高频部件和多波段通信装置转让专利
申请号 : CN200580021446.1
文献号 : CN1977467B
文献日 : 2010-05-05
发明人 : 深町启介 , 釰持茂 , 萩原和弘 , 山下贵弘 , 内田昌幸
申请人 : 日立金属株式会社
摘要 :
本发明提供一种高频电路，具有天线端子和适当切换连接4个输入输出的开关电路，第一接收用输出经滤波器电路与第一通信系统的接收电路相连，第二接收用输出经滤波器电路与第二通信系统的接收电路相连，第一发送用输入经功率放大器电路与第一通信系统的发送电路相连，第二发送用输入经功率放大器电路与第二通信系统的发送电路相连，在天线与发送用输入或接收用输出之间的任一个以上路径上具有带通滤波器电路，该高频电路还包括具有监视功率放大器电路的输出功率的检波电压端子的检波电路。
权利要求 :
1.一种高频部件，具有用于选择性使用第一和第二频带来进行无线通信的双波段无线装置的高频电路，所述高频电路包括：天线端子，其与可在所述第一和第二频带进行收发的天线相连；
第一发送端子，其被输入所述第一频带的发送信号；
第二发送端子，其被输入所述第二频带的发送信号；
第一接收端子，其被输出所述第一频带的接收信号；
第二接收端子，其被输出所述第二频带的接收信号；
单刀双掷、双刀双掷或单刀三掷的高频开关电路，其对所述天线端子、与所述第一和第二发送端子或与所述第一和第二接收端子的连接进行切换；
第一功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第一发送端子之间；
第二功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第二发送端子之间；
带通滤波器电路，其设置在所述天线端子、与所述第一及第二发送端子和所述第一及第二接收端子中的至少一个之间；和检波电路，其设置在所述第一和第二功率放大器电路的输出侧，并且具有监视该第一和第二功率放大器电路的输出功率的检波电压端子，并且，所述高频开关电路包括：设置在发送端子侧的第一分波电路，其使来自所述第一和第二发送端子中的一方的高频信号通到天线端子侧，但不通到另一方发送端子；和设置在接收端子侧的第二分波电路，其将从所述天线端子输入的所接收的高频信号分波到所述第一或第二接收端子；
所述高频部件包括：在由陶瓷电介质构成的多个层上形成由导电膏构成的电极图案并层叠一体化而成的层叠体；和搭载于所述层叠体表面的元件；
所述高频电路中的电感元件和电容元件中的至少一部分由所述电极图案构成，构成所述高频开关电路及/或所述第一和第二功率放大器电路的至少一个半导体元件搭载于所述层叠体的表面。
2.根据权利要求1所述的高频部件，其特征在于，在所述高频电路中，所述第一或第二分波电路具有低频侧滤波器电路和高频侧滤波器电路，所述低频侧滤波器电路由与分波电路的公共端子相连的传送线路、和与所述传送线路相连的带通滤波器电路构成。
3.根据权利要求1所述的高频部件，其特征在于，所述高频电路的所述检波电路，具有与所述第一和第二功率放大器电路的输出路径相连的耦合电路；和与所述耦合电路的耦合端子相连的检波用二级管，通过所述耦合电路将高频信号导出，用所述检波用二极管对高频功率进行检波，将检波电压输出到所述检波电压端子。
4.根据权利要求3所述的高频部件，其特征在于，所述高频电路的所述耦合电路与所述第一分波电路的公共端子或天线端子相连。
5.根据权利要求3所述的高频部件，其特征在于，在所述高频电路的所述耦合电路的耦合端子与检波用二极管之间，设置有高次谐波降低电路。
6.根据权利要求5所述的高频部件，其特征在于，所述高频电路的所述高次谐波降低电路是低通滤波器电路、陷波滤波器电路或衰减器电路。
7.根据权利要求1～6的任一项所述的高频部件，其特征在于，在所述高频电路的所述第一和第二功率放大器电路与所述天线端子之间，设置有低通滤波器电路或陷波滤波器电路。
8.根据权利要求1～6的任一项所述的高频部件，其特征在于，在所述高频电路的所述第一和第二发送端子中的至少一方及/或所述第一和第二接收端子中的至少一方，连接有平衡-不平衡转换电路。
9.根据权利要求8所述的高频部件，其特征在于，在所述高频电路的所述平衡-不平衡转换电路的不平衡输入侧，设置有匹配电路。
10.根据权利要求8所述的高频部件，其特征在于，在所述平衡-不平衡转换电路，设置有DC馈送端子。
11.根据权利要求1～6的任一项所述的高频部件，其特征在于，在所述高频开关电路与所述第一和第二接收端子中的至少一方之间，设置有低噪声放大器电路。
12.根据权利要求11所述的高频部件，其特征在于，在所述高频电路的所述低噪声放大器电路与所述天线端子之间，设置有低通滤波器电路或陷波滤波器电路。
13.根据权利要求1～6的任一项所述的高频部件，其特征在于，所述高频电路的所述第一或第二功率放大器电路是具有两级以上的放大晶体管的放大器，在所述放大器的最后一级的晶体管的输入侧与其前一级的晶体管的输出侧之间，设置有带通滤波器电路。
14.根据权利要求13所述的高频部件，其特征在于，所述高频电路的所述第一或第二功率放大器电路中设置的所述带通滤波器电路，以一端被接地的两条以上传送线路谐振器作为主要结构。
15.一种多波段通信装置，使用了具有高频电路的高频部件，所述高频电路用于选择性使用第一和第二频带来进行无线通信的双波段无线装置，所述高频电路包括：
天线端子，其与可在所述第一和第二频带进行收发的天线相连；
第一发送端子，其被输入所述第一频带的发送信号；
第二发送端子，其被输入所述第二频带的发送信号；
第一接收端子，其被输出所述第一频带的接收信号；
第二接收端子，其被输出所述第二频带的接收信号；
单刀双掷、双刀双掷或单刀三掷的高频开关电路，其对所述天线端子、与所述第一和第二发送端子或与所述第一和第二接收端子的连接进行切换；
第一功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第一发送端子之间；
第二功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第二发送端子之间；
带通滤波器电路，其设置在所述天线端子、与所述第一及第二发送端子和所述第一及第二接收端子中的至少一个之间；和检波电路，其设置在所述第一和第二功率放大器电路的输出侧，并且具有监视该第一和第二功率放大器电路的输出功率的检波电压端子，并且，所述高频开关电路包括：设置在发送端子侧的第一分波电路，其使来自所述第一和第二发送端子中的一方的高频信号通到天线端子侧，但不通到另一方发送端子；和设置在接收端子侧的第二分波电路，其将从所述天线端子输入的所接收的高频信号分波到所述第一或第二接收端子；
该多波段通信装置还包括：
收发部，其解调各通信系统中的发送数据和接收数据；和电路控制部，其进行所述高频开关电路及/或所述第一和第二功率放大器电路的控制；
所述高频部件包括：在由陶瓷电介质构成的多个层上形成由导电膏构成的电极图案并层叠一体化而成的层叠体；和搭载于所述层叠体表面的元件；
所述高频电路中的电感元件和电容元件中的至少一部分由所述电极图案构成，构成所述高频开关电路及/或所述第一和第二功率放大器电路的至少一个半导体元件搭载于所述层叠体的表面。
说明书 :
技术领域
本发明涉及在进行电子设备之间的无线通信的至少两个通信系统中可共用的高频电路、具有该高频电路的高频部件、和使用了该部件的多波段通信装置。
背景技术
现在，以IEEE802.11标准为代表的基于无线LAN(WLAN)的数据通信广泛普及。例如，在个人计算机(PC)、打印机、存储装置、宽带路由器等的PC外围设备、FAX、冰箱、标准清晰度电视(SDTV)、高清晰度电视(HDTV)、数码相机、数字摄像机、移动电话等的电气电子设备、汽车和飞机等的移动体内的无线信号传送装置等之间，进行无线数据传送。
WLAN有各种标准。其中，IEEE802.11a使用5GHz的频带，通过OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiples：正交频分复用)调制方式来支持最大54Mbps的高速数据通信。IEEE802.11b利用无线不能允许使用的2.4GHz的ISM(Industrial，Scientific and Medical：工业、科学和医疗)频带，在DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum：直接序列扩散频谱)方式下支持5.5Mbps和11Mbps的高速通信。IEEE802.11g与IEEE802.11b相同，利用2.4GHz频带，通过OFDM调制方式来支持最大54Mbps的高速数据通信。以将第一通信系统设作IEEE802.11b或IEEE802.11g、将第二通信系统设作IEEE802.11a的情况为例来在下面加以说明。
使用了WLAN的多波段通信装置的一例记载在特开2003-169008号中。该多波段通信装置如图32所示，具有可在通信频带不同的两个通信系统(IEEE802.11a、IEEE802.11b)中进行收发的两个双波段天线；在各通信系统中调制发送数据，并解调接收数据的2个收发部；将所述天线连接到各收发部的多个开关单元；和控制所述开关单元的单元，该装置可进行分集(diversity)接收。
该多波段通信装置中，在开始通信之前进行频带扫描，搜索可接收的频道。在进行扫描动作时，通过6个SPDT(单刀双掷)的开关单元(SW1～SW6)，将天线ANT1连接到802.11a收发部的接收端子Rx，将天线ANT2连接到802.11b收发部的接收端子Rx。在802.11a收发部中在5GHz频带进行扫描，并且在802.11b收发部中在2.4GHz频带进行扫描，检测出可接收的所有信道。接着，比较由天线ANT1接收的信号与由天线ANT2接收的信号，并将两个通信系统中接收了希望的信号的一个激活。
在该扫描动作后，将激活后的收发装置连接到另一天线，不改变接收频带地来加以接收。比较这样得到的2个接收信号，将可进行更好接收的一根天线激活，从而进行分集接收。
但是，可以看出这种多波段通信装置有下面的问题。
(1)由于扫描动作中没有考虑衰落等的干扰，所以未必选择接收信号最大的通信系统。
(2)由于切换高频信号的路径需要很多开关单元，所以(a)控制复杂；(b)开关单元的传送损耗累积，尤其是从天线入射的高频信号的质量劣化；(c)开关单元的切换所消耗的功率在如笔记本PC和移动电话等那样以电池为电源的设备中不能忽略.
(3)在WLAN的高频电路中，除分集开关和对发送电路、接收电路进行切换的开关之外还需要：去除收发信号中包含的不需要频率成分的带通滤波器等的滤波器电路、将不平衡信号变换为平衡信号的平衡-不平衡转换电路和阻抗变换电路。
(4)由于内置在移动电话、笔记本PC、PCMCIA(Personal ComputerMemory Card International Association)的网卡等中，所以希望小型化。
WLAN有各种标准。其中，IEEE802.11a使用5GHz的频带，通过OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiples：正交频分复用)调制方式来支持最大54Mbps的高速数据通信。IEEE802.11b利用无线不能允许使用的2.4GHz的ISM(Industrial，Scientific and Medical：工业、科学和医疗)频带，在DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum：直接序列扩散频谱)方式下支持5.5Mbps和11Mbps的高速通信。IEEE802.11g与IEEE802.11b相同，利用2.4GHz频带，通过OFDM调制方式来支持最大54Mbps的高速数据通信。以将第一通信系统设作IEEE802.11b或IEEE802.11g、将第二通信系统设作IEEE802.11a的情况为例来在下面加以说明。
使用了WLAN的多波段通信装置的一例记载在特开2003-169008号中。该多波段通信装置如图32所示，具有可在通信频带不同的两个通信系统(IEEE802.11a、IEEE802.11b)中进行收发的两个双波段天线；在各通信系统中调制发送数据，并解调接收数据的2个收发部；将所述天线连接到各收发部的多个开关单元；和控制所述开关单元的单元，该装置可进行分集(diversity)接收。
该多波段通信装置中，在开始通信之前进行频带扫描，搜索可接收的频道。在进行扫描动作时，通过6个SPDT(单刀双掷)的开关单元(SW1～SW6)，将天线ANT1连接到802.11a收发部的接收端子Rx，将天线ANT2连接到802.11b收发部的接收端子Rx。在802.11a收发部中在5GHz频带进行扫描，并且在802.11b收发部中在2.4GHz频带进行扫描，检测出可接收的所有信道。接着，比较由天线ANT1接收的信号与由天线ANT2接收的信号，并将两个通信系统中接收了希望的信号的一个激活。
在该扫描动作后，将激活后的收发装置连接到另一天线，不改变接收频带地来加以接收。比较这样得到的2个接收信号，将可进行更好接收的一根天线激活，从而进行分集接收。
但是，可以看出这种多波段通信装置有下面的问题。
(1)由于扫描动作中没有考虑衰落等的干扰，所以未必选择接收信号最大的通信系统。
(2)由于切换高频信号的路径需要很多开关单元，所以(a)控制复杂；(b)开关单元的传送损耗累积，尤其是从天线入射的高频信号的质量劣化；(c)开关单元的切换所消耗的功率在如笔记本PC和移动电话等那样以电池为电源的设备中不能忽略.
(3)在WLAN的高频电路中，除分集开关和对发送电路、接收电路进行切换的开关之外还需要：去除收发信号中包含的不需要频率成分的带通滤波器等的滤波器电路、将不平衡信号变换为平衡信号的平衡-不平衡转换电路和阻抗变换电路。
(4)由于内置在移动电话、笔记本PC、PCMCIA(Personal ComputerMemory Card International Association)的网卡等中，所以希望小型化。
发明内容
本发明的第一目的在于提供一种至少可在两个通信系统中共用的高频电路，即，将从多个通信系统中接收最希望的信号的通信系统激活，而可进行分集接收的高频电路。
本发明的第二目的在于提供一种可通过很少的开关单元来切换多个多波段天线和发送侧电路及接收侧电路的连接的高频电路。
本发明的第三目的在于提供一种具有滤波器电路、平衡-不平衡转换电路和阻抗变换电路的高频电路。
本发明的第四目的在于提供一种将高频电路构成为小型的三维层叠结构的高频部件。
本发明的第五目的在于提供一种具有调制各通信系统中的发送数据并解调接收数据的收发部、和高频开关的开关电路的控制部的多波段通信装置。
本发明的高频部件具有用于选择性使用第一和第二频带来进行无线通信的双波段无线装置的高频电路，所述高频电路包括：天线端子，其与可在所述第一和第二频带进行收发的天线相连；第一发送端子，其被输入所述第一频带的发送信号；第二发送端子，其被输入所述第二频带的发送信号；第一接收端子，其被输出所述第一频带的接收信号；第二接收端子，其被输出所述第二频带的接收信号；单刀双掷、双刀双掷或单刀三掷的高频开关电路，其对所述天线端子、与所述第一和第二发送端子或与所述第一和第二接收端子的连接进行切换；第一功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第一发送端子之间；第二功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第二发送端子之间；带通滤波器电路，其设置在所述天线端子、与所述第一及第二发送端子和所述第一及第二接收端子中的至少一个之间；和检波电路，其设置在所述第一和第二功率放大器电路的输出侧，并且具有监视该第一和第二功率放大器电路的输出功率的检波电压端子。
作为开关电路，优选使用切换两个天线端子和收发路径的DPDT(DualPole Dual Throw)开关电路，以便可进行分集动作，但还可使用切换一个天线端子和收发路径的SPDT(Dual Pole Dual Throw)开关电路等。DPDT开关电路和SPDT开关电路可根据通信系统、天线的根数等来适当变更。
所述带通滤波器在第一通过频带或第二通过频带中使高频信号通过，在频带外使其衰减，从而降低噪声。
所述高频开关电路优选设置在发送端子侧的第一分波电路(使来自所述第一和第二发送端子中的一方的高频信号通到天线端子侧，但不通到另一方发送端子)；和设置在接收端子侧的第二分波电路(将从所述天线端子输入的所接收的高频信号分波到所述第一或第二接收端子)，所述高频部件包括：在由陶瓷电介质构成的多个层上形成由导电膏构成的电极图案并层叠一体化而成的层叠体；和搭载于所述层叠体表面的元件；所述高频电路中的电感元件和电容元件中的至少一部分由所述电极图案构成，构成所述高频开关电路及/或所述第一和第二功率放大器电路的至少一个半导体元件搭载于所述层叠体的表面.由于所述分波电路进行在第一频带和第二频带中的信号的分波合成，所以开关电路中的高频开关的动作仅为收发的切换，可以简化开关电路的控制.另外，与高频开关电路相比，使用了分波电路的一方具有无线LAN等中使用的5GHz频带的插入损耗、高功率输入时的高次谐波发生量、部件成本等很少的优点.
优选所述第一或第二分波电路具有低频侧滤波器电路和高频侧滤波器电路，所述低频侧滤波器电路由与分波电路的公共端子相连的相位线路、和与所述相位线路相连的带通滤波器电路构成。作为低频侧滤波器电路一般使用低通滤波器电路，并在其后级连接带通滤波器电路，但若通过所述相位线路来调整带通滤波器电路的频带外的阻抗，使其与低通滤波器具有相同的功能，则可以省略低通滤波器，插入损耗的降低和电路的小型化成为可能。
所述检波电路优选具有与所述第一和第二功率放大器电路的输出路径相连的耦合电路；和与所述耦合电路的耦合端子相连的检波用二级管，通过所述耦合电路将高频信号导出，用所述检波用二极管对高频功率进行检波，将检波电压输出到所述检波电压端子。通过在检波电压端子出现的检波电压，可以监视来自功率放大器电路的输出功率。耦合电路和检波二极管可以内置在功率放大器MMIC(Monolithic Microwave IntegratedCircuit)中，但由于在功率放大输出匹配条件变动的情况下担心检波电压产生偏差，所以优选在天线端子的附近设置耦合电路。作为耦合电路，与电容耦合电路相比，优选是方向性耦合电路。通过使用方向性耦合电路，天线的反射波的影响减小，即使天线的阻抗变动，也可高精度地监视输出功率。
所述耦合电路可以与所述第一分波电路的公共端子或天线端子相连。由此，由于不需要在各第一和第二功率放大器电路中设置耦合电路、检波二极管和检波电压端子，所以可实现高频电路的小型化和低成本化。
也可在所述耦合电路的耦合端子与检波用二极管之间设置高次谐波降低电路。高次谐波降低电路用于减少由检波用二极管产生的高次谐波失真，优选具有低通滤波器电路、陷波滤波器电路或衰减器电路等的结构。高次谐波降低电路一般配置在收发信号所通过的主路径，但在本发明的高频电路中，配置在耦合电路与检波用二极管之间。由此，收发信号所通过的主路径的传送损耗的劣化消失，可实现通信的高品质化和低耗电化。
优选在功率放大器电路与天线端子之间设置低通滤波器电路或陷波滤波器电路。由此，可以减少从功率放大器电路输出的高频信号的高次谐波失真，可以将从天线端子发射的高次谐波降低为实用等级。
在所述第一和第二发送端子中的至少一方，可连接平衡-不平衡转换电路.还可以在所述第一和第二接收端子中的至少一方，连接平衡-不平衡转换电路.本发明的高频电路的发送端子和接收端子连接于RFIC，但由于平衡输入输出比不平衡输入输出抗噪声性好，所以RFIC多为平衡输入、平衡输出.另一方面，由于本发明的高频电路中使用的功率放大器电路、开关电路等是不平衡器件，所以作为与RFIC的接口，大多需要设置平衡-不平衡转换电路.因此，通过在本发明的高频电路中设置平衡-不平衡转换电路，可实现通信装置的小型化和低成本化.
优选在所述平衡-不平衡转换电路的不平衡输入侧设置匹配电路。匹配电路取得平衡-不平衡转换电路和与此相连的分波电路或带通滤波器电路、功率放大器电路等的匹配，在降低通带的插入损耗方面是需要的。
也可在所述平衡-不平衡转换电路设置DC馈送端子。DC馈送端子将直流电压施加到连接本发明的高频电路的RFIC的平衡输入端子或平衡输出端子，所以，通过DC馈送端子的设置不需要另外设置轭流线圈，可实现通信装置的小型化和低成本化。
也可在所述高频开关电路与所述第一和第二接收端子的至少一方之间设置低噪声放大器电路。低噪声放大器放大由天线检测到的微弱的接收信号，具有使接收灵敏度提高的功能。为了提高接收灵敏度，当然使用噪声指数小的低噪声放大器，减小低噪声放大器的输入侧的损耗，对接收灵敏度的提高也有效。通过在高频电路内设置低噪声放大器电路，可以缩短低噪声放大器的输入侧的连接，所以与在外部设置低噪声放大器的情况相比，可以提高接收灵敏度。
优选在所述低噪声放大器电路与所述天线端子之间设置低通滤波器电路或陷波滤波器电路。低通滤波器电路具有降低从低噪声放大器电路产生的高次谐波失真的功能。具体而言，发送时从所述第一或第二功率放大器电路输出的大功率信号的一部分经所述开关电路而输入到低噪声放大器，并通过关断动作的低噪声放大器来产生高次谐波。该高次谐波变为反射波后从天线放射。为了防止该高次谐波的放射，在低通放大电路与天线端子之间设置低通滤波器电路或陷波滤波器电路很有效。
优选所述第一或第二功率放大器电路是具有两级以上的放大晶体管的放大器，在所述放大器的最后一级的晶体管的输入侧与其前一级的晶体管的输出侧之间，设置有带通滤波器电路。通过该结构，可以降低功率放大器输出的频带外噪声。另外，由于带通滤波器电路未连接在功率放大器电路的输出级，所以还可以降低由带通滤波器的插入损耗造成的功率放大器的消耗电流增加和效率劣化。
优选所述带通滤波器以一端被接地的两条以上传送线路谐振器作为主要结构。由此，将带通滤波器集成在层叠基板内，可得到在层叠基板上装载了功率放大器电路的小型的层叠体模块。另外，作为带通滤波器，与使用了弹性表面波滤波器的情况相比，可以得到谐振频率的温度偏移小，也无需密封的优点。
具有上述高频电路的本发明的高频部件包括：在由陶瓷电介质构成的多个层上形成由导电膏构成的电极图案并层叠一体化而成的层叠体；和搭载于所述层叠体表面的元件，所述高频电路中的电感元件和电容元件中的至少一部分由所述电极图案构成，构成所述开关电路、所述功率放大器电路和所述低噪声放大器电路的至少一个半导体元件搭载于所述层叠基板的表面。除半导体元件之外，还可根据需要将电感元件、电容元件、电阻元件等搭载到所述层叠体。根据本发明，可以得到将从天线到RFIC之间的前端(front end)部一体化为层叠体的小型的高频部件。
使用上述高频电路或高频部件的本发明的多波段通信装置包括：收发部，解调各通信系统中的发送数据和接收数据；和电路控制部，进行所述开关电路、功率放大器电路和所述低噪声放大器电路的控制。本发明的多波段通信装置可实现小型化、低耗电化和低成本化。
(发明效果)
具有上述结构的本发明的高频电路在基于WLAN等的数据通信中，以很少的开关单元抑制了耗电，而且可以将接收了最希望的信号的通信系统激活。
通过使该高频电路为三维的层叠结构，可得到小型的高频部件，此外，通过具备：调制各通信系统中的发送数据并解调接收数据的收发部、和控制高频开关、功率放大器、低噪声放大器等的电路控制部，从而可得到多波段通信装置。本发明的多波段通信装置作为个人计算机(PC)、打印机、存储装置、宽带路由器等的PC外围设备、FAX、冰箱、标准清晰度电视(SDTV)、高清晰度电视(HDTV)、数码相机、数字摄像机、移动电话等电子设备、汽车和飞机等的移动体内的无线信号传送装置是有用的。
本发明的第二目的在于提供一种可通过很少的开关单元来切换多个多波段天线和发送侧电路及接收侧电路的连接的高频电路。
本发明的第三目的在于提供一种具有滤波器电路、平衡-不平衡转换电路和阻抗变换电路的高频电路。
本发明的第四目的在于提供一种将高频电路构成为小型的三维层叠结构的高频部件。
本发明的第五目的在于提供一种具有调制各通信系统中的发送数据并解调接收数据的收发部、和高频开关的开关电路的控制部的多波段通信装置。
本发明的高频部件具有用于选择性使用第一和第二频带来进行无线通信的双波段无线装置的高频电路，所述高频电路包括：天线端子，其与可在所述第一和第二频带进行收发的天线相连；第一发送端子，其被输入所述第一频带的发送信号；第二发送端子，其被输入所述第二频带的发送信号；第一接收端子，其被输出所述第一频带的接收信号；第二接收端子，其被输出所述第二频带的接收信号；单刀双掷、双刀双掷或单刀三掷的高频开关电路，其对所述天线端子、与所述第一和第二发送端子或与所述第一和第二接收端子的连接进行切换；第一功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第一发送端子之间；第二功率放大器电路，其设置在所述高频开关电路与所述第二发送端子之间；带通滤波器电路，其设置在所述天线端子、与所述第一及第二发送端子和所述第一及第二接收端子中的至少一个之间；和检波电路，其设置在所述第一和第二功率放大器电路的输出侧，并且具有监视该第一和第二功率放大器电路的输出功率的检波电压端子。
作为开关电路，优选使用切换两个天线端子和收发路径的DPDT(DualPole Dual Throw)开关电路，以便可进行分集动作，但还可使用切换一个天线端子和收发路径的SPDT(Dual Pole Dual Throw)开关电路等。DPDT开关电路和SPDT开关电路可根据通信系统、天线的根数等来适当变更。
所述带通滤波器在第一通过频带或第二通过频带中使高频信号通过，在频带外使其衰减，从而降低噪声。
所述高频开关电路优选设置在发送端子侧的第一分波电路(使来自所述第一和第二发送端子中的一方的高频信号通到天线端子侧，但不通到另一方发送端子)；和设置在接收端子侧的第二分波电路(将从所述天线端子输入的所接收的高频信号分波到所述第一或第二接收端子)，所述高频部件包括：在由陶瓷电介质构成的多个层上形成由导电膏构成的电极图案并层叠一体化而成的层叠体；和搭载于所述层叠体表面的元件；所述高频电路中的电感元件和电容元件中的至少一部分由所述电极图案构成，构成所述高频开关电路及/或所述第一和第二功率放大器电路的至少一个半导体元件搭载于所述层叠体的表面.由于所述分波电路进行在第一频带和第二频带中的信号的分波合成，所以开关电路中的高频开关的动作仅为收发的切换，可以简化开关电路的控制.另外，与高频开关电路相比，使用了分波电路的一方具有无线LAN等中使用的5GHz频带的插入损耗、高功率输入时的高次谐波发生量、部件成本等很少的优点.
优选所述第一或第二分波电路具有低频侧滤波器电路和高频侧滤波器电路，所述低频侧滤波器电路由与分波电路的公共端子相连的相位线路、和与所述相位线路相连的带通滤波器电路构成。作为低频侧滤波器电路一般使用低通滤波器电路，并在其后级连接带通滤波器电路，但若通过所述相位线路来调整带通滤波器电路的频带外的阻抗，使其与低通滤波器具有相同的功能，则可以省略低通滤波器，插入损耗的降低和电路的小型化成为可能。
所述检波电路优选具有与所述第一和第二功率放大器电路的输出路径相连的耦合电路；和与所述耦合电路的耦合端子相连的检波用二级管，通过所述耦合电路将高频信号导出，用所述检波用二极管对高频功率进行检波，将检波电压输出到所述检波电压端子。通过在检波电压端子出现的检波电压，可以监视来自功率放大器电路的输出功率。耦合电路和检波二极管可以内置在功率放大器MMIC(Monolithic Microwave IntegratedCircuit)中，但由于在功率放大输出匹配条件变动的情况下担心检波电压产生偏差，所以优选在天线端子的附近设置耦合电路。作为耦合电路，与电容耦合电路相比，优选是方向性耦合电路。通过使用方向性耦合电路，天线的反射波的影响减小，即使天线的阻抗变动，也可高精度地监视输出功率。
所述耦合电路可以与所述第一分波电路的公共端子或天线端子相连。由此，由于不需要在各第一和第二功率放大器电路中设置耦合电路、检波二极管和检波电压端子，所以可实现高频电路的小型化和低成本化。
也可在所述耦合电路的耦合端子与检波用二极管之间设置高次谐波降低电路。高次谐波降低电路用于减少由检波用二极管产生的高次谐波失真，优选具有低通滤波器电路、陷波滤波器电路或衰减器电路等的结构。高次谐波降低电路一般配置在收发信号所通过的主路径，但在本发明的高频电路中，配置在耦合电路与检波用二极管之间。由此，收发信号所通过的主路径的传送损耗的劣化消失，可实现通信的高品质化和低耗电化。
优选在功率放大器电路与天线端子之间设置低通滤波器电路或陷波滤波器电路。由此，可以减少从功率放大器电路输出的高频信号的高次谐波失真，可以将从天线端子发射的高次谐波降低为实用等级。
在所述第一和第二发送端子中的至少一方，可连接平衡-不平衡转换电路.还可以在所述第一和第二接收端子中的至少一方，连接平衡-不平衡转换电路.本发明的高频电路的发送端子和接收端子连接于RFIC，但由于平衡输入输出比不平衡输入输出抗噪声性好，所以RFIC多为平衡输入、平衡输出.另一方面，由于本发明的高频电路中使用的功率放大器电路、开关电路等是不平衡器件，所以作为与RFIC的接口，大多需要设置平衡-不平衡转换电路.因此，通过在本发明的高频电路中设置平衡-不平衡转换电路，可实现通信装置的小型化和低成本化.
优选在所述平衡-不平衡转换电路的不平衡输入侧设置匹配电路。匹配电路取得平衡-不平衡转换电路和与此相连的分波电路或带通滤波器电路、功率放大器电路等的匹配，在降低通带的插入损耗方面是需要的。
也可在所述平衡-不平衡转换电路设置DC馈送端子。DC馈送端子将直流电压施加到连接本发明的高频电路的RFIC的平衡输入端子或平衡输出端子，所以，通过DC馈送端子的设置不需要另外设置轭流线圈，可实现通信装置的小型化和低成本化。
也可在所述高频开关电路与所述第一和第二接收端子的至少一方之间设置低噪声放大器电路。低噪声放大器放大由天线检测到的微弱的接收信号，具有使接收灵敏度提高的功能。为了提高接收灵敏度，当然使用噪声指数小的低噪声放大器，减小低噪声放大器的输入侧的损耗，对接收灵敏度的提高也有效。通过在高频电路内设置低噪声放大器电路，可以缩短低噪声放大器的输入侧的连接，所以与在外部设置低噪声放大器的情况相比，可以提高接收灵敏度。
优选在所述低噪声放大器电路与所述天线端子之间设置低通滤波器电路或陷波滤波器电路。低通滤波器电路具有降低从低噪声放大器电路产生的高次谐波失真的功能。具体而言，发送时从所述第一或第二功率放大器电路输出的大功率信号的一部分经所述开关电路而输入到低噪声放大器，并通过关断动作的低噪声放大器来产生高次谐波。该高次谐波变为反射波后从天线放射。为了防止该高次谐波的放射，在低通放大电路与天线端子之间设置低通滤波器电路或陷波滤波器电路很有效。
优选所述第一或第二功率放大器电路是具有两级以上的放大晶体管的放大器，在所述放大器的最后一级的晶体管的输入侧与其前一级的晶体管的输出侧之间，设置有带通滤波器电路。通过该结构，可以降低功率放大器输出的频带外噪声。另外，由于带通滤波器电路未连接在功率放大器电路的输出级，所以还可以降低由带通滤波器的插入损耗造成的功率放大器的消耗电流增加和效率劣化。
优选所述带通滤波器以一端被接地的两条以上传送线路谐振器作为主要结构。由此，将带通滤波器集成在层叠基板内，可得到在层叠基板上装载了功率放大器电路的小型的层叠体模块。另外，作为带通滤波器，与使用了弹性表面波滤波器的情况相比，可以得到谐振频率的温度偏移小，也无需密封的优点。
具有上述高频电路的本发明的高频部件包括：在由陶瓷电介质构成的多个层上形成由导电膏构成的电极图案并层叠一体化而成的层叠体；和搭载于所述层叠体表面的元件，所述高频电路中的电感元件和电容元件中的至少一部分由所述电极图案构成，构成所述开关电路、所述功率放大器电路和所述低噪声放大器电路的至少一个半导体元件搭载于所述层叠基板的表面。除半导体元件之外，还可根据需要将电感元件、电容元件、电阻元件等搭载到所述层叠体。根据本发明，可以得到将从天线到RFIC之间的前端(front end)部一体化为层叠体的小型的高频部件。
使用上述高频电路或高频部件的本发明的多波段通信装置包括：收发部，解调各通信系统中的发送数据和接收数据；和电路控制部，进行所述开关电路、功率放大器电路和所述低噪声放大器电路的控制。本发明的多波段通信装置可实现小型化、低耗电化和低成本化。
(发明效果)
具有上述结构的本发明的高频电路在基于WLAN等的数据通信中，以很少的开关单元抑制了耗电，而且可以将接收了最希望的信号的通信系统激活。
通过使该高频电路为三维的层叠结构，可得到小型的高频部件，此外，通过具备：调制各通信系统中的发送数据并解调接收数据的收发部、和控制高频开关、功率放大器、低噪声放大器等的电路控制部，从而可得到多波段通信装置。本发明的多波段通信装置作为个人计算机(PC)、打印机、存储装置、宽带路由器等的PC外围设备、FAX、冰箱、标准清晰度电视(SDTV)、高清晰度电视(HDTV)、数码相机、数字摄像机、移动电话等电子设备、汽车和飞机等的移动体内的无线信号传送装置是有用的。
附图说明
图1是表示本发明的一实施例的高频电路的框图；
图2是表示本发明的高频电路中的开关电路的等效电路的一例的框图；
图3是表示本发明的高频电路中的开关电路的等效电路的另一例的框图；
图4是表示本发明的高频电路中的开关电路的等效电路的又一例的框图；
图5是表示本发明的高频电路中的带通滤波器电路的等效电路的另一例的图；
图6是表示本发明的高频电路中的分波电路的等效电路的一例的图；
图7是表示本发明的高频电路中的分波电路的等效电路的另一例的图；
图8是表示本发明的高频电路中的检波电路的等效电路的另一例的图；
图9是表示本发明的另一实施例的高频电路的框图；
图10是表示本发明的高频电路中的低通滤波器电路的等效电路的图；
图11是表示本发明的高频电路中的陷波滤波器电路的等效电路的图；
图12是表示本发明的高频电路中的衰减器电路的等效电路图；
图13是表示本发明的另一实施例的高频电路的框图；
图14是表示本发明的又一实施例的高频电路的框图；
图15是表示在本发明的高频电路中使用的平衡-不平衡电路的等效电路的一例的图；
图16是表示在本发明的高频电路中使用的平衡-不平衡电路的等效电路的又一例的图；
图17是表示本发明的高频电路中使用的功率放大器电路的等效电路的一例的图；
图18是表示本发明的高频电路中使用的功率放大器电路的等效电路的一例的图；
图19是表示本发明的高频电路中使用的功率放大器电路的等效电路的一例的图；
图20是表示本发明的又一实施例的高频电路的框图；
图21是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的一例的图；
图22是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的另一例的图；
图23是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的又一例的图；
图24是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的又一例的图；
图25是表示本发明的又一实施例的高频电路的等效电路的图；
图26是表示本发明的又一实施例的高频电路的等效电路的图；
图27是表示本发明的一实施例的高频部件的外观的立体图；
图28是构成本发明的一实施例的高频部件的层叠基板的仰视图；
图29是表示构成本发明的一实施例的高频部件的层叠基板内部的层叠图案的图；
图30是表示构成本发明的一实施例的高频部件的层叠基板的图案配置的示意图；
图31是表示本发明的一实施例的多波段通信装置的框图；
图32是表示特开2003-169008号的多波段通信装置的框图。
图2是表示本发明的高频电路中的开关电路的等效电路的一例的框图；
图3是表示本发明的高频电路中的开关电路的等效电路的另一例的框图；
图4是表示本发明的高频电路中的开关电路的等效电路的又一例的框图；
图5是表示本发明的高频电路中的带通滤波器电路的等效电路的另一例的图；
图6是表示本发明的高频电路中的分波电路的等效电路的一例的图；
图7是表示本发明的高频电路中的分波电路的等效电路的另一例的图；
图8是表示本发明的高频电路中的检波电路的等效电路的另一例的图；
图9是表示本发明的另一实施例的高频电路的框图；
图10是表示本发明的高频电路中的低通滤波器电路的等效电路的图；
图11是表示本发明的高频电路中的陷波滤波器电路的等效电路的图；
图12是表示本发明的高频电路中的衰减器电路的等效电路图；
图13是表示本发明的另一实施例的高频电路的框图；
图14是表示本发明的又一实施例的高频电路的框图；
图15是表示在本发明的高频电路中使用的平衡-不平衡电路的等效电路的一例的图；
图16是表示在本发明的高频电路中使用的平衡-不平衡电路的等效电路的又一例的图；
图17是表示本发明的高频电路中使用的功率放大器电路的等效电路的一例的图；
图18是表示本发明的高频电路中使用的功率放大器电路的等效电路的一例的图；
图19是表示本发明的高频电路中使用的功率放大器电路的等效电路的一例的图；
图20是表示本发明的又一实施例的高频电路的框图；
图21是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的一例的图；
图22是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的另一例的图；
图23是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的又一例的图；
图24是表示本发明的高频电路中使用的DPDT开关的等效电路的又一例的图；
图25是表示本发明的又一实施例的高频电路的等效电路的图；
图26是表示本发明的又一实施例的高频电路的等效电路的图；
图27是表示本发明的一实施例的高频部件的外观的立体图；
图28是构成本发明的一实施例的高频部件的层叠基板的仰视图；
图29是表示构成本发明的一实施例的高频部件的层叠基板内部的层叠图案的图；
图30是表示构成本发明的一实施例的高频部件的层叠基板的图案配置的示意图；
图31是表示本发明的一实施例的多波段通信装置的框图；
图32是表示特开2003-169008号的多波段通信装置的框图。
具体实施方式
图1表示本发明的一实施例的多波段通信装置的电路。以IEEE802.11b为第一通信系统、IEEE802.11a为第二通信系统的情况为例来具体说明本实施例的电路。如上所述，由于IEEE802.11g使用与IEEE802.11b相同的频带，所以，处理IEEE802.11b的高频信号的电路部还可用于IEEE802.11g。在一同处理IEEE802.11b和IEEE802.11g的情况下，由于调制方式不同，所以需要与各自对应的收发部。
该多波段通信装置具有：可在2.4GHz频带和5GHz频带进行收发的两个多波段天线ANT1、ANT2；连接两个多波段天线ANT1、ANT2，并切换与发送电路和接收电路的连接的开关电路1；连接到开关电路1的第一发送用输入P1的2.4GHz频带的功率放大器电路2；连接到开关电路1的第二发送用输入P2的5GHz频带的功率放大器电路3；连接到功率放大器电路2、3的输出侧的检波电路8；和连接于两个多波段天线端子ANT1、ANT2与RFIC电路9之间的带通滤波器电路4～7。各输入输出端与希望的IEEE802.11a的收发部以及IEEE802.11b的收发部(RFIC)9相连。
带通滤波器电路并非限定于连接在图1所示的位置，例如也可在功率放大器电路2与开关电路1之间、或开关电路1与天线端子之间连接带通滤波器电路。图5表示带通滤波器4～7的等效电路的一例。该带通滤波器电路由两个电感元件Lpg1、Lpg2、电容器Cpg1、Cpg2、Cpg3、Cpg4、Cpg5、Cpg6、Cpg7构成。
图2表示开关电路1的一例的等效电路。该开关电路由DPDT(双刀双掷)的高频开关10和两个分波电路13、14构成，高频开关10切换第一和第二多波段天线ANT1、ANT2与第一和第二分波电路13、14的连接。
第一分波电路13由使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的高频信号通过但使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号衰减的滤波器电路、和使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号通过但使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的发送信号衰减的滤波器电路的组合构成.因此，从IEEE802.11b的发送电路向第一分波电路13的端口P1输入的2.4GHz频带的高频信号，出现在第一分波电路13的端口P5但不出现在端口P2，从IEEE802.11a的发送电路向第一分波电路13的端口P2输入的5GHz频带的高频信号，出现在第一分波电路13的端口P5但不出现在端口P1.将出现在端口P5的高频信号输入到高频开关10，通过天线端子ANT1或ANT2输出.
第二分波电路14由使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的高频信号通过但使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号衰减的滤波器电路、和使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号通过但使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的发送信号衰减的滤波器电路的组合构成。因此，从天线ANT1或ANT2入射而在高频开关10的端口P6出现的高频信号中的2.4GHz频带的高频信号，出现在第二分波电路14的端口P3但不出现在端口P4，另外，5GHz频带的高频信号出现在第二分波电路14的第端口P4但不出现在端口P3。
高频开关并不限于DPDT开关10。另外，在两个以上的天线无法充分分离地配置等的安装面积受限的小型通信设备(例如移动电话)的情况下，也可将一根天线连接到开关电路1。在该情况下，如图3所示，将SPDT(单刀双掷)的高频开关电路11连接到一根天线，或如图4所示，将SP3T的高频开关12连接到一根天线，而可对应于与IEEE802.11b和IEEE802.11a之外的例如Bluetooth(2.4GHz频带)的收发端子BLT-TR的切换。这样，根据对应的通信系统、天线根数等，高频开关的种类可以适当变更。
分波电路13、14可通过适当组合由电感元件和电容元件构成的低通滤波器电路、高通滤波器电路和陷波滤波器电路而构成。图6表示分波电路14的一例。例如，分波电路14由连接在P6与P3之间的低通滤波器电路、和连接在P6与P4之间的高通滤波器电路构成，设定为电感元件Lf2和电容元件Cf2在5GHz频带串联谐振、电感元件Lf3和电容元件Cf4在2.4GHz频带谐振。由此，可以将2.4GHz频带和5GHz频带的信号分别分波到P3、P4。与此相同的电路也可适用于分波电路13。
图7表示分波电路的另一例。图7的例子中，分波电路14中的低通滤波器仅由传送线路Lf1构成，但是分波电路14的结构可根据与其相连的带通滤波器6的电路结构的关系来确定。例如，通过调整传送线路Lf1的长度，使得从分波电路14的公共端子P6观察P3侧的阻抗在5GHz频带大致开路，从而分波电路14可以发挥与低通滤波器相同的功能。由此，可实现分波电路14的插入损耗的降低和小型化及低成本化。对分波电路13也可采用相同的电路构成。
图8表示检波电路的一例。检波电路8以与功率放大器电路的输出端相连的耦合电路15、检波用二极管17、以及电容C2与电阻R2构成的平滑电路18作为主要结构，监视第一和第二功率放大器电路的输出功率，输出到检波电压端子Vdet。耦合电路15和检波二极管17也可内置在功率放大器MMIC中，但优选在天线端子的附近设置耦合电路15。耦合电路15可以是电容耦合，但希望是方向性耦合电路。由此，在功率放大器的输出匹配条件(主要是天线的阻抗)变化的情况下，可以减少检波电压的变动，还可以减小天线的反射波的影响，所以可以更高精度地监视输出功率。
在耦合电路15与检波二极管17之间，优选设置降低由检波用二极管17产生的高次谐波失真的电路16。高次谐波降低电路16的优选的电路结构是图10(a)～(c)所示的低通滤波器、图11(a)和(b)所示的陷波滤波器、或图12(a)和(b)所示的衰减器等。由于高次谐波降低电路16连接在耦合电路15与检波二极管17之间，所以几乎不会发生收发信号通过的主路径的传送损耗的劣化，可实现通信的高质量化和低耗电化。
检波电路8如图9所示，优选配置在例如分波电路13的公共端子P7与高频开关11的输出端P5之间、或如虚线所示配置在天线端子ANT1与高频开关11之间.通过图9所示的检波电路8的配置，不需要对第一和第二功率放大器电路2、3分别设置耦合电路、检波二极管和检波电压端子等，可实现小型化和低成本化.
优选在功率放大器电路2、3与天线之间设置低通滤波器电路。如图13所示，若在功率放大器电路3与分波电路13之间、高频开关电路10与检波电路8之间、或天线端子ANT1、ANT2与高频开关电路10之间这些位置的任一处配置低通滤波器电路19，则功率放大器电路2、3或检波电路8产生的高次谐波失真降低，而且从天线端子放射的高次谐波降低为可实用等级。图13中，低通滤波器电路19用点花纹来加以强调，且为了方便在所有位置进行了表示，当然低通滤波器电路19无需设置于所有位置，至少设置在一个位置即可。
在分波电路13具有低通滤波器电路的功能的情况下，无需在功率放大器电路2与分波电路13之间配置低通滤波器电路。图10表示低通滤波器电路19的等效电路的一例。为了降低特定频率的高次谐波失真，也可代替低通滤波器电路而使用图11所示的陷波滤波器电路。
如图14所示，第一发送输入端子11bg-T、第二发送输入端子11a-T、第一接收输出端子11bg-R或第二接收输出端子11a-R上，可以连接平衡-不平衡电路20、21、22或23。各平衡-不平衡转换电路20、21、22或23由电感元件和电容元件构成，可以具有阻抗变换功能。带通滤波器电路和平衡-不平衡转换电路也可由不平衡输入-平衡输出型的SAW滤波器构成。图15表示平衡-不平衡电路20、21、22或23的等效电路的一例。平衡-不平衡电路由电感元件L1a、L1b、L2、L3构成。另外，图14中，为了方便，在所有位置表示了平衡-不平衡电路20～23，但至少有一个平衡-不平衡电路即可。另外，低通滤波器电路19也与图13相同表示在所有位置，但至少有一个即可。
图16表示图15所示的平衡-不平衡电路20、21、22或23的优选的一例的等效电路。图16的电路除图15所示的电路元件之外，在电感元件L2与电感元件L3之间具有DC馈送(feed)端子Vdd。在DC馈送端子Vdd与接地之间连接有电容器C3。通过电容C3可调整输入到平衡端Out1、Out2的高频信号的相位差。不平衡端In连接在带通滤波器电路6、7或功率放大器电路的输入侧，而且平衡端Out1、Out2连接在RFIC的发送侧输出部。
若从DC馈送端子Vdd施加直流电压，则在电感元件L2和L3中沿相反方向流动大致相同大小的电流，从各平衡端Out1、Out2输出大致相同大小的电流。若从DC馈送端子Vdd施加直流电压，则由于向RFIC的发送输出部的两个平衡端子施加大致相等的直流电压，所以无需另外设置轭流线圈。通过该平衡-不平衡电路，不需要以往为了供给电压所需要的多个分立部件，可使高频电路小型轻量化。
图17表示图14的第一功率放大器电路2的等效电路的一例。功率放大器电路2由输入匹配电路81、输出匹配电路85、集电极电源电路83、基极电源电路84、晶体管电路86、87、以及具有形成为一体的匹配电路和偏压控制电路的半导体MMIC芯片82构成。输入端8a连接到带通滤波器4，输出端8b连接到分波电路13的端口P1。通过Vc1端子施加的电压经轭流线圈bv11、bv12、bv14和bv15和噪声抑制电容器C10、C30、C6、C9而施加到晶体管的集电极。通过Vb1端子施加的电压经传送线路bv13、bv13a、bv13b和噪声抑制电容器C4、C5而施加到偏压控制电路。将由偏压控制电路变换后的电压施加到晶体管的基极，从输入端8a输入的高频信号被放大后从输出端8b输出。
图18表示图14的第二功率放大器电路3的等效电路的一例.功率放大器电路3由输入匹配电路91、输出匹配电路95、集电极电源电路93、基极电源电路94、以及半导体MMIC芯片92构成，该半导体MMIC芯片92具有形成为一体的晶体管电路、匹配电路和偏压控制电路.输入端9a连接到带通滤波器5，输出端8b连接到分波电路13的端口P2.通过Vc2端子施加的电压经轭流线圈L4、av11、av13、av14、av15、av17、av18和噪声抑制电容器C24、C40、C19、C17、avc1、avc2、avc3而施加到晶体管的集电极.通过Vb2端子施加的电压经传送线路avp7、av19、av110和噪声抑制电容器C15、C20而施加到偏压控制电路.通过偏压控制电路变换后的电压施加到晶体管的基极，从输入端9a输入的高频信号被放大后从输出端9b输出.
图19表示图14的第一功率放大器电路2的等效电路的另一例。该等效电路与图17不同，在晶体管86的集电极与晶体管87的基极之间设置有带通滤波器4’。带通滤波器4’如下所述，大幅降低了由热噪声引起的噪声。一般而言，从RFIC输入的噪声和由功率放大器电路本身的热噪声所引起的噪声包含在功率放大器电路2的输出信号中。前者的噪声可通过将带通滤波器4连接到功率放大器电路2的输入侧来降低，但后者的噪声无法通过输入侧的带通滤波器来去除。若在输出侧连接带通滤波器，则可以去除由热噪声引起的噪声，但是输出级的插入损耗增大。因此，如图19所示，若在最后一级的晶体管的基极与其前一级的发射极之间设置带通滤波器4’，则可以大幅降低由热噪声引起的噪声而输出级几乎没有损耗。图19所示的带通滤波器4’以一端被接地的2条以上的传送线路谐振器为主要结构，但也可具有表面弹性波滤波器和FBAR滤波器等。
在本发明的另一实施例中，如图20所示，在第一接收端子11bg-R或第二接收端子11a-R上设置了低噪声放大器电路24、25。低噪声放大器电路24、25具有放大由天线检测到的微弱的接收信号并使接收灵敏度提高的功能。为了提高接收灵敏度，一般使用噪声指数小的低噪声放大器，但减小低噪声放大器的输入侧的损耗也有效果。若将低噪声放大器电路集成到高频电路，则可使低噪声放大器的输入侧的周长最短，所以与在外部设置低噪声放大器的情况相比，可以进一步提高接收灵敏度。另外，与图13相同，可添加的低通滤波器电路19在图20中用点花纹来强调而在所有位置表示，但当然至少添加一个低通滤波器电路即可。
优选在低噪声放大器电路24、25与天线端子ANT1、ANT2之间配置低通滤波器电路26。低通滤波器电路26具有降低从低噪声放大器电路24、25产生的高次谐波失真的功能。具体而言，在发送动作时，将从第一或第二功率放大器电路2、3输出的大功率信号的一部分经高频开关电路10而输入到低噪声放大器24、25，存在从关断动作的低噪声放大器24、25产生的高次谐波变为反射波而从天线放射的问题。为了解决该问题，在低噪声放大器电路24、25与天线端子ANT1、ANT2之间设置低通滤波器电路26是有效的。可添加的低通滤波器电路26在图20中以点花纹来强调而在所有位置表示，但当然至少添加一个低通滤波器电路即可。另外，为了降低特定频率的高次谐波失真，也可代替低通滤波器电路，而使用图11所示的陷波滤波器电路、带通滤波器电路等。
图21～24表示高频开关电路(DPDT1)10的等效电路的例子。这些高频开关电路以场效应晶体管FET和二极管等的开关元件为主要结构，具备适当的电感元件和电容元件。
在图2的DPDT开关电路10中使用了图21的开关电路的情况下的分集接收动作如下所述.在该开关电路10中，将通过开关电路控制部控制的电压提供给控制端子V1、V2，如表1所示，进行各端口之间的连接和切断.
[表1]
连接模式 VC1 VC2 ATN1-P6之间 ATN1-P5之间 ATN2-P6之间 ATN2-P5之间 1 High Low 连接 切断 切断 连接 2 Low High 切断 连接 连接 切断
进行分集接收时，在开始通信之前进行频率扫描，搜索可接收的频率信道。在进行扫描动作时，例如按照表1的连接模式1那样，通过开关电路控制部来控制高频开关电路10。这时，连接第一多波段天线ANT1和接收电路侧的分波电路14，并将2个通信系统的接收电路连接到一个多波段天线上。接着，在5GHz频带扫描IEEE802.11a接收电路部，并且在2.4GHz频带扫描802.11b收发部，从而检测出可接收的所有信道。
接着，按照连接模式2那样，通过开关电路控制部来控制高频开关电路10。这时，连接第二多波段天线ANT2和接收电路侧的分波电路14。接着，在5GHz频带扫描IEEE802.11a接收电路部，并且在2.4GHz频带扫描802.11b收发部，从而检测出可接收的所有信道。
根据频率扫描的结果，比较第一和第二双波段天线ANT1、ANT2所接收的接收信号的振幅，选择激活的通信系统，并且选择与该通信系统的收发电路相连的天线。根据本发明，即使产生了衰落等的干扰，也可选择最优选的通信系统来进行分集接收。
与上述方法不同，当然还可按照如下方式进行分集接收：连接第二多波段天线ANT2与接收电路侧的分波电路14，在5GHz频带和2.4GHz频带进行扫描而检测出可接收的所有信道，从所得的信号的振幅比较中选择出一个通信系统，并激活其收发电路部，接着，将与激活后的收发电路部相连的多波段天线变更为第一多波段天线ANT1，不改变接收信道地进行接收，比较两个天线的接收信号，将可进行更好的接收的天线选择为激活的天线，由此进行分集接收。
图25表示本发明的一实施例的高频电路.该电路具有：高频开关10；与2.4GHz频带的功率放大器电路2的输出侧相连的带通滤波器电路4；分别与5GHz频带的功率放大器电路3的输入侧和输出侧相连的带通滤波器电路5和低通滤波器电路19；与2.4GHz频带的接收路径相连的带通滤波器电路6和接收侧的分波电路14；与5GHz频带的接收路径相连的低通滤波器电路26；连接在发送侧的分波电路13与高频开关10之间的检波电路8；分别连接到2.4GHz频带的发送输入端子11bg-T、5GHz频带的发送输入端子11a-T、2.4GHz频带的接收输出端子11bg-R和5GHz频带的接收输出端子11a-R的平衡-不平衡转换电路20、21、22、23.检波电路8具有：由传送线路lc1和lc2构成的方向性耦合电路；和设置在传送线路lc2与检波二极管Ds之间的、匹配调整用的传送线路lc3以及具有作为衰减器的功能的电阻Rc2.连接在平衡-不平衡转换电路20～23的不平衡输入侧的传送线路Lpb1、Lpb2、Lpa1、Lpa2，取得与带通滤波器电路5、6和功率放大器电路2及低通滤波器电路26的匹配，来降低通过频带的插入损耗.可以从设置在发送输入侧的平衡-不平衡转换电路20、21的DC馈送端子Dca、DCb向11bg-T+端子和11bg-T-端子、或11a-T+端子和11a-T-端子同时施加直流电压.
图26表示本发明的另一实施例的高频电路。与图25的高频电路不同之处在于：(1)在5GHz频带的接收输出端子11a-R与低通滤波器电路26之间连接有5GHz频带的低噪声放大器电路27；(2)在天线端子ANT1和ANT2与高频开关电路10之间，连接有由电感元件ls1和电容元件cs1构成的陷波电路28、和由电感元件ls2和电容元件cs2构成的陷波电路29；(3)带通滤波器电路4连接在2.4GHz频带的功率放大器电路2的输入侧；(4)省略了平衡-不平衡转换电路20、21、22、23。根据该电路结构，通过由低噪声放大器电路27放大由天线检测到的微弱的接收信号，可以提高接收灵敏度。为了降低在功率放大器电路、检波电路、低噪声放大器等中产生的高次谐波失真，配置了陷波滤波器电路28、29。
图27表示在层叠体基板100上构成的本发明的多波段高频部件的外观，图28表示层叠体基板100的底面，图29表示层叠体基板100(具有图26的等效电路)的各层的电极结构。该高频部件由高频开关电路10、发送侧的分波电路13、接收侧的分波电路14、低通滤波器电路19、26、功率放大器电路2、3、带通滤波器电路4、5、6、低噪声放大器电路27和检波电路8构成。
层叠体基板100可以如下来制造：在例如由可在1000℃以下的低温下进行烧结的陶瓷电介质LTCC(Low-Temperature-Cofired Ceramics)所构成的厚度为10～200μm的印刷电路基板上，印刷低电阻率的Ag或Cu等的传导膏来形成电极图案，并将具有电极图案的多个印刷电路基板层叠为一体并进行烧结。
作为陶瓷电介质例如优选：以Al、Si和Sr为主要成分而以Ti、Bi、Cu、Mn、Na和K为次要成分的材料；以Al、Si和Sr为主要成分而以Ca、Pb、Na和K为次要成分的材料；包含Al、Mg、Si和Gd的材料；包含Al、Si、Zr和Mg的材料。陶瓷电介质的介电常数是5～15左右。除陶瓷电介质之外，还可使用树脂或树脂与陶瓷电介质粉末的混合物。另外，也可在由以Al2O3为主体的陶瓷电介质构成的印刷电路基板上，利用HTCC(高温同时煅烧陶瓷)技术来形成由钨或钼等的可在高温下进行烧结的金属所构成的传送线路等。
如图29所示，层叠体基板100由16层薄片构成。在最上层的薄片1的上面，形成有搭载未内置于层叠基板100内的芯片部件用的多个岸面电极。如图27所示，在岸面电极上安装有：高频开关电路10；低噪声放大器27；第一功率放大器电路2的、内置了功率放大电路和偏压控制电路的MMIC电路82；第二功率放大器电路3的、内置了功率放大电路和偏压控制电路的MMIC电路92；构成检波电路8的一部分的肖特基二极管Ds；芯片电阻Rs、Rc1、Rc2；芯片电容器Cs；构成第一高频功率放大器8的芯片电容器C1、C3、C4、C5、C6、C9、C30；构成第二高频功率放大器9的电路的芯片电容器C14、C15、C17、C19、C20、C40；芯片电感L4和芯片电阻R2；与芯片电路的DC截断电容器Ca、Cb、低噪声放大器的电源相连的芯片电阻RL；和电容器CL。薄片1上的传送线路avp7位于第二高频功率放大器9的、功率放大电路9与接地之间。岸面电极经由过孔与形成在层叠基板100内的连接线路和电路元件相连。
图29表示层叠体基板100内的电极图案结构.印刷电路基板2～16上形成经由过孔(图中用黑圆点表示)连接的线电极、电容器用电极和接地电极.在最下层的印刷电路基板16上形成接地电极GND，在其背面，如图28所示，形成有安装到电路基板上用的端子电极.在装载功率放大器电路MMIC的芯片82、92的区域，为了从上面到背面提高散热性，设置有热通路.另外，为了抑制不需要的噪声辐射，而在薄片2、4、14和16上形成有大的接地电极GND.
对在各薄片上形成的传送线路和电容器用的电极图案标注与图17、18和22中所用的相同的符号，并省略详细的说明。在层叠基板100上构成三维构成的各电路的电极图案为了防止相互的电磁干扰而配置为：通过接地电极GND和与其相连的过孔来分离各电路，或在层叠方向上不重叠。
图30示意地表示各功能块的平面配置。带通滤波器电路4、5、6配置在与其他电路块的干扰最少的层叠体基板100的端部。若功率放大器电路的输入匹配电路81、91、集电极电源电路83、93和输出匹配电路85、95之间的隔离不充分，则有产生高频功率放大器的误动作和振荡的危险，所以为了充分确保这些电路块之间的隔离，三维配置由接地电极和通孔电极等形成的屏蔽30(用阴影来表示)。另外，还适当配置图29所示的薄片2、4、6、8、14、16上的平面的接地电极GND和与接地电极GND相连的过孔。
如图28所示，在层叠体基板100的背面，形成有大的接地电极GND和对其进行包围的小的接地电极GND。另外，在层叠体基板100的里面的四周配置有：天线端口ANT1、ANT2；2.4GHz频带的无线LAN的发送端口11bg-T和接收端口11bg-R；5GHz频带的无线LAN的发送端口11a-T和接收端口11a-R；接地端口GND；第一和第二高频开关电路的控制端口V1、V2；功率放大器电路用的电源端口Vc1、Vb2、Vc2、Vb2；和低噪声放大器用的电源端口Vd和检波电路的输出电压端口Vdet。图28中的各端子电极的显示与图26中的显示相同。图示的例子中，端子电极是LGA(Land Grid Array)，但是也可以是BGA(Ball Grid Array)。
安装于岸面电极的开关电路10、功率放大器电路82、92和低噪声放大器27也可在无遮盖(bare)的状态下安装到层叠基板，通过树脂或管来密封。这样，若将带通滤波器电路、分波电路、低通滤波器、检波电路和功率放大器的输入输出匹配电路和电源电路等集成到层叠基板上而构成，则可实现高频电路模块的小型化。当然还可将构成收发电路部的RF-IC和基带IC复合到层叠基板。
图31是表示本发明的多波段通信装置的框图。将高频部件1的收发端子11bg-T、11a-T、11bg-R和11a-R分别连接到RFIC9。另外，RFIC9与基带IC32连接，进一步，基带IC32经接口与通信设备主体33进行通信。在发送数据时，从通信设备主体33发送来的数据由基带IC32变换为IQ信号，并通过RFIC9调制为高频信号，进而输入到高频部件1的发送端子11bg-T或11a-T。通过功率放大器放大后的高频信号从天线ANT1或ANT2放射。另一方面，在接收数据时，从天线ANT1或ANT2输入的高频信号经高频部件1的接收端子11bg-R或11a-R，输入到RFIC9，而解调为IQ信号。IQ信号在通过基带IC32变换为数据后，发送到通信装置主体33。高频部件电路1经控制端子V1、V2、Vb1、Vb2而由基带IC32来加以控制。功率放大器的输出电平可以以检波电压端子Vdet的值为基准，通过基带IC32来调整RFIC9的输出功率，从而加以控制。天线的选择和IEEE802.11a、IEEE802.11b和IEEE802.11g的调制方式的选择，优选通过由基带IC32来判断接收灵敏度、通信信道的空闲情况等，从而设定为在最佳的条件下通信。
该多波段通信装置具有：可在2.4GHz频带和5GHz频带进行收发的两个多波段天线ANT1、ANT2；连接两个多波段天线ANT1、ANT2，并切换与发送电路和接收电路的连接的开关电路1；连接到开关电路1的第一发送用输入P1的2.4GHz频带的功率放大器电路2；连接到开关电路1的第二发送用输入P2的5GHz频带的功率放大器电路3；连接到功率放大器电路2、3的输出侧的检波电路8；和连接于两个多波段天线端子ANT1、ANT2与RFIC电路9之间的带通滤波器电路4～7。各输入输出端与希望的IEEE802.11a的收发部以及IEEE802.11b的收发部(RFIC)9相连。
带通滤波器电路并非限定于连接在图1所示的位置，例如也可在功率放大器电路2与开关电路1之间、或开关电路1与天线端子之间连接带通滤波器电路。图5表示带通滤波器4～7的等效电路的一例。该带通滤波器电路由两个电感元件Lpg1、Lpg2、电容器Cpg1、Cpg2、Cpg3、Cpg4、Cpg5、Cpg6、Cpg7构成。
图2表示开关电路1的一例的等效电路。该开关电路由DPDT(双刀双掷)的高频开关10和两个分波电路13、14构成，高频开关10切换第一和第二多波段天线ANT1、ANT2与第一和第二分波电路13、14的连接。
第一分波电路13由使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的高频信号通过但使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号衰减的滤波器电路、和使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号通过但使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的发送信号衰减的滤波器电路的组合构成.因此，从IEEE802.11b的发送电路向第一分波电路13的端口P1输入的2.4GHz频带的高频信号，出现在第一分波电路13的端口P5但不出现在端口P2，从IEEE802.11a的发送电路向第一分波电路13的端口P2输入的5GHz频带的高频信号，出现在第一分波电路13的端口P5但不出现在端口P1.将出现在端口P5的高频信号输入到高频开关10，通过天线端子ANT1或ANT2输出.
第二分波电路14由使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的高频信号通过但使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号衰减的滤波器电路、和使5GHz频带(IEEE802.11a)的高频信号通过但使2.4GHz频带(IEEE802.11b)的发送信号衰减的滤波器电路的组合构成。因此，从天线ANT1或ANT2入射而在高频开关10的端口P6出现的高频信号中的2.4GHz频带的高频信号，出现在第二分波电路14的端口P3但不出现在端口P4，另外，5GHz频带的高频信号出现在第二分波电路14的第端口P4但不出现在端口P3。
高频开关并不限于DPDT开关10。另外，在两个以上的天线无法充分分离地配置等的安装面积受限的小型通信设备(例如移动电话)的情况下，也可将一根天线连接到开关电路1。在该情况下，如图3所示，将SPDT(单刀双掷)的高频开关电路11连接到一根天线，或如图4所示，将SP3T的高频开关12连接到一根天线，而可对应于与IEEE802.11b和IEEE802.11a之外的例如Bluetooth(2.4GHz频带)的收发端子BLT-TR的切换。这样，根据对应的通信系统、天线根数等，高频开关的种类可以适当变更。
分波电路13、14可通过适当组合由电感元件和电容元件构成的低通滤波器电路、高通滤波器电路和陷波滤波器电路而构成。图6表示分波电路14的一例。例如，分波电路14由连接在P6与P3之间的低通滤波器电路、和连接在P6与P4之间的高通滤波器电路构成，设定为电感元件Lf2和电容元件Cf2在5GHz频带串联谐振、电感元件Lf3和电容元件Cf4在2.4GHz频带谐振。由此，可以将2.4GHz频带和5GHz频带的信号分别分波到P3、P4。与此相同的电路也可适用于分波电路13。
图7表示分波电路的另一例。图7的例子中，分波电路14中的低通滤波器仅由传送线路Lf1构成，但是分波电路14的结构可根据与其相连的带通滤波器6的电路结构的关系来确定。例如，通过调整传送线路Lf1的长度，使得从分波电路14的公共端子P6观察P3侧的阻抗在5GHz频带大致开路，从而分波电路14可以发挥与低通滤波器相同的功能。由此，可实现分波电路14的插入损耗的降低和小型化及低成本化。对分波电路13也可采用相同的电路构成。
图8表示检波电路的一例。检波电路8以与功率放大器电路的输出端相连的耦合电路15、检波用二极管17、以及电容C2与电阻R2构成的平滑电路18作为主要结构，监视第一和第二功率放大器电路的输出功率，输出到检波电压端子Vdet。耦合电路15和检波二极管17也可内置在功率放大器MMIC中，但优选在天线端子的附近设置耦合电路15。耦合电路15可以是电容耦合，但希望是方向性耦合电路。由此，在功率放大器的输出匹配条件(主要是天线的阻抗)变化的情况下，可以减少检波电压的变动，还可以减小天线的反射波的影响，所以可以更高精度地监视输出功率。
在耦合电路15与检波二极管17之间，优选设置降低由检波用二极管17产生的高次谐波失真的电路16。高次谐波降低电路16的优选的电路结构是图10(a)～(c)所示的低通滤波器、图11(a)和(b)所示的陷波滤波器、或图12(a)和(b)所示的衰减器等。由于高次谐波降低电路16连接在耦合电路15与检波二极管17之间，所以几乎不会发生收发信号通过的主路径的传送损耗的劣化，可实现通信的高质量化和低耗电化。
检波电路8如图9所示，优选配置在例如分波电路13的公共端子P7与高频开关11的输出端P5之间、或如虚线所示配置在天线端子ANT1与高频开关11之间.通过图9所示的检波电路8的配置，不需要对第一和第二功率放大器电路2、3分别设置耦合电路、检波二极管和检波电压端子等，可实现小型化和低成本化.
优选在功率放大器电路2、3与天线之间设置低通滤波器电路。如图13所示，若在功率放大器电路3与分波电路13之间、高频开关电路10与检波电路8之间、或天线端子ANT1、ANT2与高频开关电路10之间这些位置的任一处配置低通滤波器电路19，则功率放大器电路2、3或检波电路8产生的高次谐波失真降低，而且从天线端子放射的高次谐波降低为可实用等级。图13中，低通滤波器电路19用点花纹来加以强调，且为了方便在所有位置进行了表示，当然低通滤波器电路19无需设置于所有位置，至少设置在一个位置即可。
在分波电路13具有低通滤波器电路的功能的情况下，无需在功率放大器电路2与分波电路13之间配置低通滤波器电路。图10表示低通滤波器电路19的等效电路的一例。为了降低特定频率的高次谐波失真，也可代替低通滤波器电路而使用图11所示的陷波滤波器电路。
如图14所示，第一发送输入端子11bg-T、第二发送输入端子11a-T、第一接收输出端子11bg-R或第二接收输出端子11a-R上，可以连接平衡-不平衡电路20、21、22或23。各平衡-不平衡转换电路20、21、22或23由电感元件和电容元件构成，可以具有阻抗变换功能。带通滤波器电路和平衡-不平衡转换电路也可由不平衡输入-平衡输出型的SAW滤波器构成。图15表示平衡-不平衡电路20、21、22或23的等效电路的一例。平衡-不平衡电路由电感元件L1a、L1b、L2、L3构成。另外，图14中，为了方便，在所有位置表示了平衡-不平衡电路20～23，但至少有一个平衡-不平衡电路即可。另外，低通滤波器电路19也与图13相同表示在所有位置，但至少有一个即可。
图16表示图15所示的平衡-不平衡电路20、21、22或23的优选的一例的等效电路。图16的电路除图15所示的电路元件之外，在电感元件L2与电感元件L3之间具有DC馈送(feed)端子Vdd。在DC馈送端子Vdd与接地之间连接有电容器C3。通过电容C3可调整输入到平衡端Out1、Out2的高频信号的相位差。不平衡端In连接在带通滤波器电路6、7或功率放大器电路的输入侧，而且平衡端Out1、Out2连接在RFIC的发送侧输出部。
若从DC馈送端子Vdd施加直流电压，则在电感元件L2和L3中沿相反方向流动大致相同大小的电流，从各平衡端Out1、Out2输出大致相同大小的电流。若从DC馈送端子Vdd施加直流电压，则由于向RFIC的发送输出部的两个平衡端子施加大致相等的直流电压，所以无需另外设置轭流线圈。通过该平衡-不平衡电路，不需要以往为了供给电压所需要的多个分立部件，可使高频电路小型轻量化。
图17表示图14的第一功率放大器电路2的等效电路的一例。功率放大器电路2由输入匹配电路81、输出匹配电路85、集电极电源电路83、基极电源电路84、晶体管电路86、87、以及具有形成为一体的匹配电路和偏压控制电路的半导体MMIC芯片82构成。输入端8a连接到带通滤波器4，输出端8b连接到分波电路13的端口P1。通过Vc1端子施加的电压经轭流线圈bv11、bv12、bv14和bv15和噪声抑制电容器C10、C30、C6、C9而施加到晶体管的集电极。通过Vb1端子施加的电压经传送线路bv13、bv13a、bv13b和噪声抑制电容器C4、C5而施加到偏压控制电路。将由偏压控制电路变换后的电压施加到晶体管的基极，从输入端8a输入的高频信号被放大后从输出端8b输出。
图18表示图14的第二功率放大器电路3的等效电路的一例.功率放大器电路3由输入匹配电路91、输出匹配电路95、集电极电源电路93、基极电源电路94、以及半导体MMIC芯片92构成，该半导体MMIC芯片92具有形成为一体的晶体管电路、匹配电路和偏压控制电路.输入端9a连接到带通滤波器5，输出端8b连接到分波电路13的端口P2.通过Vc2端子施加的电压经轭流线圈L4、av11、av13、av14、av15、av17、av18和噪声抑制电容器C24、C40、C19、C17、avc1、avc2、avc3而施加到晶体管的集电极.通过Vb2端子施加的电压经传送线路avp7、av19、av110和噪声抑制电容器C15、C20而施加到偏压控制电路.通过偏压控制电路变换后的电压施加到晶体管的基极，从输入端9a输入的高频信号被放大后从输出端9b输出.
图19表示图14的第一功率放大器电路2的等效电路的另一例。该等效电路与图17不同，在晶体管86的集电极与晶体管87的基极之间设置有带通滤波器4’。带通滤波器4’如下所述，大幅降低了由热噪声引起的噪声。一般而言，从RFIC输入的噪声和由功率放大器电路本身的热噪声所引起的噪声包含在功率放大器电路2的输出信号中。前者的噪声可通过将带通滤波器4连接到功率放大器电路2的输入侧来降低，但后者的噪声无法通过输入侧的带通滤波器来去除。若在输出侧连接带通滤波器，则可以去除由热噪声引起的噪声，但是输出级的插入损耗增大。因此，如图19所示，若在最后一级的晶体管的基极与其前一级的发射极之间设置带通滤波器4’，则可以大幅降低由热噪声引起的噪声而输出级几乎没有损耗。图19所示的带通滤波器4’以一端被接地的2条以上的传送线路谐振器为主要结构，但也可具有表面弹性波滤波器和FBAR滤波器等。
在本发明的另一实施例中，如图20所示，在第一接收端子11bg-R或第二接收端子11a-R上设置了低噪声放大器电路24、25。低噪声放大器电路24、25具有放大由天线检测到的微弱的接收信号并使接收灵敏度提高的功能。为了提高接收灵敏度，一般使用噪声指数小的低噪声放大器，但减小低噪声放大器的输入侧的损耗也有效果。若将低噪声放大器电路集成到高频电路，则可使低噪声放大器的输入侧的周长最短，所以与在外部设置低噪声放大器的情况相比，可以进一步提高接收灵敏度。另外，与图13相同，可添加的低通滤波器电路19在图20中用点花纹来强调而在所有位置表示，但当然至少添加一个低通滤波器电路即可。
优选在低噪声放大器电路24、25与天线端子ANT1、ANT2之间配置低通滤波器电路26。低通滤波器电路26具有降低从低噪声放大器电路24、25产生的高次谐波失真的功能。具体而言，在发送动作时，将从第一或第二功率放大器电路2、3输出的大功率信号的一部分经高频开关电路10而输入到低噪声放大器24、25，存在从关断动作的低噪声放大器24、25产生的高次谐波变为反射波而从天线放射的问题。为了解决该问题，在低噪声放大器电路24、25与天线端子ANT1、ANT2之间设置低通滤波器电路26是有效的。可添加的低通滤波器电路26在图20中以点花纹来强调而在所有位置表示，但当然至少添加一个低通滤波器电路即可。另外，为了降低特定频率的高次谐波失真，也可代替低通滤波器电路，而使用图11所示的陷波滤波器电路、带通滤波器电路等。
图21～24表示高频开关电路(DPDT1)10的等效电路的例子。这些高频开关电路以场效应晶体管FET和二极管等的开关元件为主要结构，具备适当的电感元件和电容元件。
在图2的DPDT开关电路10中使用了图21的开关电路的情况下的分集接收动作如下所述.在该开关电路10中，将通过开关电路控制部控制的电压提供给控制端子V1、V2，如表1所示，进行各端口之间的连接和切断.
[表1]
连接模式 VC1 VC2 ATN1-P6之间 ATN1-P5之间 ATN2-P6之间 ATN2-P5之间 1 High Low 连接 切断 切断 连接 2 Low High 切断 连接 连接 切断
进行分集接收时，在开始通信之前进行频率扫描，搜索可接收的频率信道。在进行扫描动作时，例如按照表1的连接模式1那样，通过开关电路控制部来控制高频开关电路10。这时，连接第一多波段天线ANT1和接收电路侧的分波电路14，并将2个通信系统的接收电路连接到一个多波段天线上。接着，在5GHz频带扫描IEEE802.11a接收电路部，并且在2.4GHz频带扫描802.11b收发部，从而检测出可接收的所有信道。
接着，按照连接模式2那样，通过开关电路控制部来控制高频开关电路10。这时，连接第二多波段天线ANT2和接收电路侧的分波电路14。接着，在5GHz频带扫描IEEE802.11a接收电路部，并且在2.4GHz频带扫描802.11b收发部，从而检测出可接收的所有信道。
根据频率扫描的结果，比较第一和第二双波段天线ANT1、ANT2所接收的接收信号的振幅，选择激活的通信系统，并且选择与该通信系统的收发电路相连的天线。根据本发明，即使产生了衰落等的干扰，也可选择最优选的通信系统来进行分集接收。
与上述方法不同，当然还可按照如下方式进行分集接收：连接第二多波段天线ANT2与接收电路侧的分波电路14，在5GHz频带和2.4GHz频带进行扫描而检测出可接收的所有信道，从所得的信号的振幅比较中选择出一个通信系统，并激活其收发电路部，接着，将与激活后的收发电路部相连的多波段天线变更为第一多波段天线ANT1，不改变接收信道地进行接收，比较两个天线的接收信号，将可进行更好的接收的天线选择为激活的天线，由此进行分集接收。
图25表示本发明的一实施例的高频电路.该电路具有：高频开关10；与2.4GHz频带的功率放大器电路2的输出侧相连的带通滤波器电路4；分别与5GHz频带的功率放大器电路3的输入侧和输出侧相连的带通滤波器电路5和低通滤波器电路19；与2.4GHz频带的接收路径相连的带通滤波器电路6和接收侧的分波电路14；与5GHz频带的接收路径相连的低通滤波器电路26；连接在发送侧的分波电路13与高频开关10之间的检波电路8；分别连接到2.4GHz频带的发送输入端子11bg-T、5GHz频带的发送输入端子11a-T、2.4GHz频带的接收输出端子11bg-R和5GHz频带的接收输出端子11a-R的平衡-不平衡转换电路20、21、22、23.检波电路8具有：由传送线路lc1和lc2构成的方向性耦合电路；和设置在传送线路lc2与检波二极管Ds之间的、匹配调整用的传送线路lc3以及具有作为衰减器的功能的电阻Rc2.连接在平衡-不平衡转换电路20～23的不平衡输入侧的传送线路Lpb1、Lpb2、Lpa1、Lpa2，取得与带通滤波器电路5、6和功率放大器电路2及低通滤波器电路26的匹配，来降低通过频带的插入损耗.可以从设置在发送输入侧的平衡-不平衡转换电路20、21的DC馈送端子Dca、DCb向11bg-T+端子和11bg-T-端子、或11a-T+端子和11a-T-端子同时施加直流电压.
图26表示本发明的另一实施例的高频电路。与图25的高频电路不同之处在于：(1)在5GHz频带的接收输出端子11a-R与低通滤波器电路26之间连接有5GHz频带的低噪声放大器电路27；(2)在天线端子ANT1和ANT2与高频开关电路10之间，连接有由电感元件ls1和电容元件cs1构成的陷波电路28、和由电感元件ls2和电容元件cs2构成的陷波电路29；(3)带通滤波器电路4连接在2.4GHz频带的功率放大器电路2的输入侧；(4)省略了平衡-不平衡转换电路20、21、22、23。根据该电路结构，通过由低噪声放大器电路27放大由天线检测到的微弱的接收信号，可以提高接收灵敏度。为了降低在功率放大器电路、检波电路、低噪声放大器等中产生的高次谐波失真，配置了陷波滤波器电路28、29。
图27表示在层叠体基板100上构成的本发明的多波段高频部件的外观，图28表示层叠体基板100的底面，图29表示层叠体基板100(具有图26的等效电路)的各层的电极结构。该高频部件由高频开关电路10、发送侧的分波电路13、接收侧的分波电路14、低通滤波器电路19、26、功率放大器电路2、3、带通滤波器电路4、5、6、低噪声放大器电路27和检波电路8构成。
层叠体基板100可以如下来制造：在例如由可在1000℃以下的低温下进行烧结的陶瓷电介质LTCC(Low-Temperature-Cofired Ceramics)所构成的厚度为10～200μm的印刷电路基板上，印刷低电阻率的Ag或Cu等的传导膏来形成电极图案，并将具有电极图案的多个印刷电路基板层叠为一体并进行烧结。
作为陶瓷电介质例如优选：以Al、Si和Sr为主要成分而以Ti、Bi、Cu、Mn、Na和K为次要成分的材料；以Al、Si和Sr为主要成分而以Ca、Pb、Na和K为次要成分的材料；包含Al、Mg、Si和Gd的材料；包含Al、Si、Zr和Mg的材料。陶瓷电介质的介电常数是5～15左右。除陶瓷电介质之外，还可使用树脂或树脂与陶瓷电介质粉末的混合物。另外，也可在由以Al2O3为主体的陶瓷电介质构成的印刷电路基板上，利用HTCC(高温同时煅烧陶瓷)技术来形成由钨或钼等的可在高温下进行烧结的金属所构成的传送线路等。
如图29所示，层叠体基板100由16层薄片构成。在最上层的薄片1的上面，形成有搭载未内置于层叠基板100内的芯片部件用的多个岸面电极。如图27所示，在岸面电极上安装有：高频开关电路10；低噪声放大器27；第一功率放大器电路2的、内置了功率放大电路和偏压控制电路的MMIC电路82；第二功率放大器电路3的、内置了功率放大电路和偏压控制电路的MMIC电路92；构成检波电路8的一部分的肖特基二极管Ds；芯片电阻Rs、Rc1、Rc2；芯片电容器Cs；构成第一高频功率放大器8的芯片电容器C1、C3、C4、C5、C6、C9、C30；构成第二高频功率放大器9的电路的芯片电容器C14、C15、C17、C19、C20、C40；芯片电感L4和芯片电阻R2；与芯片电路的DC截断电容器Ca、Cb、低噪声放大器的电源相连的芯片电阻RL；和电容器CL。薄片1上的传送线路avp7位于第二高频功率放大器9的、功率放大电路9与接地之间。岸面电极经由过孔与形成在层叠基板100内的连接线路和电路元件相连。
图29表示层叠体基板100内的电极图案结构.印刷电路基板2～16上形成经由过孔(图中用黑圆点表示)连接的线电极、电容器用电极和接地电极.在最下层的印刷电路基板16上形成接地电极GND，在其背面，如图28所示，形成有安装到电路基板上用的端子电极.在装载功率放大器电路MMIC的芯片82、92的区域，为了从上面到背面提高散热性，设置有热通路.另外，为了抑制不需要的噪声辐射，而在薄片2、4、14和16上形成有大的接地电极GND.
对在各薄片上形成的传送线路和电容器用的电极图案标注与图17、18和22中所用的相同的符号，并省略详细的说明。在层叠基板100上构成三维构成的各电路的电极图案为了防止相互的电磁干扰而配置为：通过接地电极GND和与其相连的过孔来分离各电路，或在层叠方向上不重叠。
图30示意地表示各功能块的平面配置。带通滤波器电路4、5、6配置在与其他电路块的干扰最少的层叠体基板100的端部。若功率放大器电路的输入匹配电路81、91、集电极电源电路83、93和输出匹配电路85、95之间的隔离不充分，则有产生高频功率放大器的误动作和振荡的危险，所以为了充分确保这些电路块之间的隔离，三维配置由接地电极和通孔电极等形成的屏蔽30(用阴影来表示)。另外，还适当配置图29所示的薄片2、4、6、8、14、16上的平面的接地电极GND和与接地电极GND相连的过孔。
如图28所示，在层叠体基板100的背面，形成有大的接地电极GND和对其进行包围的小的接地电极GND。另外，在层叠体基板100的里面的四周配置有：天线端口ANT1、ANT2；2.4GHz频带的无线LAN的发送端口11bg-T和接收端口11bg-R；5GHz频带的无线LAN的发送端口11a-T和接收端口11a-R；接地端口GND；第一和第二高频开关电路的控制端口V1、V2；功率放大器电路用的电源端口Vc1、Vb2、Vc2、Vb2；和低噪声放大器用的电源端口Vd和检波电路的输出电压端口Vdet。图28中的各端子电极的显示与图26中的显示相同。图示的例子中，端子电极是LGA(Land Grid Array)，但是也可以是BGA(Ball Grid Array)。
安装于岸面电极的开关电路10、功率放大器电路82、92和低噪声放大器27也可在无遮盖(bare)的状态下安装到层叠基板，通过树脂或管来密封。这样，若将带通滤波器电路、分波电路、低通滤波器、检波电路和功率放大器的输入输出匹配电路和电源电路等集成到层叠基板上而构成，则可实现高频电路模块的小型化。当然还可将构成收发电路部的RF-IC和基带IC复合到层叠基板。
图31是表示本发明的多波段通信装置的框图。将高频部件1的收发端子11bg-T、11a-T、11bg-R和11a-R分别连接到RFIC9。另外，RFIC9与基带IC32连接，进一步，基带IC32经接口与通信设备主体33进行通信。在发送数据时，从通信设备主体33发送来的数据由基带IC32变换为IQ信号，并通过RFIC9调制为高频信号，进而输入到高频部件1的发送端子11bg-T或11a-T。通过功率放大器放大后的高频信号从天线ANT1或ANT2放射。另一方面，在接收数据时，从天线ANT1或ANT2输入的高频信号经高频部件1的接收端子11bg-R或11a-R，输入到RFIC9，而解调为IQ信号。IQ信号在通过基带IC32变换为数据后，发送到通信装置主体33。高频部件电路1经控制端子V1、V2、Vb1、Vb2而由基带IC32来加以控制。功率放大器的输出电平可以以检波电压端子Vdet的值为基准，通过基带IC32来调整RFIC9的输出功率，从而加以控制。天线的选择和IEEE802.11a、IEEE802.11b和IEEE802.11g的调制方式的选择，优选通过由基带IC32来判断接收灵敏度、通信信道的空闲情况等，从而设定为在最佳的条件下通信。