单载波接收机中的频域均衡方法和装置

摘要

本发明提供一种单载波接收机中的频域均衡方法和装置，该装置是在单载波通信中的接收机的频域均衡装置，该装置具有：从接收信号中选择比1个块长的时间序列信号部分的单元(103)；对该比1个块长的时间序列信号部分实施傅里叶变换处理来变换成频域信号的傅里叶变换单元(104)；在频域内进行信道估计来进行信道补偿的信道补偿单元(105～106)；以及对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理、并从该傅里叶逆变换结果中选择1个块的时间序列信号部分的单元(107，108；151)。

权利要求

1.一种频域均衡方法，该方法是单载波通信中的接收机的频域均衡方法，其特征在于，该频域均衡方法具有：第1步骤，其从接收信号中选择长度是构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分，其中，P是大于等于2的整数；

第2步骤，其在P·N点傅里叶变换部中对该时间序列信号部分实施傅里叶变换处理以变换成频域信号；

第3步骤，其在频域内实施信道补偿处理；以及

第4步骤，其对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理，并从P·N个该傅里叶逆变换结果中选择中央N个的1个块的时间序列信号部分来输出。

2.根据权利要求1所述的频域均衡方法，其特征在于，在上述接收信号包含有保护间隔的情况下，在第1步骤中不去除保护间隔而是选择连续的P·N个时间序列信号部分来输入到上述P·N点傅里叶变换部中；

而且，在上述第4步骤中从P·N个傅里叶逆变换结果中选择不包含有保护间隔的中央N个的1个块的时间序列信号部分。

3.根据权利要求1所述的频域均衡方法，其特征在于，接收信号不包含有保护间隔。

4.根据权利要求2或3所述的频域均衡方法，其特征在于，通过从频域的P·N维数的信号变换到时域的N维数的信号的运算，进行上述第4步骤的处理。

5.根据权利要求2所述的频域均衡方法，其特征在于，上述第3步骤对N个连续的时间序列数据进行傅里叶变换来估计N个频域的信道；

在各邻接的信道估计值之间内插个数为比P少一的信道估计值来取得P·N个频域的信道估计值；

根据该信道估计值计算信道补偿系数；

使该信道补偿系数与上述P·N点傅里叶变换部的傅里叶变换结果分别相乘来进行频域的信道补偿。

6.根据权利要求5所述的频域均衡方法，其特征在于，上述信道补偿系数是使用信道估计值，采用迫零法来产生的。

7.根据权利要求5所述的频域均衡方法，其特征在于，上述信道补偿系数是使用信道估计值，采用最小均方误差法来产生的。

8.根据权利要求1所述的频域均衡方法，其特征在于，该方法具有在对上述接收信号进行了CDMA调制的情况下，对从上述傅里叶逆变换结果中所选择的1个块的时间序列信号部分实施解扩处理的步骤。

9.一种频域均衡装置，该装置是单载波通信中的接收机的频域均衡装置，其特征在于，该频域均衡装置具有：第1选择部，其从接收信号中选择长度是构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分，其中，P是大于等于2的整数；

P·N点傅里叶变换部，其对该比1个块长的P·N个时间序列信号部分实施傅里叶变换处理来变换成频域信号；

信道补偿部，其在频域内进行信道估计来进行信道补偿；

傅里叶逆变换部，其对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理；以及第2选择部，其从P·N个该傅里叶逆变换结果中选择中央N个的1个块的时间序列信号部分。

10.根据权利要求9所述的频域均衡装置，其特征在于，上述第1选择部具有：S/P变换部，其从接收信号中选择长度是构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分来并行地输入到上述P·N点傅里叶变换部中。

11.根据权利要求9所述的频域均衡装置，其特征在于，上述信道补偿部具有：信道估计部，其对N个连续的时间序列数据进行傅里叶变换来估计N个频域的信道；

估计值内插部，其在各邻接的信道估计值之间内插个数为比P少一的信道估计值来取得P·N个频域的信道估计值；

信道补偿系数计算部，其根据该信道估计值计算信道补偿系数；以及乘法部，其使该信道补偿系数与上述P·N点傅里叶变换部的傅里叶变换结果分别相乘来进行频域的信道补偿。

12.一种频域均衡装置，该装置是单载波通信中的接收机的频域均衡装置，其特征在于，该频域均衡装置具有：第1选择部，其从接收信号中选择长度是构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分，其中，P是大于等于2的整数；

P·N点傅里叶变换部，其对该比1个块长的P·N个时间序列信号部分实施傅里叶变换处理来变换成频域信号；

信道补偿部，其在频域内进行信道估计来进行信道补偿；以及运算部，其对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理，输出该傅里叶逆变换结果的中央N个的1个块的时间序列信号部分。

13.根据权利要求12所述的频域均衡装置，其特征在于，上述第1选择部具有：S/P变换部，其从接收信号中选择长度是构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分来并行地输入到上述P·N点傅里叶变换部中。

14.根据权利要求13所述的频域均衡装置，其特征在于，该频域均衡装置具有：在上述接收信号包含有保护间隔的情况下，不是由上述S/P变换部去除保护间隔，而是选择连续的P·N个时间序列信号部分来并行地输入到上述P·N点傅里叶变换部中的单元。

15.根据权利要求12所述的频域均衡装置，其特征在于，上述运算部通过执行从频域的P·N维数变换到时域的N维数的运算式的运算，输出被实施了上述傅里叶逆变换处理的1个块的时间序列信号部分。

16.根据权利要求12所述的频域均衡装置，其特征在于，上述信道补偿部具有：信道估计部，其对N个连续的时间序列数据进行傅里叶变换来估计N个频域的信道；

估计值内插部，其在各邻接的信道估计值之间内插个数为比P少一的信道估计值来取得P·N个频域的信道估计值；

信道补偿系数计算部，其根据该信道估计值计算信道补偿系数；以及乘法部，其使该信道补偿系数与上述P·N点傅里叶变换部的傅里叶变换结果分别相乘来进行频域的信道补偿。

说明书

技术领域

本发明涉及单载波接收机中的频域均衡方法和装置，特别涉及在单载波发送系统的接收机中补偿码间干扰的频域均衡方法和装置。

背景技术

单载波(SC：Single Carrier)发送系统是早已执行的发送方式(参照非专利文献1)，数据码元作为进行了振幅和/或相位调制的脉冲的固定码元速率串行流被发送。线性频域均衡器(FDE：Frequency domainequalizer)在频域内进行接收滤波，以使码间干扰最小化。该功能与时域均衡器相同。然而，在具有严格的延迟扩展(delay spread)的信道内，针对各数据块进行均衡的线性频域均衡器从计算复杂性的观点看是更简单的。即，由于线性频域均衡器针对各块进行处理，因而在恶劣的传送路径环境中，运算负荷比时域均衡器少也行。为了使进行傅里叶变换和傅里叶逆变换的频域均衡器以充分的性能进行动作，必须在各数据块间设置保护间隔。然而，在具有比保护间隔长的延迟时间的多径传播环境中未消除码间干扰，传送特性恶化。
图9是单载波发送系统的结构图。在单载波发送机10中，信道编码器(编码部)11对数据和导频进行编码，例如使用卷积码或Turbo码进行编码，调制部12使用例如QPSK对所编码的数据进行调制，由调制码元形成长度为N的块。保护间隔插入部13如图10所示，把N个码元的发送块的末尾部分作为循环前缀(保护间隔)复制到各块的开头部分。数字模拟变换器(D/A)14把从保护间隔插入部输出的信号变换成模拟信号，无线发送部15把基带信号上转换为无线频率之后，进行放大而从天线ATS发送。从天线ATS所发送的信号在多径传播路径(多径衰落信道)20上传播而由单载波接收机30接收。
由保护间隔插入部13插入的循环前缀的长度必须比最大延迟扩展长，以便不会受到码间干扰(ISI)。处于各块的开头的循环前缀具有以下2种主要功能：(1)消除由来自前一块的码间干扰引起的失真的功能，(2)能以周期N观察接收块的功能。
在单载波接收机30中，无线接收部31对由天线ATR所接收的信号实施滤波来去除不需要的频率成分，并把无线信号变频成基带频率，模拟数字变换器32把该基带信号变换成数字信号，保护间隔去除部33去除保护间隔并输入到构成单载波频域均衡器(SC-FDE：Single CarrierFrequency Domain Equalizer)的S/P变换部34中。另外，单载波频域均衡器(SC-FDE)由S/P变换部34、傅里叶变换部35、信道估计部36、信道补偿部37、傅里叶逆变换部38以及P/S变换部39形成。
S/P变换器34把去除了保护间隔的N个时间序列数据变换成并行数据来输入到N点傅里叶变换部(DFT或FFT，下同)35中。N点傅里叶变换部35对N个时间序列数据实施N点傅里叶变换处理来输出N个副载波成分。信道估计部36使用定期发送来的导频码元，采用周知的方法来估计N个副载波的信道特性，信道补偿部37使信道补偿系数与从傅里叶变换部输出的N个副载波成分相乘来进行信道补偿。N点傅里叶逆变换部(IDFT或IFFT，下同)38对进行了信道补偿的N个副载波数据实施N点傅里叶逆变换处理来输出N个时间序列数据，P/S变换器39将N个时间序列数据依次进行串行变换来输出。解调部40对被实施了频域均衡的信号实施QPSK解调处理，解码部41对该所解调的数据实施解码处理，并对接收数据进行解码来输出。
图11是单载波CDMA发送系统的结构图。在单载波CDMA发送机50中，各用户的信道编码器(编码部)511～51j对发送数据进行编码，例如使用卷积码或Turbo码进行编码，调制部521～52j使用例如QPSK对所编码的数据进行调制。扩展部531～53j针对各用户使相互正交的扩展码与从调制部输出的数据序列相乘来进行扩展，合成部54对从各解扩部输出的扩展数据进行合成。当把扩展因数(spreading factor)设定为SF时，扩展码是针对1个数据由SF个码片构成的码串。
图12是数据格式说明图。1帧由Nfi个数据构成，在Nd个用户数据的前方对Np个导频数据进行时分复用，Nfi＝Nd+Np。使SF个扩展码与各数据相乘，然后从各解扩部输出每1帧(Nd+Np)×SF个相乘结果，在合成部54中进行合成。导频数据用于在接收侧进行信道估计。第k个用户的基带发送信号可由下式
[数式1]
$s_k\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{Nd}+\mathrm{Np}-1}{\Sigma }}\underset{m=0}{\overset{\mathrm{SE}}{\Sigma }}{d}_k(t-i{T}_s)·c_k(t-m{T}_c)---\left(1\right)$
表现。这里，dk(t)、ck(t)、Ts、Tc分别是调制信号、扩展码串、码元周期、码片周期。
为了取得无ISI的发送信号，保护间隔插入部55如图12所示，把由G个数据构成的保护间隔插入到N个乘法结果的各方内来形成1个发送码元。这里，N是接收侧的频域均衡器(FDE)的FFT尺寸。当把每1帧的发送码元数设定为q时，下式
(Np+Nd)×SF/N＝q
成立。根据使用循环前缀或零插入的保护间隔结构，延迟时间在保护间隔以下的发送码元的间接波不使其他发送码元失真。
数字模拟变换器(D/A)56把从保护间隔插入部55输出的信号变换成模拟信号，无线发送部57把基带信号上转换为无线频率之后，进行放大，从天线ATS发送。从天线ATS所发送的信号在多径传播路径(多径衰落信道)60上传播而由单载波CDMA接收机70接收。
假定第k用户的信道脉冲响应是hk(τ；t)，则该接收信号如下：
[数式2]
$r\left(t\right)=h_k(\tau ;t)\otimes \underset{k=0}{\overset{K-1}{\Sigma }}{s}_k(t-{\tau }_k)+n\left(t\right)---\left(2\right)$
式中，τk是指第k用户的传播延迟，K是指用户数，n(t)是指AWGN，是指卷积积分。
在单载波CDMA接收机70中，无线接收部71对由天线ATR所接收的信号实施滤波来去除不需要的频率成分，并把无线信号变频成基带频率，模拟数字变换器72对该基带信号进行模拟数字变换，保护间隔去除部73去除保护间隔来输入到构成单载波频域均衡器(SC-FDE)的S/P变换部74中。另外，单载波频域均衡器(SC-FDE)由S/P变换部74、傅里叶变换部75、信道估计部76、信道补偿部77、傅里叶逆变换部78以及P/S变换部79形成。
S/P变换器74把去除了保护间隔的N个时间序列数据变换成并行数据来输入到N点傅里叶变换部75中。N点傅里叶变换部75对N个时间序列数据实施N点傅里叶变换处理来输出N个副载波成分。信道估计部76使用定期发送来的导频发送码元，采用周知的方法来估计N个副载波的信道特性，信道补偿部77使信道补偿系数与从傅里叶变换部输出的N个副载波成分相乘来进行信道补偿。N点傅里叶逆变换部78对进行了信道补偿的N个副载波数据实施N点傅里叶逆变换处理来输出N个时间序列数据，P/S变换器79将N个时间序列数据依次进行串行变换来输出。解扩部80使解扩码(与扩展码相同的码)与要串行输入的数据相乘来进行解扩，解调部81对被实施了频域均衡处理和解扩处理的信号实施QPSK解调处理，解码部82对所解调的数据实施解码处理，对接收数据进行解码来输出。
如上所述，在单载波CDMA接收机中，在去除保护间隔后，应用N点傅里叶变换，在频域内使用ZF法或MMSE法的现有技术来补偿信道失真。在针对振幅和相位的双方补偿了信道劣化之后，应用N点傅里叶逆变换。然后，使解扩码与数据相乘，最终对码元进行解调和解码。
SC-FDE发送方式是应对多径和信道失真的鲁棒(Robust)技术。然而，为了使传送效率下降，保护间隔不能延长。因此，在若干情况下，保护间隔长度比最大传播延迟短，在该情况下，保护间隔对码间干扰(ISI)是无效的。
提出了在移动接收环境那样的有多径衰落危害的环境下，以获得良好的接收特性为目的而兼用频域均衡器(FDE)和时域均衡器(TDE)的接收方式(参照专利文献1)。
并且，本发明申请人提出了在OFDM接收机和OFDM-CDMA接收机中对保护间隔以上的传播延迟是有效的接收方法和接收机(参照专利文献2)。
专利文献1所述的接收方式是在将接收信号进行频域均衡之后进行时域均衡，之后进行傅里叶变换处理来进行解调的接收方式。然而，该接收方式对保护间隔以上的传播延迟是无效的。
专利文献2的接收方式对保护间隔以上的传播延迟是有效的，然而该接收方式能应用于OFDM通信和OFDM-CDMA通信，却不能应用于单载波通信。
非专利文献1：H.Sari，G.Karam and I.Jeanclaude，“Frequency-Domainequalization of Mobile Radio and Terrestrial Broadcast Channels”，Proc.Globecom.1994，San Francisco，Nov-Dec.1994，PP.1-5
专利文献1：日本特开2003-51802号公报
专利文献2：日本特願平15-998924号公报

发明内容

根据以上，本发明的目的是在单载波通信中，即使发生保护间隔以上的传播延迟，也不会受到码间干扰的影响。
本发明的另一目的是在未插入保护间隔的情况下，即使发生大的传播延迟，也不会受到码间干扰的影响。
上述课题是根据本发明，采用单载波通信中的接收机的频域均衡方法来解决的。该频域均衡方法具有：第1步骤，其从接收信号中选择比1个块长的时间序列信号部分；第2步骤，其对该时间序列信号部分实施傅里叶变换处理来变换成频域信号；第3步骤，其在频域内实施信道补偿处理；以及第4步骤，其对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理，并从该傅里叶逆变换结果中选择1个块的时间序列信号部分来输出。
上述第1步骤从接收信号中选择长度是构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分来输入到P·N点傅里叶变换部中，第2步骤对该P·N个信号部分实施P·N点傅里叶变换处理，上述第4步骤通过从频域的P·N维数的信号逆变换到时域的N维数的信号的运算，执行上述傅里叶逆变换处理和从该傅里叶逆变换结果中选择1个块的时间序列信号部分的处理。
并且，上述课题是根据本发明，采用单载波通信中的接收机的频域均衡装置来解决的。第1频域均衡装置具有：第1选择部，其从接收信号中选择比1个块长的时间序列信号部分；傅里叶变换部，其对该比1个块长的时间序列信号部分实施傅里叶变换处理来变换成频域信号；信道补偿部，其在频域内进行信道估计来进行信道补偿；傅里叶逆变换部，其对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理；以及第2选择部，其从该傅里叶逆变换结果中选择1个块的时间序列信号部分。
第2频域均衡装置具有：第1选择部，其从接收信号中选择比1个块长的时间序列信号部分；傅里叶变换部，其对该比1个块长的时间序列信号部分实施傅里叶变换处理来变换成频域信号；信道补偿部，其在频域内进行信道估计来进行信道补偿；以及运算部，其对进行了信道补偿的信号实施傅里叶逆变换处理来输出1个块的时间序列信号部分。
根据本发明，保持N的相位差来从接收信号中依次选择比1个块长的时间序列信号部分，例如，构成1个块的信号部分的长度N的P倍的时间序列信号部分，对该P·N信号部分实施P·N点傅里叶变换处理来变换成频域信号，然后在频域内实施信道补偿处理，对进行了信道补偿的信号实施P·N点傅里叶逆变换处理，并从该傅里叶逆变换结果中选择1个块的时间序列信号部分来输出，因而在单载波通信中，即使发生保护间隔以上的传播延迟，也能不受到码间干扰的影响。
并且，根据本发明，在未插入保护间隔的情况下，即使发生大的传播延迟，也能不受到码间干扰的影响。
并且，根据本发明，由于在1个运算单元内一并进行处理，以便对进行了信道补偿的P·N个信号实施傅里叶逆变换处理，并从该傅里叶逆变换结果中选择1个块(＝N个)的时间序列信号部分来输出，因而可减少处理时间。

附图说明

图1是本发明的原理说明图。
图2是在P＝3的情况下的群集(cluster)选择说明图。
图3是本发明的单载波接收机的结构图。
图4是在P＝3的情况下的处理顺序。
图5是缩小数据维数的单载波接收机的其他结构图。
图6是信道估计部的结构图。
图7是信道估计部的动作说明图。
图8是单载波CDMA系统的结构图。
图9是现有技术的单载波发送系统的结构图。
图10是保护间隔插入说明图。
图11是现有技术的单载波CDMA发送系统的结构图。
图12是数据格式说明图。

具体实施方式

(A)第1实施例
(a)本发明的原理
图1是本发明的原理说明图。如(A)所示，考察了2个路径，即：发送码元A、B、C、…的直接波和延迟时间τ的延迟波。当存在时间延迟τ时，直接波的发送码元A的前方部与延迟波的发送码元X的后方部重合而受到码间干扰。同样，直接波的发送码元B的前方部与延迟波的发送码元A的后方部重合而受到码间干扰。然而，由于直接波的发送码元A的后方部与延迟波的发送码元A的前方部重合，因而不会受到码间干扰。并且，由于直接波的发送码元B的后方部与延迟波的发送码元B的前方部重合，因而不会受到码间干扰。即，当直接波和延迟波之间有时间延迟时，存在干扰期和非干扰期。
在现有方法中，为了消除干扰期，设置有图(B)所示的保护间隔G。保护间隔通常由于设定得比最大延迟时间长，因而当针对码元长度采用不能忽略的长度的保护间隔时，具有传送效率显著劣化的缺点。因此，如果取代设置保护间隔而把发送码元长度W设定为例如本来的发送码元长度N的3倍，如图(C)所示，则与(A)的情况相比可减小干扰期的比例，即，码间干扰的影响减小，传送特性得到改善。理想的是，通过使发送码元长度增大至无限大，可使干扰期的比例减小到可忽略的程度。该方法实际上也对设置有保护间隔的信号是有效的，而与保护间隔的有无没有关系。
如上所述，只要从所放大的码元长度W的发送码元中取出原来的发送码元长度N(例如B)，就能进行码间干扰影响小的频域均衡。
因此，如(D)所示，在单载波接收机的频域均衡器中按照如下的方式进行控制，即：针对相位差N的每连续3个发送码元(S1→S2→S3→S4→…)进行频域均衡处理，并从处理结果中抽出中央N个数据。这样，可进行码间干扰影响小的频域均衡。
并且，从以上说明可以明白，没有必要一定插入保护间隔。在插入了保护间隔的情况下，在接收机中进行频域均衡处理而不去除保护间隔。
本方式在把发送码元长度设定为本来的发送码元长度N的P倍时，P越大越好，然而由于信号处理量增大，因而实际上增大P是有限度的。
图2是在P＝3的情况下的群集选择说明图，(A)、(B)是接收信号包含有保护间隔的情况，(C)是接收信号不包含有保护间隔的情况。
(A)是从3个发送码元中的第3个发送码元的末尾部分开始选择3×N点数据的情况，(B)是选择3×N点数据，以使两侧的发送码元的a、b相等的情况，(C)是从连续3个发送码元中分别针对每N点数据选择总计3×N点数据的情况。另外，1个块长度是N点，发送码元长度是块长度(＝N码元)+保护间隔长度，块长度N比根据信道模型所决定的最大延迟扩展τmax长得多。
(b)单载波通信中的发送机
单载波发送机的结构与图9的现有技术相同。发送机采用规定的编码方式(卷积编码、Turbo编码等)对二进制数据进行编码，然后采用规定的调制方式(例如QPSK调制方式)进行调制。然后，发送机把保护间隔附加给开头部分以形成由N个数据构成的块(发送码元)，变成无线信号而从天线发送。
(c)单载波通信中的接收机
图3是本发明的单载波接收机的结构图。本发明的接收机把频域均衡器的处理码元尺寸扩展到P倍，以便减少ISI的影响。因此，把构成频域均衡器的傅里叶变换器的傅里叶变换尺寸(FFT点数)扩展到P·N点。由此，可减轻前一数据块的影响。
无线接收部101对由天线ATR所接收的信号实施滤波以去除不需要的频率成分，并把无线信号变频成基带频率，模拟数字变换器102对该基带信号进行模拟数字变换，并输入到构成单载波频域均衡器(SC-FDE：Single Carrier Frequency Domain Equalizer)的S/P变换部103中。另外，单载波频域均衡器(SC-FDE)由S/P变换部103、傅里叶变换部104、信道估计部105、信道补偿部106、傅里叶逆变换部107以及P/S变换部108形成。
S/P变换器103使P·N个串行时间序列数据如图1(C)所示保持规定的相位差，例如1个块长度(＝N)的相位差来变换成并行数据，然后并行地依次输入到P·N点傅里叶变换部(DFT或FFT)104中。P·N点傅里叶变换部104对P·N个时间序列数据实施P·N点傅里叶变换处理来输出P·N个副载波成分。信道估计部105使用定期发送来的导频码元，采用后述方法来估计P·N个副载波的信道特性，信道补偿部106使信道补偿系数与从傅里叶变换部输出的P·N个副载波成分相乘来进行信道补偿。P·N点傅里叶逆变换部107对进行了信道补偿的P·N个副载波数据实施P·N点傅里叶逆变换处理来产生P·N个时间序列数据，并输出P·N个中的不包含有保护间隔的中央N个时间序列数据，P/S变换器108将该N个时间序列数据依次进行串行变换来输出。解调部109对被实施了频域均衡的信号实施QPSK解调处理，解码部110对该所解调的数据实施解码处理，并对接收数据进行解码来输出。
图3的本发明的接收机与图9的现有技术的接收机不同的第1点是不去除保护间隔。即，在本发明的接收机中，所有接收信号都包含冗余部(保护间隔)而必须进行频域均衡处理。第2不同点是在本发明中进行P·N点傅里叶变换处理，然后采用迫零法(ZF：Zero Forcing)或最小均方误差法(MMSE)等的周知信道补偿技术在频域内进行信道失真补偿。第3不同点是在解调和解码前，执行P·N点傅里叶逆变换，从该P·N点傅里叶逆变换结果中选择N个变换结果来使信号维数回到N。
为了维持频域均衡所需要的连续性，必须从接收信号中准确选择P·N个点数据。图2(A)、(B)、(C)示出在P＝3的情况下的3种可能的选择法。(A)、(B)是接收信号包含有保护间隔的情况，(C)是接收信号不包含有保护间隔的情况。为了进行群集选择，要求所处理的信号至少包含前一数据块部分、当前数据块以及下一数据块部分。
以上，本发明的单载波扩展型频域均衡处理可归纳为以下3个步骤。第1步骤是保持N点相位差来依次选择最新的P·N点数据而提供给傅里叶变换部。第2步骤是对P·N副载波的所有副载波的信道失真进行补偿。第3步骤是进行P·N点傅里叶逆变换，并从傅里叶逆变换结果中正确选择N个连续点来使接收信号的维数减少到N点。
以下，使用数学式对本发明的单载波接收方式进行说明。
(d)本发明的单载波接收方式的解析
为了进行P·N点傅里叶变换，必须选择P·N个连续数据(群集选择)。并且，在接收信号包含有保护间隔的情况下，有必要进行群集选择而不去除保护间隔。在使处理帧保持连续性方面，数据的“连续性”是非常重要的，图2(A)和图2(B)示出在包含有保护间隔的情况下的P＝3的群集选择。
假定传播信道由具有不同的振幅和延迟特性的PATH个离散路径构成，则其基带脉冲响应可由下式
[数式3]
$h(t,\tau )=\underset{v=0}{\overset{\mathrm{PATH}-1}{\Sigma }}{\alpha }_v\left(t\right)·\delta (\tau -{\tau }_v)---\left(3\right)$
表现。αv和τv分别是第V离散路径的信道增益和延迟时间。而且，为了仿真，假定总信道功率等于1。并且，假定τmax＝maxτj＜N。即，假定最大延迟小于1个发送码元周期。实际上，当进行相关性检测时，1个发送码元以上是不干扰的。
在频域内，信道传递函数H(f，t)由下式
[数式4]
$H(f,t)=\underset{v=0}{\overset{\mathrm{PATH}-1}{\Sigma }}{\alpha }_v·\exp [-j2\mathrm{\pi f}{\tau }_v]---\left(4\right)$
表现。
保护间隔去除后的接收基带信号由下式
[数式5]
$r_k^{\left(i\right)}=\underset{v=0}{\overset{\mathrm{Pint}-1}{\Sigma }}{\alpha }_v·x_{k={\tau }_v}^{\left(i\right)}+\underset{p=\mathrm{Pint}}{\overset{\mathrm{PATH}-1}{\Sigma }}{\alpha }_v·x_{N-{\tau }_v+k}^{(i-1)}+{\tilde{n}}_k^{\left(i\right)}$ $\forall 0\le k<{\tau }_v$
$r_k^{\left(i\right)}=\underset{v=0}{\overset{\mathrm{PATH}-1}{\Sigma }}{\alpha }_v·x_{k-{\tau }_v}^{\left(i\right)}+{\tilde{n}}_k^{\left(i\right)}$ $\forall {\tau }_v\le k<N_v---\left(5\right)$
表现。式中，
hk、Pint、分别是第i块中的第k接收数据、时域的第k信道脉冲响应、第k发送数据、具有比当前处理数据长的延迟扩展的路径数、第k加性噪声(AWGN：Additive White Gaussian Noise：加性高斯白噪声)。
这里，P·N点FFT的输入信号由下式
[数式6]
(6)

表示。式中，
[数式7]
${\bar{r}}^{\left(i\right)}={\left[\begin{array}{ccccc}{r}_o^{\left(i\right)}& ...& r_k^{\left(i\right)}& ...& r_{N-1}^{\left(i\right)}\end{array}\right]}^T$
是第i块的N个接收信号。在图2的例子中，P＝3。
在数据接收后，选择P·N个连续点来输入到P·N点FFT中。
傅里叶变换运算后的信号由下式
[数式8]
$Y_m^{\left(i\right)}=\beta \underset{k=0}{\overset{P·N-1}{\Sigma }}{y}_k^{\left(i\right)}·e^{-j\frac{2\pi }{p·N}k·m}$0≤m＜P·N-1    (7)
或者下式
[数式9]
$Y_m^{\left(i\right)}=\beta \underset{q=0}{\overset{P-1}{\Sigma }}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{y}_k^{(i+1-P+q)}·e^{-j\frac{2\pi }{p·N}·(P·N+k)·m}$0≤m＜P·N-1    (8)
表示。式中，
[数式10]

是P·N点FFT的输出，β是归一化系数。根据定义，可由下式
[数式11]
${\bar{Y}}^{\left(i\right)}={\overline{\stackrel{‾}{H}}}_{\mathrm{PN}\times \mathrm{PN}}·[{\bar{X}}^{(i-P+2)}......{\bar{X}}^{\left(i\right)}{\bar{X}}^{(i+1)}]---\left(9\right)$
表现。式中，
${\overline{\stackrel{‾}{H}}}_{\mathrm{PN}\times \mathrm{PN}}$
是频域内的P·N×P·N维数信道响应，
[数式12]

下一步骤是通过在频域内对振幅和相位的双方的劣化进行补偿来减轻信道失真的影响。针对P·N个副载波的各方对信道进行均衡。
如果把
${\overline{\stackrel{‾}{G}}}_{\mathrm{PN}\times \mathrm{PN}}$
作为信道均衡系数的矩阵表现，则信道校正在频域内由下式表示。
[数式13]
${\bar{V}}^{\left(i\right)}={\overline{\stackrel{‾}{G}}}_{\mathrm{PN}\times \mathrm{PN}}·{\bar{Y}}^{\left(i\right)}---\left(10\right)$
${\bar{V}}^{\left(i\right)}={\overline{\stackrel{‾}{G}}}_{\mathrm{PN}\times \mathrm{PN}}·{\overline{\stackrel{‾}{H}}}_{\mathrm{PN}\times \mathrm{PN}}·\left[\begin{array}{cccc}{\bar{X}}^{(i-P+2)}& .....& {\bar{X}}^{\left(i\right)}& {\bar{X}}^{(i+1)}\end{array}\right]---\left(11\right)$
式中，
[数式14]

在频域内的信道失真补偿后，需要缩小从P·N到N的数据维数。因此，在第1方法中，对(11)式的
${\bar{V}}^{\left(i\right)}$
实施P·N点傅里叶逆变换处理，并从时域的P·N个处理结果中抽出中央N个不包含有保护间隔的点数据来输出。
数据维数缩小的第2方法是通过矩阵变换把P·N点信号直接变换成N点串行流。如果该变换矩阵由下式
[数式15]
${\overline{\stackrel{‾}{W}}}_{N\times \mathrm{PN}}={\left[w_{q,k}\right]}_{0\le q<N,0\le k<\mathrm{PN}}---\left(12\right)$
表现，则矩阵要素
wq，k
由下式
[数式16]
$w_{q,k}=\beta ·e^{j\frac{2\pi }{P·N}·q·k}·e^{-j\frac{4\pi }{P}·k}---\left(13\right)$
给出。即，上式是使用IFFT把P·N个频域内的均衡结果变换成N个时域的时间序列数据的变换矩阵的矩阵要素，β是归一化系数。
根据以上，本发明的频域均衡器(FDE)的输出由下式
[数式17]
${\hat{\bar{X}}}^{\left(i\right)}={\overline{\stackrel{‾}{W}}}_{N\times \mathrm{PN}}·{\bar{V}}^{\left(i\right)}---\left(14\right)$
给出。式中，
${\hat{X}}^{\left(i\right)}$
是输入到解调器的N个信号。
最后，进行解调，然后在解码后对位信息进行判定。本发明的第2方法的特征是使用(14)式通过P·N点傅里叶逆变换处理来变换成时域，之后正确选择N点。
图3是在使用第1方法缩小数据维数的情况下的实施例，图4示出在P＝3的情况下的处理顺序。
(e)变形例
图5是在使用第2方法缩小数据维数的情况下的单载波接收机的结构图，对与图3相同的部分附上相同标号。不同点是取代傅里叶逆变换器107而设置有根据(14)式运算
${\hat{X}}^{\left(i\right)}$
的运算部151。通过进行(14)式的运算，与在图3的傅里叶逆变换部107进行傅里叶逆变换的情况相比，可减少运算量。
(f)信道估计部的结构
图6是信道估计部105的结构图。为了估计频域内的信道失真，在发送帧内将导频码元与数据时分复用。为了在接收侧变换成频域信号，对导频接收信号实施N点傅里叶变换处理。使用N个导频码元，通过计算下式
[数式18]
${\tilde{H}}_m^{\left(i\right)}=Y_m^{\left(i\right)}/{\hat{S}}_m^{\left(i\right)}$0≤m＜N    (15)
来估计信道失真。另外，
${\tilde{H}}_m^{\left(i\right)},Y_m^{\left(i\right)}$
和
${\hat{S}}_m^{\left(i\right)}$
分别是第i用户、第m副载波中的估计信道响应、接收信号和已知的导频码元。
根据以上，在信道估计部105中，傅里叶变换部105a使用N个导频码元来进行N点FFT变换而产生N个副载波信号成分，信道估计部105b进行(15)式的运算来估计各副载波的信道。平均化部105c进行下式
[数式19]
${\hat{H}}_m^{\left(i\right)}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{1}{2N_p}·\underset{j=0}{\overset{1}{\Sigma }}\underset{n=0}{\overset{N_p-1}{\Sigma }}{\tilde{H}}_{n,j}^{\left(i\right)}& m=0\\ \frac{1}{3N_p}·\underset{j=-1}{\overset{1}{\Sigma }}\underset{n=0}{\overset{N_p-1}{\Sigma }}{\tilde{H}}_{n,m+j}^{\left(i\right)}& 1\le m<N-1\\ \frac{1}{2N_p}·\underset{j=-1}{\overset{0}{\Sigma }}\underset{n=0}{\overset{N_p}{\Sigma }}{\tilde{H}}_{n,N-1+j}^{\left(i\right)}& m=N-1\end{array}\right.---\left(16\right)$
的运算，在时域和频域的双方内求平均，从而对信道估计值求平均来输出(参照非专利文献2)。另外，1个发送帧由Np个导频发送码元和Nd个数据发送码元构成。
(16)式的右边第1个∑意味着使2或3个副载波的信道估计值相加，第2个∑意味着使时域的Np个信道估计值相加。即，右边第1个式意味着在m＝0的情况下，使第1和第2副载波的各自Np个信道估计值相加来求平均。第2个式意味着在1≤m＜N-1的情况下，使邻接3个副载波的各自Np个信道估计值相加来求平均，第3个式意味着在m＝N-1的情况下，使最后2个副载波的各自Np个信道估计值相加来求平均。
根据以上，如图7(A)所示，获得N个副载波的信道估计值。
然后，为了实现P·N个副载波的频域均衡，信道估计值内插部105d根据下式
[数式20]
${\hat{H}}_{P,m+q}^f=\frac{1}{P}·\{(P-q)·{\hat{H}}_m+q·{\hat{H}}_{m+1}\}$ $\forall 0\le m<N,$ $\forall 0\le q<P---\left(17\right)$
在各邻接的信道估计值间内插P个信道估计值来进行P·N点频域信道估计。另外，上式是在邻接2个
${\hat{H}}_m,{\hat{H}}_{m+1}$
之间内插P个
${\hat{H}}_{P,m+q}^f$
的内插式，如图7(B)所示，是P·N点频域内的第m副载波的信道估计值。
信道补偿值产生部105e使用(17)式的信道估计值，采用MMSE方式或ZF方式来产生信道补偿值(均衡系数)，信道补偿部106使该均衡系数与从傅里叶变换部104输出的P·N个傅里叶变换处理结果相乘来进行信道补偿。根据MMSE法，均衡系数由下式
[数式21]
$G_{k,m}^{\mathrm{MMSE}}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\hat{H}}_m^{f^{*}}}{{\left|{\hat{H}}_m^f\right|}^2+{\sigma }_n^2}& \mathrm{if\; k}=m\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(18\right)$
给出。式中，是噪声方差，为了计算上式，可使用非专利文献2所示的方法。并且，在使用ZF方式产生均衡系数的情况下，均衡系数由下式
[数式22]
$G_{k,m}^{\mathrm{ZF}}=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{H}}_m^{f^{*}}& \mathrm{if\; k}=m\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(19\right)$
给出。
(B)第2实施例
图8是单载波CDMA系统的结构图，单载波CDMA发送机的结构与图11的结构相同，对相同部分附上相同标号。并且，数据格式具有与图12相同的结构。
在单载波CDMA接收机70中，无线接收部201对由天线ATR所接收的信号实施滤波以去除不需要的频率成分，并把无线信号变频成基带频率，模拟数字变换器202对该基带信号进行模拟数字变换，并输入到构成单载波频域均衡器(SC-FDE)的S/P变换部203中。另外，单载波频域均衡器(SC-FDE)由S/P变换部203、傅里叶变换部204、信道估计部205、信道补偿部206、傅里叶逆变换部207以及P/S变换部208形成。
S/P变换器203使包含保护间隔的P·N个时间序列数据如图1(C)所示保持规定的相位差，例如N点相位差来依次变换成并行数据而输入到P·N点傅里叶变换部204中。P·N点傅里叶变换部204对P·N个时间序列数据实施P·N点傅里叶变换处理来输出P·N个副载波成分。信道估计部205使用定期发送来的导频码元，采用在图6所说明的方法来估计P·N个副载波的信道特性，信道补偿部206使信道补偿系数与从傅里叶变换部输出的P·N个副载波成分相乘来进行信道补偿。P·N点傅里叶逆变换部207对进行了信道补偿的P·N个副载波数据实施P·N点傅里叶逆变换处理来产生P·N个时间序列数据，并输出P·N个中的不包含有保护间隔的中央N个时间序列数据，P/S变换器208将N个时间序列数据依次进行串行变换来输出。解扩部209使解扩码(与扩展码相同的码)与要串行输入的数据相乘来进行解扩，解调部210对被实施了频域均衡处理和解扩处理的信号实施QPSK解调处理，解码部211对所解调的数据实施解码处理，并对接收数据进行解码来输出。
图8的单载波CDMA接收机与图9的现有技术的接收机的不同点是以下几点，即：(1)不去除保护间隔；(2)对P·N个时间序列数据实施P·N点傅里叶变换；(3)针对P·N个副载波成分，采用迫零法(ZF：Zero Forcing)或最小均方误差法(MMSE)等的周知技术在频域内补偿信道失真；(4)在解调和解码前，执行P·N点傅里叶逆变换；(5)从P·N个傅里叶逆变换结果中选择N个变换结果来使信号维数回到N。
为了维持频域均衡所需要的连续性，必须从接收信号中准确选择P·N点数据。因此，S/P变换部203在P＝3的情况下，当接收信号包含有保护间隔时，采用图2(A)、(B)的群集选择，当接收信号未包含有保护间隔时，采用图2(C)的群集选择来进行串行/并行变换。
以上根据本发明，在单载波通信中，即使发生保护间隔以上的传播延迟，也能不受到码间干扰的影响。并且，在未插入保护间隔的情况下，即使发生大的传播延迟，也能不受到码间干扰的影响。