器140。质心计算器100基于段同步信号、每码元一个样本和只包含同相(实)分量的数据输入信号101-1。数据输入信号101-1表示由解调器(未显示)提供的解调的接收到的ATSC-DTV信号。
数据输入信号101-1施加到相关器105(或段同步检测器105)用于检测其中的段同步信号(或模式)。段同步信号具有重复模式并且两个相邻段同步信号之间的距离相当大(832码元)。这样，段同步信号可以用于估计信道脉冲响应，其依次用于估计信道虚拟中心或质心。段同步检测器105使数据输入信号101-1与ATSC-DTV段同步特性相关，也就是，二进制表示中的[1 001]、或VSB码元表示中的[+5 -5 -5+5]。来自段同步检测器105的输出信号接着施加于泄漏积分器110。后者具有832码元长度，其等于一段中的码元数量。由于VSB数据是随机的，数据码元位置的积分器值将平均为零。然而，由于四个段同步码元每832个码元重复一次，因此段同步位置的积分器值将与信号强度成比例地增长。如果信道脉冲响应出现多路径或反常回波，那么段同步码元将出现在那些多通路延迟位置。因此，多通路延迟位置的积分器值也将与回波幅度成比例地增长。泄漏积分器是这样的，在执行峰值搜索之后，每当积分器增加一个新数时，其减去一个常数值。这样做是为了避免硬件溢出。832泄漏积分器值由平方器115执行平方运算。结果输出信号、或相关器信号116传送到峰值搜索元件120和乘法器125。(应该注意：替代平方，元件115可以提供其输入信号的绝对值)。
由于每个泄漏积分器值(相关器信号116)施加到峰值搜索元件120，相应码元索引值(码元索引119)也施加到峰值搜索元件120。码元索引119是可以原始重置为零的虚拟索引，并且为每个新泄漏积分器值加一、重复从0到831模式。峰值搜索元件120在832个平方的积分器值(相关器信号116)上执行峰值搜索，并提供峰值信号121，其对应于与832个平方的积分器值中的最大值相关联的码元索引。峰值信号121用作信道初始中心，并施加到第二个积分器135(下面描述)。
泄漏积分器值(相关器信号116)也按照从当前码元索引到初始中心的相对距离被加权，并且接着由反馈环、或质心计算环确定加权的中心位置。质心计算环包含相位检测器140、乘法器125、第一积分器130和第二积分器135。在执行峰值搜索之后，这个反馈环启动，并且第二积分器135按初始中 心或峰值初始化。相位检测器140计算当前码元索引(码元索引119)和虚拟中心值136之间的距离(信号141)。加权值126经由乘法器125计算并供给第一积分器130，其累计每组832码元的加权值。如上所述，第二积分器135初始设置为峰值并接着转到累计第一积分器130的输出以便创建虚拟中心值、或质心136。图1中的所有积分器具有固有的缩放比例因数。
一旦确定虚拟中心值136，VSB参考信号，譬如段同步和帧同步信号，在接收器中本地再产生(未显示)以便对准虚拟中心。因此，均衡器中的抽头将形成以便均衡信道，使得均衡的数据输出对准虚拟中心。
从图1中可以很容易导出：上述关于图1的系统到复数据输入信号(同相和正交分量)、每码元两个样本或基于帧同步设计的扩展系统。
例如，如果数据输入信号是复数，那么如图2所示质心计算器(现在也称作为“复质心计算器”)分别处理输入数据信号的同相(I)和正交(Q)分量。具体地，输入数据信号的同相分量(101-1)由相关器(段同步检测器)105-1、泄漏积分器110-1和平方器115-1处理；而输入数据信号的正交分量(101-2)由相关器(段同步检测器)105-2、泄漏积分器110-2和平方器115-2处理。这些元件中的每一个按照与上述图1中的元件相似的方式运行。尽管在该图中未示出，可以从每个平方器元件产生码元索引。来自每个平方器(115-1和115-2)的输出信号经由加法器180相加在一起，以便提供相关器信号116并且其余处理与上述关于图1的相同。
关于每码元两个样本的质心计算器，例示性地使用T/2间隔(其中T对应于码元间隔)。例如，段同步检测器具有与T/2间隔的段同步特征相匹配的T/2间隔值，泄漏积分器长为2×832和码元索引遵循模式0、0、1、1、2、2......831、831，而不是0、1、2......831。
最后，对于基于帧同步信号的质心计算器，应该注意下面的描述。由于帧/场同步信号包含832码元并且每隔313段到达一次，其比分布在信道中的任何实际多路径要长，因此在确定任何多路径信号的位置方面是没有问题的。可以使用异步PN511相关器测量关于图1中段同步检测器的信道脉冲响应(如果单独使用832个帧同步码元中的PN511)。(PN511是伪随机数序列并在前述的ATSC标准中作了描述。)除了处理要执行至少一个完整场周期之外，另外的处理与上述图1的相似。相关值传送到峰值搜索功能块以便在一个场时间上执行峰值搜索。这个峰值的码元索引因此被用作初始虚拟中心点。一 旦确定虚拟中心点，则只有当相关输出在预定阈值之上和在初始虚拟中心点前后一定范围内，才分析相关结果。例如，围绕初始中心位置的+/-500码元的相关输出在预定值之上。精确范围由期望在实际环境中遇到的实际信道脉冲响应长度和可用的均衡器长度两者确定。其余处理与图1的上述处理相同。
我们已经观察到，用于确定信道虚拟中心的上述手段错误载波相位对作为输入提供到质心计算器的数据的影响、并因此也不能解决对质心估计的影响。换句话说，上述方法不能解决质心计算中的解调器载波相位模糊度的影响，并且不试图校正这个模糊度。
因此，依照本发明原理，接收器包含用于提供解调信号的解调器、和响应解调信号、用于识别用于去除解调器中载波相位模糊度的正确载波相位的质心计算器。
在图3中显示了依照本发明原理的一个例示性电视装置10的高级方框图。电视(TV)装置10包括接收器15和显示器20。例示地，接收器15是ATSC兼容接收器。应该注意的是：接收器15也可以是NTSC(国家电视系统委员会制式)兼容的，即，具有NTSC操作模式和ATSC操作模式，使得TV装置10能够显示来自NTSC广播或ATSC广播的视频内容。为了简化对本发明构思的描述，这里只描述ATSC操作模式。接收器15接收用于处理的广播信号11(例如，经由天线(未显示))，以便从其恢复，例如，HDTV(高清晰度TV)视频信号来施加到显示器20，以便观看显示在其上的视频内容。
依照本发明原理，接收器15包括校正载波相位模糊度的质心计算器。在图4中示出接收器15相关部分的例示性方框图。解调器275接收以IF频率(FIF)为中心的、具有等于6MHz(兆赫)带宽的信号274。解调器275提供解调的接收到的ATSC-DTV信号201到质心计算器200，依照本发明原理，其识别用于去除解调器中相位模糊度的正确载波相位。具体地，质心计算器200经由信号294提供载波相位信息到解调器275以便在其中校正载波相位模糊度。因此，也改进了用于自适应均衡器(未显示)的虚拟中心值136的随后计算。(应该注意：在这里不显示与本发明构思不相关的接收器15的其他处理块，例如，用于提供信号274的RF前端，等等。)
现在参考图5，显示了质心计算器200的例示性方框图。质心计算器200包含检测器290、相位检测器140、乘法器125、第一积分器130和第二积分器135。除了检测器290之外，质心计算器200在操作上类似于质心计算器 100(早先描述的)。数据输入信号201，其表示由解调器275提供的解调的接收到的ATSC-DTV信号，施加到检测器290。后者使质心计算器200能够校正载波相位模糊度，例示地，并经由信号294提供载波相位信息。
现在转到图6，显示了依照本发明实施例的检测器290的例示性方框图。在这个例子中，检测器290每码元周期，T，操作一个样本，并使用数据输入信号201中的同相分量。在这点上，解调器时钟(未显示)可以具有等于码元速率或更高的频率。如果时钟频率高于码元速率，样本使能(未显示)识别什么时候可以得到关于时钟的样本。为了简单和不丧失一般性，假设时钟频率等于码元速率。
当图6中对于样本的特定处理路径(例如，段同步检测器、泄漏积分器和平方器)类似于图1所示的路径时，在图6所示的结构中存在使检测器290能够识别正确载波相位的一些关键区别。在这点上，相关器(段同步检测器)205、平方元件215和峰值搜索元件220是与图1所示的对应元件相同的。同样，泄漏积分器210类似于图1中的泄漏积分器，但是具有一个增加的特征：相关符号(corr_sign211)的值与来自平方器215的相应输出信号(corr_value216)关联。这是有必要的，因为，当来自泄漏积分器210的相关值包括符号信息时，该符号信息在平方功能(元件215)之后丧失。因此，提供的corr_sign211恢复该信息。尽管对于本发明构思不是必须的，这里使用了下面的惯例：如果泄漏积分器210的输出信号大于等于0时，corr_sign信号211的值等于0；和如果泄漏积分器210的输出信号小于0时，corr_sign信号211的值等于1。
正如可以从图6观察到的，相关器值(corr_value信号216)、峰值信号221、码元索引信号219和相关的符号(corr_sign信号211)由载波相位检测器280处理。如下描述，载波相位检测器280确定是否存在载波相位模糊度和这个载波相位可能是什么。载波相位检测器280的复杂性依赖于可能的载波相位模糊度。
对于180度的载波相位模糊度，信号201只有两种可能的载波相位：0°和180°，前者是正确相位。在这种情况下，载波相位检测器280实现简单并例示在图7的流程图中。另外，由于平方功能，这种类型的载波相位模糊度不影响质心计算器。在步骤305中，载波相位检测器280等待峰值搜索的完成。一旦峰值搜索完成，在步骤310中载波相位检测器280提供施加到其上 的信号：码元索引219、corr_value 216、峰值信号221和corr_sign信号211作为对应输出信号。具体地，分别是码元索引291、相关器值292、峰值293和载波相位信号294。如图5例示，输出信号291、292和293接着施加到质心计算器200的其余元件，并且如对图1所示质心计算器早先描述的一样，处理继续执行。
如果识别的载波相位是180°，来自解调器275的所有码元(数据输入201)将是反相的，并且图5例示的相关器和泄漏积分器输出信号将是负的，其由corr_sign信号211的值表示。这样，通过提供载波相位信号294给解调器275，如果载波相位信号294的值等于“1”，后者接着可以使其码元输出反相并因此去除180°相位模糊度。因此，解调器275可以校正其输出信号以供解调器275之后的(或下游的)处理块使用(例如，均衡器、格解码器、去交织器，等等(都未显示))。
然而，在载波相位模糊度是90°的情况下，载波相位检测器280的实现是不同的。在这种情况下，解调器模糊度具有四种可能的载波相位：0°、90°、180°和270°(或-90°)。为了识别正确载波相位，理解相位和用于相关器的特定同步信号之间的关系是重要的。在图6的例示性实施例中，使用的同步信号是段同步信号。载波相位和段同步信号之间的关系显示在图8中的表一中。表一显示段同步信号、比例缩放的段同步信号、比例缩放的段同步信号与其自身(C)的相关性和比例缩放的段同步信号与其自身的希耳伯特(Ch)的相关性。如在本领域已知的，希耳伯特操作执行信号90°相位旋转，其等效于它的正交分量。
图9中显示了基于本发明原理的、用于解决90°载波相位模糊度的载波相位检测器280的例示性方框图。载波相位检测器280包含乘法器405、相位相关器同相(I)410-1、相位相关器正交(Q)410-2、泄漏积分器415-1和415-2、平方器420-1和420-2和相位峰值搜索元件425。正如可以从图9中观察到的，提供输入信号corr_value 216、码元索引219和峰值信号221分别作为输出信号292、293和291。corr_value信号216和corr_sign信号211施加到乘法器405。所得乘积406表示相关器值(corr_value信号216)，但是，这里，带正确符号。乘积406施加到相位相关器(I)410-1和相位相关器(Q)410-2。这些元件使乘积406分别与模式C和Ch相关(C和Ch显示在图8的表一中)。具体地，相位相关器(I)410-1比较表示乘积406的数据与模式C， 其表示对VSB信号的同相分量的期望值；同时，相位相关器(Q)410-2比较表示乘积406的数据与模式Ch，其表示对VSB信号的正交分量的期望值。来自相关器410-1的结果输出信号接着由泄漏积分器415-1和平方器420-1处理。后者提供同相相关值421-1。同样，来自相关器410-2的结果输出信号接着由泄漏积分器415-2和平方器420-2处理。后者提供正交相关的值421-2。这些泄漏积分器和平方元件类似于早先描述的具有相似功能的那些元件。泄漏积分器415-1和415-2也提供corr_I_sign信号416-1和corr_Q_sign信号416-2。这些信号类似于先前提到的corr_sign信号211并分别指示信号421-1和421-2的符号。上述元件工作直至峰值搜索由图6的峰值搜索元件220完成并确定了峰值。一旦确定了峰值，依照本发明原理，相位峰值搜索元件425确定是否存在载波相位偏移并识别相位偏移的值。
现在转到图10，显示了在相位峰值搜索元件425中使用的确定正确载波相位的例示性流程图。在步骤505中，相位峰值搜索元件425等待峰值搜索的完成。应该注意：在步骤505中，相位峰值搜索元件425把信号421-1、416-1、421-2和416-2的信号值与由码元索引信号219提供的关联码元索引值存储在一起。一旦完成峰值搜索，相位峰值搜索元件505选择步骤510中的关于峰值位置的k个同相相关的值421-1(与各个corr_I_sign值416-1一起)。例如，对于k＝3，相位峰值搜索元件425选择位于峰值、峰值-1和峰值+1位置的同相相关的值421-1(和各个corr_I_sign值416-1)，正如由峰值221的码元索引219的值提供的。类似地，在步骤515中，相位峰值搜索元件505选择关于峰值位置的k个正交相关的值421-2(与各个corr_Q_sign值416-2一起)。例如，对于k＝3，相位峰值搜索元件425选择位于峰值、峰值-1和峰值+1位置的正交相关的值421-2(和各个corr_Q_sign值416-2)，正如由峰值221的码元索引219的值提供的。在步骤520中，相位峰值搜索元件425从在步骤510和515中选择的k+k个值中确定最大相关的值和相关联的符号值。在步骤525中，相位峰值搜索元件425从最大相关的值和相关联的符号值确定正确载波相位并为载波相位信号294提供合适的值。具体地，如果最大相关的值是同相相关的值421-1，那么相关联的corr_I_sign值416-1确定正确载波相位。例如，如果corr_I_sign值416-1等于0(一个正值)，那么正确载波相位是0°和设置载波相位信号294等于0；同时如果corr_I_sign值416-1等于1(一个负值)，那么正确载波相位是180°和设置载波相位信号294等于1。然 而，如果最大相关的值是正交相关的值421-2，那么相关联的corr_Q_sign值416-2确定正确载波相位。例如，如果corr_Q_sign值416-2等于0(一个正值)，那么正确载波相位是90°和设置载波相位信号294等于2；同时如果corr_Q_sign值416-2等于1(一个负值)，那么正确载波相位是270°(-90°)和设置载波相位信号294等于3。
如上所述，载波相位检测器280提供载波相位信号294到解调器275(图4的)。在这个实施例中，当正确相位是0、180、90或-90度时，载波相位信号294分别传递值0、1、2或3。解调器275响应这个信号，并依照本发明原理按相应的相位偏移逆旋转其输出信号以便去除在其输出端的任何载波相位模糊度。因此，解调器275可以校正用于解调器275下面的(或下游的)处理块(例如，均衡器、网格解码器、去交织器，等等(都未显示))的输出信号。
回到图5，如同用于图1所示质心计算器的早先所述，来自检测器290的输出信号提供到质心计算环以便确定虚拟中心值136。在本发明的这个实施例中，由于质心计算器200不接收复(I&Q)输入，而仅是同相输入，所以其处理带载波相位模糊度的数据并在其自身操作中不校正它。
现在参考图11，显示了依照本发明原理的检测器290的另一个实施例，在质心计算之前为其识别并校正载波相位模糊度。在这个例子中，检测器290每符号周期T操作一个样本，并使用复数据，即，数据输入信号(201)的同相(I)分量(201-1)和数据输入信号(201)的正交(Q)分量(201-2)。图11中例示的实施例类似于图6所示的实施例，具有一些关键区别。第一，同相分量201-1和正交分量201-2都独立地由各个段同步检测器、泄漏积分器、平方器和峰值搜索元件处理。具体地，同相分量201-1由相关器(段同步检测器)205-1、泄漏积分器210-1、平方器215-1和峰值搜索元件220-1处理；同时正交分量201-2由相关器(段同步检测器)205-2、泄漏积分器210-2、平方器215-2和峰值搜索元件220-2处理。第二，峰值搜索元件220-1和220-2类似于早先描述的峰值搜索元件，但是具有提供与各个峰值(peak_I221-1和peak_Q221-2)关联的相关的值(corr_peak_I222-1和corr_peak_Q222-2)的附加特征。这些相关的值(corr_peak_I222-1和corr_peak_Q222-2)是基于段同步信号、搜索用于质心计算器的、832值中的最大相关的值，和峰值(peak_I 221-1和peak_Q 221-2)是与最大相关的值相关联的码元索引。最后， 这个例示性实施例中的相位检测器280比图9中上述的相位检测器简单。
在这个例子中，载波相位模糊度只有四种可能的载波相位：0°、90°、180°和270°(或-90°)并且虽然具有下述区别，但是图11的载波相位检测器280执行类似于图7所示流程图的流程图。在图7的步骤305中，图11的载波相位检测器280等待峰值搜索完成。在峰值搜索完成之后，在图7的步骤310中载波相位检测器280提供输出信号291、292、293和294。这些输出信号291、292和293施加到如图5中例示的质心计算器200的其余元件并且如用于图1所示的质心计算器的先前描述执行处理。
关于输出信号，设置码元索引291等于码元索引219的值。根据下面规则，在步骤310中提供其余输出信号。具体地，如果corr_peak_I 222-1的值大于等于corr_peak_Q 222-2的值，那么相关联的corr_I_sign值211-1确定正确载波相位。例如，如果corr_I_sign值211-1等于0(一个正值)，那么正确载波相位是0°并且载波相位信号294设置等于0，峰值信号293设置等于peak_I信号221-1和相关器值信号292设置等于corr_value I 216-1；同时，如果corr_I_sign值211-1等于1(一个负值)，那么正确载波相位是180°并且载波相位信号294设置等于1，峰值信号293设置等于peak_I信号221-1和相关器值信号292设置等于corr_value I 216-1。然而，如果corr_peak_I 222-1的值小于corr_peak_Q 222-2的值，那么相关联的corr_Q_sign值211-2确定正确载波相位。例如，如果corr_Q_sign值211-2等于0(一个正值)，那么正确载波相位是90°并且载波相位信号294设置等于2，峰值信号293设置等于peak_Q信号221-2和相关器值信号292设置等于corr_value Q 216-2；同时，如果corr_Q_sign值211-2等于1(一个负值)，那么正确载波相位是270°(-90°)并且载波相位信号294设置等于3，峰值信号293设置等于peak_Q信号221-2和相关器值信号292设置等于corr_value Q216-2。
在依照本发明原理的另一个实施例中，质心计算器类似于图5和11所示的和上述的质心计算器，除了在图7的步骤310中之外，载波相位检测器280通常提供输出信号相关器值292作为(corr_value I 216-1+corr_value Q 216-2)的和。
在依照本发明原理的另一个实施例中，质心计算器扩展到每次(部分的)处理每码元N个样本，其中N是整数且N≥2，只有同相数据输入(如图5和6所示的第一个实施例中)。在这个实施例中，其是对图6和9所示的实施 例的扩展，载波相位检测器280处理N个样本。对于每码元N个样本的质心计算器，段同步积分器例示性地间隔T/N，其中T是码元周期。另外，段同步相关器具有与T/N间隔段同步特性相匹配的T/N间隔值，泄漏积分器长N×832和码元索引重复每个值N次。例如，它遵循当N＝2时的0、0、1、1、2、2......831、831模式而不是当N＝1时的0、1、2......831。同样，使图8的表一中的模式表示为T/N间隔的，其反映在图9中相位相关器I和Q以及泄漏积分器的设计中。最后，在相位峰值搜索算法中，在图10的步骤510和515中，对于每个码元索引值存在N个值，和在步骤520中，I和Q样本中的最大值搜索将按因数N增加到总共(6×N)个值。
现在转到图12，显示了用于N＝2的检测器290的例示性实施例。在这个例子中，检测器290每码元周期T操作两个样本，并使用数据输入信号201的同相分量。图12中，数据输入信号201包含两个样本：由数据输入0(201-1)表示的第一个样本和由数据输入1(202-1)表示的第二个样本。在这一点上，假设图4的解调器275是串行输出解调器或并行输出解调器。如果解调器275是串行输出解调器，那么解调器275提供数据输入0和数据输入1作为与解调器时钟(未显示)相关联的交替样本序列。另一方面，如果解调器275是并行输出解调器，那么解调器275提供数据输入0和数据输入1作为与解调器时钟(未显示)相关联的同一时间的一对样本。在另一种情况下，解调器时钟可以具有两倍码元速率(1/T)的频率或更高。如果时钟频率比两倍码元速率高，样本使能(未显示)识别什么时候可以得到关于解调器时钟的样本。为了简单和不丧失通用性，下面假设时钟频率等于码元速率(1/T)和解调器275是并行输出解调器。
正如可以从图12中观察到的，按类似方式处理每个样本。更具体地，数据输入0由相关器(段同步检测器)605-1、泄漏积分器610-1、平方器615-1和峰值搜索元件620-1处理。同样，数据输入1由相关器(段同步检测器)605-2、泄漏积分器610-2、平方器615-2和峰值搜索元件620-2处理。依照上述原理，来自这两个处理路径的输出信号施加到载波相位检测器280，其提供码元索引值291、相关器值292、峰值293和载波相位值294。
在依照本发明原理的另一个实施例中，质心计算器扩展到每次(部分的)处理每码元N个样本，其中N是整数且N≥2，如图11所示的同相和正交数据输入(如同第二个和第三个实施例)。本发明概念的扩展不改变关于图9 描述的载波相位检测器算法。对于每码元N个样本的质心计算器，段同步积分器例示性地间隔T/N，其中T是码元周期。另外，段同步相关器具有与T/N间隔段同步特性相匹配的T/N间隔值，泄漏积分器长N×832和码元索引重复每个值N次。例如，它遵循当N＝2时的0、0、1、1、2、2......831、831模式而不是当N＝1时的0、1、2......831。
现在转到图13，显示了另一个例示性实施例。除了在乘法器125执行加权操作之前包含限幅器265之外，该实施例类似于图5所示的实施例。限幅器265的操作显示在图14的例示性流程图中。在步骤705中，限幅器265等待峰值搜索的完成。一旦峰值搜索完成，在步骤710中限幅器265设置阈值。例示地，设置阈值等于(峰值/K)，其中K值用实验方法选择。在步骤715中，限幅器265确定相关器值(292)是否大于设置的阈值。如果相关器值(292)大于设置的阈值，那么在步骤720中限幅器265不限幅相关器值(292)，即，在图13中信号值266等于信号值292。然而，如果相关器值(292)小于或等于所述阈值，那么在步骤725中限幅器265设置信号266的值等于例示性的限幅器值L。在这个例子中，L等于零。因此，在步骤725中，设置信号266等于零。
限幅器265背后的思想应归为如下事实，即，相关性概念和在积分器中随机数据和噪声累计为零的假设采取了接近无界序列大小的大样本。然而，质心计算和随后的积分都发生在有限时间内。实际上，由于用于质心计算的时间影响用于接收器锁定的总时间，所以感兴趣的是使质心计算器时间最小。因此，在积分器中存在也是质心计算器操作时间函数的、与数据输入和实际输入噪声相关联的残余噪声。除了在具有零或接近零dB回波的信道中之外，该残余噪声不可能影响峰值搜索。但是由于加权值(图13的信号126)是相关值与从当前码元到中心的距离的乘积，所以远离峰值位置的噪声可能对最终计算有充分贡献。同样，通过提供如上述的限幅器，可以消除相关器积分器中的残余噪声，改善加权值估计。如果阈值是峰值的函数，消除了由于可能的解调器载波相位和码元定时模糊度的不匹配操作、或自动增益控制(AGC)不匹配中的额外限幅，那么该限幅器更加有效。
使用限幅器的缺点是：理论上，由于小等级将会被限幅器265忽略，质心计算器将会局限到只包括一定强度等级上的回波。然而，适当选择步骤710中的常数K将定义其相关值是残余噪声的结果和其值是实际回波之间的平 衡。带或不带限幅器的质心计算器不能适当地解决低于残余噪声等级的任何回波强度等级。举一个例子，对于K＝26，限幅器忽略了主信号以下大约18dB的任何回波。
限幅器到质心计算器的附加可应用到这里描述的所有实施例。例如，显示在图15中的依据本发明原理的另一个例示性实施例700。除了附加限幅器265之外，该图类似于图1所示的实施例。后者如针对图14流程图的上面描述运行。
依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例可以基于任何同步信号。相关器比较输入数据与选择的同步信号。在ATSC-DTV范围中，一些候选信号是段同步信号或帧同步信号。对于同步信号的这些类型，区别在于相关器的选择和积分器的大小以便适应同步信号的类型与大小。
同样，依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例可以基于任何数字通讯系统的任何类型训练信号。在这种情况下，相关器比较输入数据与所讨论的训练信号。对于依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例，虚拟中心计算必定在信号接收的开始发生，但是处理可以继续，使得基于信道条件不断更新最佳的虚拟中心位置，并根据更新的虚拟中心位置、通过相应地慢慢改变采样时钟频率来变换虚拟中心。接着应为时间相位输出进行相同更新。
对于依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例，一旦确定加权中心，其也是均衡器的虚拟中心，参考信号，譬如段同步和帧同步信号在接收器中本地再产生以便对准虚拟中心。因此，均衡器中的抽头将形成以便均衡信道，使得均衡的数据输出对准虚拟中心。
对于依照本发明原理的、这里描述的所有例示性实施例，与输出载波相位的产生密切相关的块可能从质心计算器的其余部分中分离实现并用于校正解调器中载波相位模糊度。
前面仅例示了本发明的原理，和因此应该懂得：本领域技术人员能够设计各种各样的可替代结构，尽管在这里没有作明确的描述，但其体现了本发明原理并在其精神和范围之内。例如，尽管在分立功能元件背景下例示，这些功能元件可以在一个或多个集成电路(IC)上实施。同样，尽管显示作为分立元件，任何或所有元件可以在存储程序控制处理器中实现，例如，数字信号处理器，其执行关联的软件，例如，对应于显示在，例如，图7、10和/ 或14中的一个或多个步骤。此外，尽管显示作为安装在TV装置10内的元件，这里的元件可以分布在其任何组合的不同单元中。例如，图3的接收器15可以是设备、或譬如物理上与设备分离的机顶盒的盒子、或组合显示器20的盒子等的一部分。还应该注意的是：尽管在陆地广播背景下描述，本发明原理也适用于通讯系统的其他类型，例如，卫星、电缆等等。因此应该懂得，可以给本例示性实施例做各种各样的修改并且可以设计其他结构，而不偏离由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围。