接收机、发送装置以及接收方法转让专利
申请号 : CN200480043778.5
文献号 : CN1998173B
文献日 : 2010-04-14
发明人 : 弗拉迪米尔·博凯 , 中村道春
申请人 : 富士通株式会社
摘要 :
本发明的课题是获得一种接收机、发送装置以及接收方法。其中，该接收机减轻了将包括从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。本接收机具有接收从多个发送天线发送的多个发送信号的自适应阵列天线单元。所述多个发送信号利用发送前设定为预定值的副载波的位置关系而相互区分。本接收机具有：计算出抑制接收信号中包含的副载波成分内、设定为所述预定值的副载波的信号成分的权重系数的单元；以及将所述权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分接收所述多个发送信号的单元。
权利要求 :
1.一种接收机，其特征在于，所述接收机具备：
自适应阵列天线单元，其在从多个发送天线发送的多个发送信号中，接收为了区分发送天线而在发送前抑制了预定值的副载波的信号成分的发送信号；
计算权重系数的单元，所述权重系数被用来抑制接收信号中包含的副载波成分内、设定为所述预定值的副载波的信号成分；以及将所述权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分接收所述多个发送信号的单元。
2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述预定值实质上为零。
3.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是从多个发送天线同时以同一频率发送的信号。
4.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述接收机使用被用来抑制从某一发送天线以外的1个以上的发送天线在某一期间内发送且利用所述自适应阵列天线单元接收的信号的权重系数，接收从所述某一发送天线在其它期间内发送的信号。
5.一种接收机，该接收机接收从第一和第二发送天线分别发送的第一和第二发送信号，该接收机的特征在于，该接收机包括：自适应阵列天线单元，其包括多个天线元件，所述多个天线元件接收第一副载波成分被设定为预定值的所述第一发送信号和第二副载波成分被设定为预定值的所述第二发送信号；
权重控制单元，其分别计算出第一和第二权重系数，所述第一和第二权重系数分别被用来抑制傅立叶变换后的接收信号中包含的所述第一和第二副载波成分；以及将所述第一和第二权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分各个发送信号的单元。
6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，被设定为所述预定值的第一和第二副载波中的至少一方由2个以上的副载波构成。
7.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是进行如下处理后得到的单载波信号：在发送侧实施傅立叶变换，将所述第一和第二副载波成分设定为预定值，进行傅立叶逆变换后进行发送。
8.一种接收机，该接收机接收从第一和第二发送天线发送的第一和第二发送信号，该接收机的特征在于，该接收机包括：自适应阵列天线单元，其包括多个天线元件；
权重控制单元，其在分别接收到以不同的时隙发送的第一发送信号和第二发送信号时，分别计算出被用来抑制各个发送信号的第一和第二权重系数；以及将所述第一和第二权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分各个发送信号的单元。
9.一种接收方法，其特征在于，所述接收方法包括如下步骤：从某个发送天线以外的1个以上的发送天线同时发送信号，
计算出被用来抑制自适应阵列天线所接收的信号的所有副载波成分的权重系数，在所述自适应阵列天线中应用所述权重系数，接收从所述某个发送天线发送的信号。
10.一种多输出型的发送装置，该发送装置从多个天线输出多载波，所述发送装置的特征在于，至少产生：从多个天线输出通过进行不同加权且进行频率复用而得到的信号的第一波束、和从多个天线输出通过进行不同加权且进行频率复用而得到的信号的第二波束，为了区分该第一波束和第二波束发出的无线波，在从该第一波束和第二波束输出的多载波内设置不配置载波的频域，该不配置载波的频域在该第一波束和第二波束中不相同。
11.一种多输出型的发送装置，该发送装置从多个天线输出多载波，所述发送装置的特征在于，至少产生：从多个天线输出通过进行不同加权且进行频率复用而得到的信号的第一波束、和从多个天线输出通过进行不同加权且进行频率复用而得到的信号的第二波束，在该第一波束内的进行频率复用而得到的信号之中设置至少一个实质上无载波的频域，在该第二波束内的进行频率复用而得到的信号之中、在与该第一波束的实质上无载波的频域不同的频域上设置至少一个实质上无载波的频域。
说明书 :
技术领域
本发明一般与无线通信的技术领域相关，特别涉及将从多个发送天线接收的信号各自分离的接收机以及接收方法。
背景技术
在这种技术领域中，主要从增加通信容量的观点出发，关注多输入多输出(MIMO：Multi Input Multi Output)方式的无线通信技术。该技术如下，在发送侧和接收侧分别设置多个天线，利用在各天线之间形成的传播路(或信道)，增加通信容量(对于MIMO方式，例如参照非专利文献1。)。从提高对多路传播环境的耐性和频率利用效率的观点出发，关注正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式的无线通信技术。在OFDM方式中，使用在频率轴上排列的相互正交的多个副载波传送信号，从而抑制频率选择性衰减和多路传播环境产生的影响。此外，也可以有望看到将MIMO方式和OFDM方式组合的无线通信系统(对于这种系统，参照非专利文献2。)。
图1是示出MIMO方式的概要的图。如图所示，发送侧设置有Nt个发送天线，从各个发送天线分别发送出发送信号x0～xNt-1。这些发送信号以同一时间和同一频率发送，但为了相互独立地传送信号，适当地设定各发送天线之间的距离和配置形式。从各发送天线发送的发送信号被Nr(≥Nt)个接收天线接收，得到Nr个接收信号y0～yNr-1。图中，附加在各接收信号上的信号n0～nNr-1分别表示噪声成分。发送天线和接收天线之间的无线区间用信道矩阵H表现，信道矩阵H的各个矩阵要素Hnm相当于第m个发送天线和第n个接收天线之间的信道传递函数。图示的例子中，0≤m≤Nt-1以及0≤n≤Nr-1。
图2示出一般的OFDM方式的发送机的概要图。映射(mapping)到预定信号点的已调制的发送信号被进行串并转换(S/P202)、快速傅立叶逆变换(IFFT204)，由此进行基于OFDM方式的调制。对IFFT后的时间区域的信号进行并串转换(P/S206)，之后附加保护间隔(guard interval)(GI208)，从发送天线210进行无线发送。另外，作为信号的映射方式，可以采用QPSK、16QAM、64QAM及其它任意方式。
图3示出一般的OFDM方式的接收机的概要图。去除接收天线302所接收的信号的保护间隔(-GI304)。之后，对接收信号进行串并转换(S/P306)、快速傅立叶变换(FFT308)。由此，进行OFDM方式的解调。对变换后的频域的信号进行并串转换(P/S310)，之后进行解调(312)，进行解码等其它处理。
图4示出将MIMO方式和OFDM方式组合的系统中使用的发送机的概要图。如图所示，发送信号通过串并转换(S/P402)分为Nt个信号。分别对Nt个发送信号进行信号处理之后，分别从Nt个发送天线发送。例如，对第一发送信号进行编码(404-1)、映射(406-1)、快速傅立叶逆变换(408-1)之后，附加保护间隔(410-1)，从发送天线412-1发送。其它发送信号也进行相同的处理后发送。
图5示出将MIMO方式和OFDM方式组合的系统中使用的接收机的概要图。如图所示，接收信号被Nr个接收天线502-1～Nr接收，去除它们的保护间隔(504-1～Nr)，分别进行快速傅立叶变换(506-1～Nr)。傅立叶变换后的信号被分离成Nt个发送信号(508)，对每个发送信号进行解调和解码。
关于信号分离部508的信息处理，存在多种将多个接收天线接收的信号分离成从多个发送天线发送的各个发送信号的方法。第一方法利用被称为迫零(Zero Forcing)法的算法。该算法计算信道矩阵H的伪逆矩阵(pseudo inverse of H)H+，对接收信号乘以伪逆矩阵，从而得到发送信号。
第二方法利用被称为最小均方误差(MMS：Minimum Mean Square Error)法的算法。该算法将(αI+H*H)-1H*所表现的矩阵乘到接收信号中，从而得到发送信号。此处，α是信噪比的倒数(SNR-1)，I表示单位矩阵，H*表示矩阵H的共轭转置矩阵。
第三方法利用被称为迫零分层空时(ZF-BLAST：Zero Forcing BellLaboratories Layered Space Time)法的算法。该算法反复从1个发送天线选择信号并去除，从而实现快速数据传送(对于该方法，例如参照非专利文献3。)。
第四方法利用被称为最小均方误差分层空时(MMSE BLAST：MinimumMeaNSquare Error BLAST)法的算法。该算法相当于将最小均方误差和BLAST法组合的算法。
第五方法利用被称为最大似然判断(MLD：Maximum LikelihoodDecoding)法的算法。该算法计算所有可能的发送码元(symbol)的组合和接收信号的平方欧几里德距离(Euclidean space)，判断赋予了最小距离的码元的组合作为发送信号最可靠。
非专利文献1：A.Van Zelst，“Space division multiplexingalgorithm”，Proc.10thMed.ElectrotechnicalConference2000，pp.1218-1221
非专利文献2：A.Van Zelst et al.，“Implementation of a MIMOOFDM based wireless LAN system”，IEEE Trans.Signal.Process.52，no.2，2004，pp.483-494
非专利文献3：P.W.Wolniansky et al.，“V-BLAST：An architecturefor realizing very high data rates over the rich scattering wirelesschannel”，in Proc.Int.Symposium on Advanced Radio Technologies，Boulder，CO，Sept.1998
图1是示出MIMO方式的概要的图。如图所示，发送侧设置有Nt个发送天线，从各个发送天线分别发送出发送信号x0～xNt-1。这些发送信号以同一时间和同一频率发送，但为了相互独立地传送信号，适当地设定各发送天线之间的距离和配置形式。从各发送天线发送的发送信号被Nr(≥Nt)个接收天线接收，得到Nr个接收信号y0～yNr-1。图中，附加在各接收信号上的信号n0～nNr-1分别表示噪声成分。发送天线和接收天线之间的无线区间用信道矩阵H表现，信道矩阵H的各个矩阵要素Hnm相当于第m个发送天线和第n个接收天线之间的信道传递函数。图示的例子中，0≤m≤Nt-1以及0≤n≤Nr-1。
图2示出一般的OFDM方式的发送机的概要图。映射(mapping)到预定信号点的已调制的发送信号被进行串并转换(S/P202)、快速傅立叶逆变换(IFFT204)，由此进行基于OFDM方式的调制。对IFFT后的时间区域的信号进行并串转换(P/S206)，之后附加保护间隔(guard interval)(GI208)，从发送天线210进行无线发送。另外，作为信号的映射方式，可以采用QPSK、16QAM、64QAM及其它任意方式。
图3示出一般的OFDM方式的接收机的概要图。去除接收天线302所接收的信号的保护间隔(-GI304)。之后，对接收信号进行串并转换(S/P306)、快速傅立叶变换(FFT308)。由此，进行OFDM方式的解调。对变换后的频域的信号进行并串转换(P/S310)，之后进行解调(312)，进行解码等其它处理。
图4示出将MIMO方式和OFDM方式组合的系统中使用的发送机的概要图。如图所示，发送信号通过串并转换(S/P402)分为Nt个信号。分别对Nt个发送信号进行信号处理之后，分别从Nt个发送天线发送。例如，对第一发送信号进行编码(404-1)、映射(406-1)、快速傅立叶逆变换(408-1)之后，附加保护间隔(410-1)，从发送天线412-1发送。其它发送信号也进行相同的处理后发送。
图5示出将MIMO方式和OFDM方式组合的系统中使用的接收机的概要图。如图所示，接收信号被Nr个接收天线502-1～Nr接收，去除它们的保护间隔(504-1～Nr)，分别进行快速傅立叶变换(506-1～Nr)。傅立叶变换后的信号被分离成Nt个发送信号(508)，对每个发送信号进行解调和解码。
关于信号分离部508的信息处理，存在多种将多个接收天线接收的信号分离成从多个发送天线发送的各个发送信号的方法。第一方法利用被称为迫零(Zero Forcing)法的算法。该算法计算信道矩阵H的伪逆矩阵(pseudo inverse of H)H+，对接收信号乘以伪逆矩阵，从而得到发送信号。
第二方法利用被称为最小均方误差(MMS：Minimum Mean Square Error)法的算法。该算法将(αI+H*H)-1H*所表现的矩阵乘到接收信号中，从而得到发送信号。此处，α是信噪比的倒数(SNR-1)，I表示单位矩阵，H*表示矩阵H的共轭转置矩阵。
第三方法利用被称为迫零分层空时(ZF-BLAST：Zero Forcing BellLaboratories Layered Space Time)法的算法。该算法反复从1个发送天线选择信号并去除，从而实现快速数据传送(对于该方法，例如参照非专利文献3。)。
第四方法利用被称为最小均方误差分层空时(MMSE BLAST：MinimumMeaNSquare Error BLAST)法的算法。该算法相当于将最小均方误差和BLAST法组合的算法。
第五方法利用被称为最大似然判断(MLD：Maximum LikelihoodDecoding)法的算法。该算法计算所有可能的发送码元(symbol)的组合和接收信号的平方欧几里德距离(Euclidean space)，判断赋予了最小距离的码元的组合作为发送信号最可靠。
非专利文献1：A.Van Zelst，“Space division multiplexingalgorithm”，Proc.10thMed.ElectrotechnicalConference2000，pp.1218-1221
非专利文献2：A.Van Zelst et al.，“Implementation of a MIMOOFDM based wireless LAN system”，IEEE Trans.Signal.Process.52，no.2，2004，pp.483-494
非专利文献3：P.W.Wolniansky et al.，“V-BLAST：An architecturefor realizing very high data rates over the rich scattering wirelesschannel”，in Proc.Int.Symposium on Advanced Radio Technologies，Boulder，CO，Sept.1998
发明内容
这样利用各种方法，能够将接收信号分别分离成多个发送信号，但即使采用任何方法，运算负担都不减小。大体上随着从第一方法迈向第五方法，可以提高信号分离精度或信号推测精度，但信号处理所需的运算负担也具有增加的趋势。特别是第五方法，需要对所有可能的信号点的组合数、即(可以进行码元映射的信号点数)(发送天线数)的组合数计算距离，所以运算负担变得非常大。即使采用第一方法，求出逆矩阵的运算负担也不减小。因此，MIMO方式或将MIMO方式和其它技术组合的通信系统具备有望在将来发展的性质，但存在区分从多个发送天线同时发送的多个发送信号所需的运算负担大的问题。这在便携终端或简易移动终端等产品用途中尤其成为问题。
本发明是鉴于上述问题而进行的，本发明的课题是提供一种接收机和接收方法，其能够减轻将包括从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。
本发明中使用的接收机，其特征在于，所述接收机具备：
自适应阵列天线单元，其在多个发送天线发送的多个发送信号中，接收为了区分发送天线而在发送前抑制了预定值的副载波信号成分的发送信号；
计算权重系数的单元，所述权重系数抑制接收信号中包含的副载波成分内、设定为所述预定值的副载波的信号成分；以及
将所述权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分接收所述多个发送信号的单元。
根据本发明，在接收从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收机中，能够减轻将接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。
本发明是鉴于上述问题而进行的，本发明的课题是提供一种接收机和接收方法，其能够减轻将包括从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。
本发明中使用的接收机，其特征在于，所述接收机具备：
自适应阵列天线单元，其在多个发送天线发送的多个发送信号中，接收为了区分发送天线而在发送前抑制了预定值的副载波信号成分的发送信号；
计算权重系数的单元，所述权重系数抑制接收信号中包含的副载波成分内、设定为所述预定值的副载波的信号成分；以及
将所述权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分接收所述多个发送信号的单元。
根据本发明，在接收从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收机中，能够减轻将接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。
附图说明
图1示出MIMO方式的无线通信系统的概念图。
图2示出OFDM方式的发送机的概念图。
图3示出OFDM方式的接收机的概念图。
图4示出MIMO方式和OFDM方式的发送机的概念图。
图5示出MIMO方式和OFDM方式的接收机的概念图。
图6示出本发明的一实施例的接收机的框图。
图7示出用于说明本发明的一实施例的动作的说明图。
图8是示出频率轴上的发送信号和接收信号的图。
图9是示出本发明的一实施例的接收机的变形例的框图。
图10示出本发明的一实施例的接收机的框图。
图11示出本发明的一实施例的发送机的框图。
图12示出本发明的一实施例的接收机的框图。
图13示出本发明的一实施例的动作的流程图。
图14示出本发明的一实施例的动作的流程图。
图15是示出发送信号的到来方向和指向性的关系的图。
图16示出本发明的一实施例的发送机的框图。
符号说明
202串并转换部；204快速傅立叶逆变换部；206并串转换部；208保护间隔附加部；210发送天线；
302接收天线；304保护间隔去除部；306串并转换部；308快速傅立叶变换部；310并串转换部；
402串并转换部；404-1～Nt编码器；406-1～Nt映射部；408-1～Nt快速傅立叶逆变换部；410-1～Nt保护间隔附加部；412-1～Nt发送天线部；
502-1～Nr接收天线部；504-1～Nr保护间隔去除部；506-1～Nr快速傅立叶变换部；508信号分离部；
602-1～NA天线元件；604-1～NA保护间隔去除部；606-1，2信号分离部；608-1～NA权重乘法部；610加法部；612，612’快速傅立叶变换部；614信道补偿部；616解调部；618，618’权重控制部；
710，720发送天线；
1002-1～NA天线元件；1004-1～NA保护间隔去除部；1008-1～NA权重乘法部；1010加法部；1012快速傅立叶变换部；1014信道补偿部；1016，1018乘法部；1020加法部；1022并串转换部；1024解调部；1026权重控制部；
1102快速傅立叶变换部；1104虚拟副载波设定部；1106快速傅立叶逆变换部；1108并串转换部；1110编码部；1112映射部；1113串并转换部(S/P)；1114保护间隔附加部；1116数模转换部；1118频率变换部；1120发送天线；
1202-1～NA接收天线；1204-1～NA带通滤波器；1206-1～NA频率变换部；1208-1～NA模数转换部；1210-1～NA保护间隔去除部；1212-1～NA权重乘法部；1214加法部；1216串并转换部；1218快速傅立叶变换部；1220信道补偿部；1222乘法部；1224快速傅立叶逆变换部；1226并串转换部；1228解调部；1230权重控制部；1232选择的信号线。
图2示出OFDM方式的发送机的概念图。
图3示出OFDM方式的接收机的概念图。
图4示出MIMO方式和OFDM方式的发送机的概念图。
图5示出MIMO方式和OFDM方式的接收机的概念图。
图6示出本发明的一实施例的接收机的框图。
图7示出用于说明本发明的一实施例的动作的说明图。
图8是示出频率轴上的发送信号和接收信号的图。
图9是示出本发明的一实施例的接收机的变形例的框图。
图10示出本发明的一实施例的接收机的框图。
图11示出本发明的一实施例的发送机的框图。
图12示出本发明的一实施例的接收机的框图。
图13示出本发明的一实施例的动作的流程图。
图14示出本发明的一实施例的动作的流程图。
图15是示出发送信号的到来方向和指向性的关系的图。
图16示出本发明的一实施例的发送机的框图。
符号说明
202串并转换部；204快速傅立叶逆变换部；206并串转换部；208保护间隔附加部；210发送天线；
302接收天线；304保护间隔去除部；306串并转换部；308快速傅立叶变换部；310并串转换部；
402串并转换部；404-1～Nt编码器；406-1～Nt映射部；408-1～Nt快速傅立叶逆变换部；410-1～Nt保护间隔附加部；412-1～Nt发送天线部；
502-1～Nr接收天线部；504-1～Nr保护间隔去除部；506-1～Nr快速傅立叶变换部；508信号分离部；
602-1～NA天线元件；604-1～NA保护间隔去除部；606-1，2信号分离部；608-1～NA权重乘法部；610加法部；612，612’快速傅立叶变换部；614信道补偿部；616解调部；618，618’权重控制部；
710，720发送天线；
1002-1～NA天线元件；1004-1～NA保护间隔去除部；1008-1～NA权重乘法部；1010加法部；1012快速傅立叶变换部；1014信道补偿部；1016，1018乘法部；1020加法部；1022并串转换部；1024解调部；1026权重控制部；
1102快速傅立叶变换部；1104虚拟副载波设定部；1106快速傅立叶逆变换部；1108并串转换部；1110编码部；1112映射部；1113串并转换部(S/P)；1114保护间隔附加部；1116数模转换部；1118频率变换部；1120发送天线；
1202-1～NA接收天线；1204-1～NA带通滤波器；1206-1～NA频率变换部；1208-1～NA模数转换部；1210-1～NA保护间隔去除部；1212-1～NA权重乘法部；1214加法部；1216串并转换部；1218快速傅立叶变换部；1220信道补偿部；1222乘法部；1224快速傅立叶逆变换部；1226并串转换部；1228解调部；1230权重控制部；1232选择的信号线。
具体实施方式
根据本发明的一方式，利用自适应阵列天线单元接收从多个发送天线发送的多个发送信号。所述多个发送信号根据发送前设定为预定值的副载波的位置关系相互区分。计算出权重系数，所述权重系数抑制接收信号中包含的副载波内、设定为所述预定值的副载波的信号成分。所述权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分并接收所述多个发送信号。
由此，不执行MIMO方式的接收机中所不进行的信号分离法，利用朝向各发送信号的到来方向的指向性，可以区分各个发送信号。通过活用与数据传送中未使用的副载波相关的知识，导出实现这种敏捷的指向性的权重系数。即，计算出能够抑制接收信号中包含的预定副载波成分的权重系数，此时的运算负担(与MIMO方式的信号分离相比)较轻。因此，能够减轻为了将包含从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。
根据本发明的一方式，所述预定值实质上为零。由此，为使数据传送中未使用的副载波的信号成分为零，进行自适应控制，设定权重系数。
根据本发明的一方式，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是从多个发送天线同时以同一频率发送的信号。
根据本发明的一方式，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是利用正交频分复用(OFDM)方式调制的信号。并且，在该方式中，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是利用多载波码分多址(MC-CDMA)方式调制的信号。
本发明的一方式中的接收机中，权重系数抑制从某一发送天线以外的1个以上的发送天线在某一期间内发送且利用所述自适应阵列天线单元接收的信号，所述接收机使用该权重系数，接收从所述某一发送天线在其它期间内发送的信号。由此，能够将权重系数设定成发送信号不形成最大值而得到抑制，所以能够可靠且有效地设定与各发送天线对应的权重系数。
根据本发明的一方式，使用接收机，所述接收机接收从第一和第二发送天线分别发送的第一和第二发送信号。该接收机的特征在于，其包括：自适应阵列天线单元，其包括多个天线元件，所述多个天线元件接收第一副载波成分设定为预定值的所述第一发送信号和第二副载波成分设定为预定值的所述第二发送信号；权重控制单元，其分别计算出第一和第二权重系数，所述第一和第二权重系数分别抑制傅立叶变换后的接收信号中包含的所述第一和第二副载波成分；以及将所述第一和第二权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分各个发送信号的单元。
根据本发明的一方式，设定为所述预定值的第一和第二副载波中的至少一方由2个以上的副载波构成。由此，相互区分多个发送信号的自由度增大。
根据本发明的一方式，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是进行如下处理后得到的单载波信号：在发送侧实施傅立叶变换，将所述第一和第二副载波成分设定为预定值，进行傅立叶逆变换后进行无线发送。由此，即使在单载波方式的通信系统中也能够应用本发明。
根据本发明的一方式，分别接收以不同的时隙分别发送的所述第一和第二发送信号。并且，使用权重系数接收所述第二发送信号，所述权重系数抑制所接收的所述第一发送信号。
下面，说明在MIMO-OFDM方式(实施例1)、MIMO-OFDM-CDMA方式(实施例2)以及MIMO-单载波方式(实施例3)中应用本发明的例子，以及其它实施例(实施例4)。
实施例1
图6示出本发明的一实施例的接收机的概要图。本实施例中，采用了MIMO方式和OFDM方式。对于发送机，可以采用图4所示的结构。为了便于说明，采用如下结构的发送机：具有2个发送天线，从2个发送天线同时以同一频率发送2种发送信号x1，x2。图6所示的接收机具有多个(NA)天线元件602-1～NA、NA个保护间隔去除部(-GI)604-1～NA、第一信号分离部606-1、以及第二信号分离部606-2。第一和第二信号分离部606-1，2实质上具有相同的结构，所以将第一信号分离部606-1作为它们的代表进行说明。第一信号分离部606-1具有NA个权重乘法部608-1～NA、加法部610、快速傅立叶变换部(FFT)612、信道补偿部614、解调部616、以及权重控制部618。
NA个天线元件602-1～NA的相互位置关系确定为由NA个整体构成一个自适应阵列天线。实现自适应阵列天线的方式可以有很多，作为一个例子，举出相邻的天线元件以接收信号的半波长左右的距离排列而成的等间隔直线配置陈列天线。
保护间隔去除部(-GI)604-1～NA去除各天线元件所接收的信号中相当于保护间隔的信号部分。
第一信号分离部606-1进行与接收信号中包含的第一发送信号x1相关的信号处理。第二信号分离部606-2进行与接收信号中包含的第二发送信号x2相关的信号处理。如上所述，第一和第二信号分离部实质上具有相同的结构，所以将第一信号分离部606-1作为它们的代表进行说明。另外，需要注意的是信号处理部的数量可以根据发送信号的种类、即发送天线数量设定。
NA个权重乘法部608-1～NA与天线元件602-1～NA的各个天线相对应地设置，分别对各天线元件所接收的信号乘以权重或权重系数。
加法部610合成加权后的接收信号。
快速傅立叶变换部612对加权合成后的接收信号进行快速傅立叶变换，进行OFDM方式的解调。更准确地说，进行离散快速傅立叶变换(DFT：Discrete FFT)。由此，生成频域的接收信号，得到接收信号中的N个副载波成分。
信道补偿部614根据接收信号和已知信号求出信道推测值，对每个副载波修正接收信号，从而补偿传播路上导入的信号失真。
解调部616根据信道补偿后的接收信号，进行数据解调，将解调结果输出到解码部(未图示)。
权重控制部618根据来自各天线元件的信号和来自快速傅立叶变换部612的信号的一部分，计算一组权重系数w(1)＝(w1，…，wNA)，将这些权重系数提供给权重乘法部608-1～NA。与通常的自适应阵列天线的权重控制不同，本实施例中，确定权重系数，以便能够抑制来自快速傅立叶变换部612的输出的一部分、即接收信号中的某个副载波成分(图示的例子中，第p个副载波成分)。并且，第二信号分离部606-2内的权重控制部618’确定权重系数，以便能够抑制接收信号中的第q个(q≠p)的副载波成分。对于权重系数的确定方法等，在下面的动作说明中予以明确。
参照图7以及相关的附图，说明动作。从2个发送天线710，720分别发送不同的发送信号x1，x2。发送天线710，720设置成相互不相关，同时以同一频率发送第一和第二发送信号x1，x2。这一点与图4中说明的MIMO方式的发送机相同。图中，AAA是指图6的接收机的自适应阵列天线，用8个白圈表示多个天线元件。并且，图7中，还描绘了表示自适应阵列天线的指向性的2个曲线(对此将在后面叙述)。
但是，在OFDM方式的发送信号中，将数据映射到多个副载波上，对其进行快速傅立叶逆变换，从而进行OFDM方式的调制。各副载波相互相隔1个码元期间的倒数的倍数距离，维持相互正交的位置关系。因此，发送信号x1，x2在频率轴上具有图8上半部分所示的多个频率成分(副载波成分)。但是，像与发送信号x1相关的第p个副载波或与发送信号x2相关的第q个副载波那样，在部分副载波上并未映射到数据。设定这种不用于数据传送的副载波(又被称为“虚拟(virtual)副载波”。)是为了例如抑制DC偏移成分、或避免相邻的频带之间的干扰等。未用于数据传送的副载波的位置可以由通信标准决定，也可以由系统运营商决定，也可以根据其它观点决定。无论怎样，只要向发送侧和接收侧双方通知该副载波没有在数据传送中使用，能够以虚拟副载波的位置关系区分多个发送信号即可。
从其它发送天线710，720发送第一和第二发送信号x1，x2。在发送时刻，各信号分别具有图8上侧所示的频率特性。这些信号经由互不相同(至少一部分不同)的传播路到达接收机的自适应阵列天线602-1～NA，第一和第二发送信号x1，x2作为第一和第二接收信号y1，y2接收。第一接收信号y1是进行如下处理后得到的信号：以权重控制部618决定的权重系数w(1)对图6的自适应阵列天线接收的接收信号进行加权，利用加法部610进行相加。第二接收信号y2是进行如下处理后得到的信号：以权重控制部618’决定的权重系数w(2)对接收信号进行加权，利用加法部610进行相加。
如图8所示，第一发送信号x1的第p个副载波成分为零，所以可以期待第一接收信号y1的第p个副载波成分也为零。但是，接收第一接收信号y1时，也同时接收第二接收信号y2，主要由于该原因，有可能具有第一接收信号y1的第p个副载波成分不为零的信号成分。这样的信号成分为干扰成分，用图8下侧的接收信号y1的第p个副载波附近的虚线表示。第一接收信号y1中包含的频率成分，全部从图6的FFT部612的输出信号获得，将其中的与第p个副载波相关的信号成分提供给权重控制部618。权重控制部618计算与第p个副载波成分相关的评价函数或成本函数，并计算一组权重系数w(1)＝(w1，w2，…，wNA)，使得将该评价函数最小化，即第p个副载波成分为零。评价函数可以考虑各种函数形式，作为一个例子，可以采用如下的函数。
[数学式1]
此处，i是表示反复次数的参数，λ是例如采用0.995这样的值的遗忘因子，wH是将权重系数作为成分的向量的共轭转置向量，Rp是表示接收信号中的第p个副载波成分的量。对于权重系数的算法，可以利用递推最小二乘(RLS：Recursive Least Square)法、最小均方(LMS：Least Mean Square)等最小均方误差(MMSE：Minimum Mean Square Error)法及其它现有技术。只要在接收机侧已知发送信号和虚拟副载波(未映射数据的副载波)的对应关系，就能够根据与该虚拟副载波相关的知识，利用接收机计算出自适应阵列天线中使用的权重系数。
若利用权重乘法部608-1～NA将抑制第p个副载波成分的权重系数w(1)提供给各天线元件，则如图7所示，自适应阵列天线的指向性为将零位(null)朝向第二发送信号x2到来的方向。若充分抑制了第p个副载波成分，则根据第一接收信号y1解调的信号准确地表示第一发送信号x1。
同样地对于第二接收信号y2，也可以期待第q个副载波成分为零，但由于第一接收信号y1，会在第q个副载波成分上产生干扰成分。因此，从第二接收信号y2提取第q个副载波成分，将其提供给权重控制部618’，计算出能够抑制第q个副载波成分的一组权重系数w(2)。利用与第二接收信号相关的权重乘法部608-1～NA将这些权重系数提供给各天线元件时，自适应阵列天线的指向性将零位朝向第一发送信号x1的到来方向。若充分抑制了第q个副载波成分，则根据第二接收信号y2解调的信号准确地表示第二发送信号x2。
另外，对于1个发送信号，可以存在1个未用于数据传送的副载波，也可以存在多个。从多个发送天线发送的多个信号只要能够以虚拟副载波的位置关系相互区分即可。因此，1个发送信号中包含多个虚拟副载波时，在不同的发送信号之间，需要虚拟副载波的至少一部分不同。如上所述，虚拟副载波的位置可以进行多种设定。不仅可以将已作为未使用频率设定的频率用作虚拟副载波，还可以将可用于数据传送的副载波的一部分设定为虚拟副载波。该情况下，因新设置虚拟副载波而发生数据传送质量劣化，但只要这种劣化在可补偿程度的通信环境的恶化范畴内，就能够利用纠错及其它补偿技术补偿劣化。将已作为未使用频率设定的频率用作虚拟副载波时，变更滤波器的截止频率，从而也能够确保未使用频率。
在IEEE802.11a/g标准中，相同内容的2个连续的OFDM码元(方便起见，称为第一码元和第二码元。)作为前置码序列(preamble sequence)传送。在该标准中应用本实施例的情况下，(相同内容的)第一和第二码元上设定的虚拟副载波需要设定在互不相同的位置上。例如，第一码元中将第p个副载波设定为虚拟副载波，第二码元中将第q(q≠p)个设定为虚拟副载波。相反，若第一和第二码元的双方都将第p个设定为虚拟副载波，则与前置码序列相关的第p个副载波成分变得不明确。
本实施例在多输出型的发送装置中，为了区分第一天线和第二天线发出的无线波，在从第一天线和第二天线输出的多载波内设置不配置载波的频域，使得第一天线和第二天线中不配置载波的频域不同。不配置载波的频域通过缩小该频域的功率来实现，从接收侧来看，包括实质上没有载波的任意状态。
本实施例中，从发送侧发送2种发送信号，但发送信号的种类或发送天线数量不限于2个，可以使用任意的发送天线数量。但是，需要与发送天线数量对应的数量的信号分离部606，以及所有的发送信号能够在虚拟副载波的位置实现相互区别。
图9示出图6所示的接收机的变形例。图9中，需要注意的是，方便起见，仅描绘了与第一发送信号x1和第一接收信号y1相关的部分。图9和图6所示的接收机均对第一发送信号计算抑制接收信号中的第p个副载波成分的权重系数，从而实现将零位朝向第一发送信号以外的信号的到来方向的指向性。在图9的接收机中，与图6的接收机不同，对输入到加法部之前的信号实施快速傅立叶变换。
实施例2
图10是本发明的一实施例的接收机的部分框图。本实施例的接收机在将MIMO方式、OFDM方式以及码分多址(CDMA)方式组合的系统中使用。需要注意的是，方便起见，仅描绘了与第一发送信号x1和第一接收信号y1相关的部分。对于发送机，可以利用采用MIMO方式、OFDM方式以及CDMA方式的通常的发送机(未图示)。图10所示的接收机具有多个(NA个)天线元件1002-1～NA、NA个保护间隔去除部(-GI)1004-1～NA、NA个权重乘法部1008-1～NA、加法部1010、快速傅立叶变换部(FFT)1012、信道补偿部1014、副载波个数的乘法部1016，1018、合成部1020、并串转换部(P/S)1022、解调部1024、以及权重控制部1026。图示时，副载波个数的乘法部1016，1018全部用相同的参照符号表示。
NA个天线元件1002-1～NA的相互位置关系确定为由NA个整体构成一个自适应阵列天线。保护间隔去除部(-GI)1004-1～NA从各天线元件接收的信号中去除相当于保护间隔的信号部分。NA个权重乘法部1008-1～NA与天线元件1002-1～NA的各个天线相对应地设置，分别对各天线元件所接收的信号乘以权重或权重系数。加法部1010合成加权后的接收信号。
快速傅立叶变换部1012对加权合成后的接收信号进行快速傅立叶变换，进行OFDM方式的解调。由此，生成频域的接收信号，对N个副载波成分的每个副载波成分得到接收信号。信道补偿部1014求出信道推测值，对每个副载波修正接收信号，从而补偿传播路上导入的信号失真。副载波个数(N个)的乘法部1018对傅立叶变换后的信号乘以解扩码。合成部1020合成解扩后的预定个数的信号。并串转换部1022将合成后的并行信号进一步转换为串行信号。解调部1024进行数据解调，将解调结果输出到解码部(未图示)。
权重控制部1026根据来自各天线元件的信号和来自快速傅立叶变换部1012的信号的一部分(图示的例子中第p个副载波成分)，计算权重系数，将它们的权重系数提供给权重乘法部1008-1～NA。本实施例中，权重系数确定为能够抑制来自快速傅立叶变换部1012的输出的一部分、即接收信号中的某个副载波成分(图示的例子中为第p个副载波成分)。利用权重乘法部1008-1～NA将抑制第p个副载波成分的权重系数提供给各天线元件时，自适应阵列天线的指向性为零位朝向第一发送信号x1以外的信号到来的方向。只要充分抑制第p个副载波成分，则根据第一接收信号y1解调的信号可以准确地表示第一发送信号x1。
实施例3
第一和第二实施例中说明的例子使用了采用多载波方式的通信系统。多个副载波的一部分设定为虚拟副载波，抑制接收信号中的虚拟副载波的信号成分，从而将自适应阵列天线的权重调整成能够区分接收发送信号。因此，不进行任何修正，就不能将这种技术用于现有的单载波方式的通信系统。下面说明将本发明应用到单载波方式的MIMO方式的系统中的实施例。
图11是示出本发明的一实施例的发送机的部分框图。该发送机在MIMO方式中采用单载波方式。本实施例的发送机中，Nt个发送天线各自具有编码部1110、映射部1112、串并转换部(S/P)1113、快速傅立叶变换部(FFT)1102、虚拟副载波设定部1104、快速傅立叶逆变换部(IFFT)1106、并串转换部(P/S)1108、保护间隔附加部(GI)1114、数模转换部(D/A)1116、Nt个频率变换部(U/C)1118、以及发送天线1120。
快速傅立叶变换部1102对发送信号进行快速傅立叶变换，输出N个副载波成分。虚拟副载波设定部1104将N个副载波成分中作为虚拟副载波设定的副载波成分(例如第p个副载波成分)强制归零，并输出。对于虚拟副载波以外的副载波，不进行任何变更，直接输出。快速傅立叶逆变换部1106对输入的一组信号进行快速傅立叶逆变换，将它们返回到时间区域的信号。对于将哪个副载波设定为虚拟副载波，预先在发送机和接收机之间确定，或者由系统事先设定。
编码部1110-1～Nt进行卷积编码或纠错编码等适当的编码。映射部1112-1～Nt利用适当的调制方式将发送信号映射到星座图(constellation)上的适当信号点上。保护间隔附加部1114-1～Nt对信号附加保护间隔。数模转换部1116-1～Nt将数字信号转换为模拟信号。频率变换部1118-1～Nt将转换成模拟信号的信号转换为高频信号。发送天线1120-1～Nt将发送信号独立发送。
图12是本发明的一实施例的接收机的框图。本实施例中，对应图1的发送机，采用单载波的MIMO方式。需要注意的是，方便起见，仅描绘了与第一发送信号x1和第一接收信号y1相关的部分。本接收机具有多个(NA个)天线元件1202-1～NA、NA个带通滤波器部1204-1～NA、NA个频率变换部(D/C)1206-1～NA、NA个模数转换部(A/D)1208-1～NA、NA个保护间隔去除部(-GI)1210-1～NA、NA个权重乘法部1212-1～NA、加法部1214、串并转换部(S/P)1216、快速傅立叶变换部(FFT)1218、信道补偿部1220、副载波个数(N个)的乘法部1222、快速傅立叶逆变换部(IFFT)1224、并串转换部(P/S)1226、解调部1228、以及权重控制部1230。
NA个天线元件1202-1～NA的相互位置关系确定为由NA个整体形成一个自适应阵列天线。带通滤波器部1204-1～NA限定每个天线元件的信号频带。频率变换部1206-1～NA将高频信号变换为低频信号。模数转换部1208-1～NA将模拟信号转换为数字信号。保护间隔去除部(-GI)1210-1～NA从各天线元件接收的信号中去除相当于保护间隔的信号部分。权重乘法部1212-1～NA对各天线元件接收的信号分别乘以权重系数。加法部1214合成加权后的接收信号。
串并转换部1216将合成后的信号转换为N个并行信号。快速傅立叶变换部1218对接收信号进行快速傅立叶变换，输出接收信号中包含的N个副载波成分。信道补偿部1220求出信道推测值，对每个副载波修正接收信号，从而补偿传播路中导入的信号失真。快速傅立叶逆变换部1224对输入的信号组进行快速傅立叶逆变换，输出时间区域的信号组。并串转换部1226将该信号组转换成串行信号。解调部1228进行数据解调，将解调结果输出到解码部(未图示)。权重控制部1230根据来自各天线元件的信号和来自快速傅立叶变换部1218的信号的一部分，计算权重系数，将这些权重系数提供给权重乘法部1212-1～NA。在不进行频域均化的情况下，如虚线的信号线1232所示，省略信道补偿部1220、副载波个数(N个)的乘法部1222、快速傅立叶逆变换部(IFFT)1224、以及并串转换部(P/S)1226，将加法部1214的输出y1直接引导到解调部1228。这样，快速傅立叶变换部1218只要计算设定为虚拟副载波的副载波部分即可，与进行频域均化的情况相比，简略化。
本实施例中，权重系数也被确定为能够抑制来自快速傅立叶变换部1218的输出的一部分、即接收信号中的某个副载波成分(例如第p个副载波成分)。权重乘法部将这样的权重系数提供给各天线元件，所以自适应阵列天线的指向性为零位朝向第一发送信号x1以外的信号到来的方向。若充分抑制第p个副载波成分，则根据第一接收信号y1解调的信号准确地表示第一发送信号x1。这样，即使在单载波方式的通信系统中也能够应用本发明。但是，由于虚拟副载波设定部1104中导入的虚拟载波，有可能导致数据传送质量稍有劣化。因此，本实施例中，假设这种劣化控制在可进行补偿程度的通信环境恶化范畴内。
实施例4
实施例1至实施例3中，抑制接收信号中的部分副载波成分(例如对于第一发送信号为第p个副载波成分)，同时控制自适应阵列天线的指向性。本实施例中，计算出可以抑制某期间内接收的信号的所有的副载波成分的权重系数。
图13是示出为了进行这种动作的流程图的例子。方便起见，假设如图7所示，从2个发送天线710，720发送2种发送信号x1，x2。但是，与图7中说明的例子不同，第一和第二发送信号分别以不同的时隙发送。流程从步骤1302开始，进入步骤1304。
步骤1304中，从第二发送天线720发送第二发送信号x2。该情况下，不发送第一发送信号x1。
步骤1306中，接收机计算出权重系数w(1)，以抑制所有的接收信号。接收信号中仅包含第二发送信号x2。可以预测到，抑制该信号的指向性的图案为将零位朝向第二发送信号x2的到来方向的图案。因此，该权重系数w(1)用于之后抑制来自第二发送天线的信号、接收来自第一发送天线的信号的情况。
步骤1308中，从第一发送天线710发送出第一发送信号x1。该情况下，不发送第二发送信号。
步骤1310中，接收机计算出权重系数w(2)，以抑制所有的接收信号。接收信号中仅包含第一发送信号。可以预测到，抑制该信号的指向性的图案为使零位朝向第一发送信号x1的到来方向的图案，由与上述同样的理由得知。因此，该权重系数w(2)用于之后接收来自第二发送天线的信号的情况。
这样，计算出第一和第二权重系数，确定权重系数的流程进入步骤1312，结束。之后，可以利用这些权重系数，区分接收来自各发送天线的发送信号。
图14示出从3个发送天线发送3种发送信号x1，x2，x3的情况下确定3种权重系数w(1)，w(2)，w(3)用的流程图的一个例子。流程从步骤1402开始，进入步骤1404。
步骤1404之中，从第二、第三发送天线同时发送第二和第三发送信号x2，x3。该情况下，不发送第一发送信号x1。
步骤1406中，接收机计算出权重系数w(1)，以抑制所有的接收信号。接收信号中包含第二和第三发送信号。可以预测到，抑制该信号的指向性的图案如图15所示，为零位朝向第二和第三发送信号x2，x3的到来方向的图案。因此，该权重系数w(1)用于之后接收来自第一发送天线的信号x1的情况。
步骤1408之中，从第三、第一发送天线同时发送第三和第一发送信号x3，x1。该情况下，不发送第二发送信号x2。
步骤1410中，接收机计算出权重系数w(2)，以抑制所有的接收信号。根据与上述相同的理由，抑制包括第三和第一发送信号的接收信号的指向性的图案为零位朝向第三和第一发送信号x3，x1的到来方向的图案。因此，该权重系数w(2)用于之后接收来自第二发送天线的信号x2的情况。
步骤1412之中，从第一、第二发送天线同时发送第一和第二发送信号x1，x2。该情况下，不发送第三发送信号x3。
步骤1414中，接收机计算出权重系数w(3)，以抑制所有的接收信号。根据与上述相同的理由，抑制包括第一和第二发送信号的接收信号的指向性的图案为零位朝向第一和第二发送信号x1，x2的到来方向的图案。因此，该权重系数w(3)用于之后接收来自第三发送天线的信号x3。
这样，计算出第一、第二和第三权重系数，确定权重系数的流程进入步骤1416，结束。之后，可以利用这些权重系数，区分接收来自各发送天线的发送信号。
另外，本实施例中，依次求出用于接收第一、第二和第三发送信号的权重系数，但其确定顺序为任意的。
本发明的实施例中，使用了正交频分复用(OFDM)方式，但本发明不限于此。本发明中，载波频率配置的关系不必一定为正交，只要使用多载波即可。因此，频分复用(FDM)方式中也可以利用本发明。
本发明的实施例中，本发明是以在多输出型的发送装置上从多个天线输出不同信息的例子说明了区分无线波的结构。
对于MIMO方式，除了上述方式之外，还可以采用如下方式：通过对全部的天线加权来承载相同的信息，从而构成无线波束，使用不同的权重来反复，从而构成多个波束。
本发明还可以用于这些构成多个波束的方式。
图16示出具体例子。
图16中到对发送信号进行串并转换(S/P)402、附加保护间隔为止与图4相同，所以省略说明。
发送信号被附加了保护间隔之后，根据天线数量分支，进行与各个天线对应地加权的加权处理411-1～411-Nt。
加权处理411-1～411-Nt中加权的信号分别输入天线412-1～412-Nt。
天线412-1～412-Nt相互协作，构成无线波的波束413-1～413-Nt的波束。
进行这种结构的傅立叶逆变换时产生的副载波与图8的副载波的关系相同。即，X1～XNt分别为副载波不同的信道的功率实质上为零。
通过这样做，从多个天线412-1～412-Nt输出的波束413-1～413-Nt根据从411-1到411-Nt的加权将X1～XNt分别作为不同的波束进行发送。
本发明不限于特定的实施例，本领域的技术人员应该明白，可以对本发明进行各种改良、修改、变形等。
由此，不执行MIMO方式的接收机中所不进行的信号分离法，利用朝向各发送信号的到来方向的指向性，可以区分各个发送信号。通过活用与数据传送中未使用的副载波相关的知识，导出实现这种敏捷的指向性的权重系数。即，计算出能够抑制接收信号中包含的预定副载波成分的权重系数，此时的运算负担(与MIMO方式的信号分离相比)较轻。因此，能够减轻为了将包含从多个发送天线同时发送的多个发送信号的接收信号分离成各个发送信号所需的运算负担。
根据本发明的一方式，所述预定值实质上为零。由此，为使数据传送中未使用的副载波的信号成分为零，进行自适应控制，设定权重系数。
根据本发明的一方式，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是从多个发送天线同时以同一频率发送的信号。
根据本发明的一方式，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是利用正交频分复用(OFDM)方式调制的信号。并且，在该方式中，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是利用多载波码分多址(MC-CDMA)方式调制的信号。
本发明的一方式中的接收机中，权重系数抑制从某一发送天线以外的1个以上的发送天线在某一期间内发送且利用所述自适应阵列天线单元接收的信号，所述接收机使用该权重系数，接收从所述某一发送天线在其它期间内发送的信号。由此，能够将权重系数设定成发送信号不形成最大值而得到抑制，所以能够可靠且有效地设定与各发送天线对应的权重系数。
根据本发明的一方式，使用接收机，所述接收机接收从第一和第二发送天线分别发送的第一和第二发送信号。该接收机的特征在于，其包括：自适应阵列天线单元，其包括多个天线元件，所述多个天线元件接收第一副载波成分设定为预定值的所述第一发送信号和第二副载波成分设定为预定值的所述第二发送信号；权重控制单元，其分别计算出第一和第二权重系数，所述第一和第二权重系数分别抑制傅立叶变换后的接收信号中包含的所述第一和第二副载波成分；以及将所述第一和第二权重系数应用于所述自适应阵列天线单元，区分各个发送信号的单元。
根据本发明的一方式，设定为所述预定值的第一和第二副载波中的至少一方由2个以上的副载波构成。由此，相互区分多个发送信号的自由度增大。
根据本发明的一方式，所述自适应阵列天线单元所接收的信号是进行如下处理后得到的单载波信号：在发送侧实施傅立叶变换，将所述第一和第二副载波成分设定为预定值，进行傅立叶逆变换后进行无线发送。由此，即使在单载波方式的通信系统中也能够应用本发明。
根据本发明的一方式，分别接收以不同的时隙分别发送的所述第一和第二发送信号。并且，使用权重系数接收所述第二发送信号，所述权重系数抑制所接收的所述第一发送信号。
下面，说明在MIMO-OFDM方式(实施例1)、MIMO-OFDM-CDMA方式(实施例2)以及MIMO-单载波方式(实施例3)中应用本发明的例子，以及其它实施例(实施例4)。
实施例1
图6示出本发明的一实施例的接收机的概要图。本实施例中，采用了MIMO方式和OFDM方式。对于发送机，可以采用图4所示的结构。为了便于说明，采用如下结构的发送机：具有2个发送天线，从2个发送天线同时以同一频率发送2种发送信号x1，x2。图6所示的接收机具有多个(NA)天线元件602-1～NA、NA个保护间隔去除部(-GI)604-1～NA、第一信号分离部606-1、以及第二信号分离部606-2。第一和第二信号分离部606-1，2实质上具有相同的结构，所以将第一信号分离部606-1作为它们的代表进行说明。第一信号分离部606-1具有NA个权重乘法部608-1～NA、加法部610、快速傅立叶变换部(FFT)612、信道补偿部614、解调部616、以及权重控制部618。
NA个天线元件602-1～NA的相互位置关系确定为由NA个整体构成一个自适应阵列天线。实现自适应阵列天线的方式可以有很多，作为一个例子，举出相邻的天线元件以接收信号的半波长左右的距离排列而成的等间隔直线配置陈列天线。
保护间隔去除部(-GI)604-1～NA去除各天线元件所接收的信号中相当于保护间隔的信号部分。
第一信号分离部606-1进行与接收信号中包含的第一发送信号x1相关的信号处理。第二信号分离部606-2进行与接收信号中包含的第二发送信号x2相关的信号处理。如上所述，第一和第二信号分离部实质上具有相同的结构，所以将第一信号分离部606-1作为它们的代表进行说明。另外，需要注意的是信号处理部的数量可以根据发送信号的种类、即发送天线数量设定。
NA个权重乘法部608-1～NA与天线元件602-1～NA的各个天线相对应地设置，分别对各天线元件所接收的信号乘以权重或权重系数。
加法部610合成加权后的接收信号。
快速傅立叶变换部612对加权合成后的接收信号进行快速傅立叶变换，进行OFDM方式的解调。更准确地说，进行离散快速傅立叶变换(DFT：Discrete FFT)。由此，生成频域的接收信号，得到接收信号中的N个副载波成分。
信道补偿部614根据接收信号和已知信号求出信道推测值，对每个副载波修正接收信号，从而补偿传播路上导入的信号失真。
解调部616根据信道补偿后的接收信号，进行数据解调，将解调结果输出到解码部(未图示)。
权重控制部618根据来自各天线元件的信号和来自快速傅立叶变换部612的信号的一部分，计算一组权重系数w(1)＝(w1，…，wNA)，将这些权重系数提供给权重乘法部608-1～NA。与通常的自适应阵列天线的权重控制不同，本实施例中，确定权重系数，以便能够抑制来自快速傅立叶变换部612的输出的一部分、即接收信号中的某个副载波成分(图示的例子中，第p个副载波成分)。并且，第二信号分离部606-2内的权重控制部618’确定权重系数，以便能够抑制接收信号中的第q个(q≠p)的副载波成分。对于权重系数的确定方法等，在下面的动作说明中予以明确。
参照图7以及相关的附图，说明动作。从2个发送天线710，720分别发送不同的发送信号x1，x2。发送天线710，720设置成相互不相关，同时以同一频率发送第一和第二发送信号x1，x2。这一点与图4中说明的MIMO方式的发送机相同。图中，AAA是指图6的接收机的自适应阵列天线，用8个白圈表示多个天线元件。并且，图7中，还描绘了表示自适应阵列天线的指向性的2个曲线(对此将在后面叙述)。
但是，在OFDM方式的发送信号中，将数据映射到多个副载波上，对其进行快速傅立叶逆变换，从而进行OFDM方式的调制。各副载波相互相隔1个码元期间的倒数的倍数距离，维持相互正交的位置关系。因此，发送信号x1，x2在频率轴上具有图8上半部分所示的多个频率成分(副载波成分)。但是，像与发送信号x1相关的第p个副载波或与发送信号x2相关的第q个副载波那样，在部分副载波上并未映射到数据。设定这种不用于数据传送的副载波(又被称为“虚拟(virtual)副载波”。)是为了例如抑制DC偏移成分、或避免相邻的频带之间的干扰等。未用于数据传送的副载波的位置可以由通信标准决定，也可以由系统运营商决定，也可以根据其它观点决定。无论怎样，只要向发送侧和接收侧双方通知该副载波没有在数据传送中使用，能够以虚拟副载波的位置关系区分多个发送信号即可。
从其它发送天线710，720发送第一和第二发送信号x1，x2。在发送时刻，各信号分别具有图8上侧所示的频率特性。这些信号经由互不相同(至少一部分不同)的传播路到达接收机的自适应阵列天线602-1～NA，第一和第二发送信号x1，x2作为第一和第二接收信号y1，y2接收。第一接收信号y1是进行如下处理后得到的信号：以权重控制部618决定的权重系数w(1)对图6的自适应阵列天线接收的接收信号进行加权，利用加法部610进行相加。第二接收信号y2是进行如下处理后得到的信号：以权重控制部618’决定的权重系数w(2)对接收信号进行加权，利用加法部610进行相加。
如图8所示，第一发送信号x1的第p个副载波成分为零，所以可以期待第一接收信号y1的第p个副载波成分也为零。但是，接收第一接收信号y1时，也同时接收第二接收信号y2，主要由于该原因，有可能具有第一接收信号y1的第p个副载波成分不为零的信号成分。这样的信号成分为干扰成分，用图8下侧的接收信号y1的第p个副载波附近的虚线表示。第一接收信号y1中包含的频率成分，全部从图6的FFT部612的输出信号获得，将其中的与第p个副载波相关的信号成分提供给权重控制部618。权重控制部618计算与第p个副载波成分相关的评价函数或成本函数，并计算一组权重系数w(1)＝(w1，w2，…，wNA)，使得将该评价函数最小化，即第p个副载波成分为零。评价函数可以考虑各种函数形式，作为一个例子，可以采用如下的函数。
[数学式1]
此处，i是表示反复次数的参数，λ是例如采用0.995这样的值的遗忘因子，wH是将权重系数作为成分的向量的共轭转置向量，Rp是表示接收信号中的第p个副载波成分的量。对于权重系数的算法，可以利用递推最小二乘(RLS：Recursive Least Square)法、最小均方(LMS：Least Mean Square)等最小均方误差(MMSE：Minimum Mean Square Error)法及其它现有技术。只要在接收机侧已知发送信号和虚拟副载波(未映射数据的副载波)的对应关系，就能够根据与该虚拟副载波相关的知识，利用接收机计算出自适应阵列天线中使用的权重系数。
若利用权重乘法部608-1～NA将抑制第p个副载波成分的权重系数w(1)提供给各天线元件，则如图7所示，自适应阵列天线的指向性为将零位(null)朝向第二发送信号x2到来的方向。若充分抑制了第p个副载波成分，则根据第一接收信号y1解调的信号准确地表示第一发送信号x1。
同样地对于第二接收信号y2，也可以期待第q个副载波成分为零，但由于第一接收信号y1，会在第q个副载波成分上产生干扰成分。因此，从第二接收信号y2提取第q个副载波成分，将其提供给权重控制部618’，计算出能够抑制第q个副载波成分的一组权重系数w(2)。利用与第二接收信号相关的权重乘法部608-1～NA将这些权重系数提供给各天线元件时，自适应阵列天线的指向性将零位朝向第一发送信号x1的到来方向。若充分抑制了第q个副载波成分，则根据第二接收信号y2解调的信号准确地表示第二发送信号x2。
另外，对于1个发送信号，可以存在1个未用于数据传送的副载波，也可以存在多个。从多个发送天线发送的多个信号只要能够以虚拟副载波的位置关系相互区分即可。因此，1个发送信号中包含多个虚拟副载波时，在不同的发送信号之间，需要虚拟副载波的至少一部分不同。如上所述，虚拟副载波的位置可以进行多种设定。不仅可以将已作为未使用频率设定的频率用作虚拟副载波，还可以将可用于数据传送的副载波的一部分设定为虚拟副载波。该情况下，因新设置虚拟副载波而发生数据传送质量劣化，但只要这种劣化在可补偿程度的通信环境的恶化范畴内，就能够利用纠错及其它补偿技术补偿劣化。将已作为未使用频率设定的频率用作虚拟副载波时，变更滤波器的截止频率，从而也能够确保未使用频率。
在IEEE802.11a/g标准中，相同内容的2个连续的OFDM码元(方便起见，称为第一码元和第二码元。)作为前置码序列(preamble sequence)传送。在该标准中应用本实施例的情况下，(相同内容的)第一和第二码元上设定的虚拟副载波需要设定在互不相同的位置上。例如，第一码元中将第p个副载波设定为虚拟副载波，第二码元中将第q(q≠p)个设定为虚拟副载波。相反，若第一和第二码元的双方都将第p个设定为虚拟副载波，则与前置码序列相关的第p个副载波成分变得不明确。
本实施例在多输出型的发送装置中，为了区分第一天线和第二天线发出的无线波，在从第一天线和第二天线输出的多载波内设置不配置载波的频域，使得第一天线和第二天线中不配置载波的频域不同。不配置载波的频域通过缩小该频域的功率来实现，从接收侧来看，包括实质上没有载波的任意状态。
本实施例中，从发送侧发送2种发送信号，但发送信号的种类或发送天线数量不限于2个，可以使用任意的发送天线数量。但是，需要与发送天线数量对应的数量的信号分离部606，以及所有的发送信号能够在虚拟副载波的位置实现相互区别。
图9示出图6所示的接收机的变形例。图9中，需要注意的是，方便起见，仅描绘了与第一发送信号x1和第一接收信号y1相关的部分。图9和图6所示的接收机均对第一发送信号计算抑制接收信号中的第p个副载波成分的权重系数，从而实现将零位朝向第一发送信号以外的信号的到来方向的指向性。在图9的接收机中，与图6的接收机不同，对输入到加法部之前的信号实施快速傅立叶变换。
实施例2
图10是本发明的一实施例的接收机的部分框图。本实施例的接收机在将MIMO方式、OFDM方式以及码分多址(CDMA)方式组合的系统中使用。需要注意的是，方便起见，仅描绘了与第一发送信号x1和第一接收信号y1相关的部分。对于发送机，可以利用采用MIMO方式、OFDM方式以及CDMA方式的通常的发送机(未图示)。图10所示的接收机具有多个(NA个)天线元件1002-1～NA、NA个保护间隔去除部(-GI)1004-1～NA、NA个权重乘法部1008-1～NA、加法部1010、快速傅立叶变换部(FFT)1012、信道补偿部1014、副载波个数的乘法部1016，1018、合成部1020、并串转换部(P/S)1022、解调部1024、以及权重控制部1026。图示时，副载波个数的乘法部1016，1018全部用相同的参照符号表示。
NA个天线元件1002-1～NA的相互位置关系确定为由NA个整体构成一个自适应阵列天线。保护间隔去除部(-GI)1004-1～NA从各天线元件接收的信号中去除相当于保护间隔的信号部分。NA个权重乘法部1008-1～NA与天线元件1002-1～NA的各个天线相对应地设置，分别对各天线元件所接收的信号乘以权重或权重系数。加法部1010合成加权后的接收信号。
快速傅立叶变换部1012对加权合成后的接收信号进行快速傅立叶变换，进行OFDM方式的解调。由此，生成频域的接收信号，对N个副载波成分的每个副载波成分得到接收信号。信道补偿部1014求出信道推测值，对每个副载波修正接收信号，从而补偿传播路上导入的信号失真。副载波个数(N个)的乘法部1018对傅立叶变换后的信号乘以解扩码。合成部1020合成解扩后的预定个数的信号。并串转换部1022将合成后的并行信号进一步转换为串行信号。解调部1024进行数据解调，将解调结果输出到解码部(未图示)。
权重控制部1026根据来自各天线元件的信号和来自快速傅立叶变换部1012的信号的一部分(图示的例子中第p个副载波成分)，计算权重系数，将它们的权重系数提供给权重乘法部1008-1～NA。本实施例中，权重系数确定为能够抑制来自快速傅立叶变换部1012的输出的一部分、即接收信号中的某个副载波成分(图示的例子中为第p个副载波成分)。利用权重乘法部1008-1～NA将抑制第p个副载波成分的权重系数提供给各天线元件时，自适应阵列天线的指向性为零位朝向第一发送信号x1以外的信号到来的方向。只要充分抑制第p个副载波成分，则根据第一接收信号y1解调的信号可以准确地表示第一发送信号x1。
实施例3
第一和第二实施例中说明的例子使用了采用多载波方式的通信系统。多个副载波的一部分设定为虚拟副载波，抑制接收信号中的虚拟副载波的信号成分，从而将自适应阵列天线的权重调整成能够区分接收发送信号。因此，不进行任何修正，就不能将这种技术用于现有的单载波方式的通信系统。下面说明将本发明应用到单载波方式的MIMO方式的系统中的实施例。
图11是示出本发明的一实施例的发送机的部分框图。该发送机在MIMO方式中采用单载波方式。本实施例的发送机中，Nt个发送天线各自具有编码部1110、映射部1112、串并转换部(S/P)1113、快速傅立叶变换部(FFT)1102、虚拟副载波设定部1104、快速傅立叶逆变换部(IFFT)1106、并串转换部(P/S)1108、保护间隔附加部(GI)1114、数模转换部(D/A)1116、Nt个频率变换部(U/C)1118、以及发送天线1120。
快速傅立叶变换部1102对发送信号进行快速傅立叶变换，输出N个副载波成分。虚拟副载波设定部1104将N个副载波成分中作为虚拟副载波设定的副载波成分(例如第p个副载波成分)强制归零，并输出。对于虚拟副载波以外的副载波，不进行任何变更，直接输出。快速傅立叶逆变换部1106对输入的一组信号进行快速傅立叶逆变换，将它们返回到时间区域的信号。对于将哪个副载波设定为虚拟副载波，预先在发送机和接收机之间确定，或者由系统事先设定。
编码部1110-1～Nt进行卷积编码或纠错编码等适当的编码。映射部1112-1～Nt利用适当的调制方式将发送信号映射到星座图(constellation)上的适当信号点上。保护间隔附加部1114-1～Nt对信号附加保护间隔。数模转换部1116-1～Nt将数字信号转换为模拟信号。频率变换部1118-1～Nt将转换成模拟信号的信号转换为高频信号。发送天线1120-1～Nt将发送信号独立发送。
图12是本发明的一实施例的接收机的框图。本实施例中，对应图1的发送机，采用单载波的MIMO方式。需要注意的是，方便起见，仅描绘了与第一发送信号x1和第一接收信号y1相关的部分。本接收机具有多个(NA个)天线元件1202-1～NA、NA个带通滤波器部1204-1～NA、NA个频率变换部(D/C)1206-1～NA、NA个模数转换部(A/D)1208-1～NA、NA个保护间隔去除部(-GI)1210-1～NA、NA个权重乘法部1212-1～NA、加法部1214、串并转换部(S/P)1216、快速傅立叶变换部(FFT)1218、信道补偿部1220、副载波个数(N个)的乘法部1222、快速傅立叶逆变换部(IFFT)1224、并串转换部(P/S)1226、解调部1228、以及权重控制部1230。
NA个天线元件1202-1～NA的相互位置关系确定为由NA个整体形成一个自适应阵列天线。带通滤波器部1204-1～NA限定每个天线元件的信号频带。频率变换部1206-1～NA将高频信号变换为低频信号。模数转换部1208-1～NA将模拟信号转换为数字信号。保护间隔去除部(-GI)1210-1～NA从各天线元件接收的信号中去除相当于保护间隔的信号部分。权重乘法部1212-1～NA对各天线元件接收的信号分别乘以权重系数。加法部1214合成加权后的接收信号。
串并转换部1216将合成后的信号转换为N个并行信号。快速傅立叶变换部1218对接收信号进行快速傅立叶变换，输出接收信号中包含的N个副载波成分。信道补偿部1220求出信道推测值，对每个副载波修正接收信号，从而补偿传播路中导入的信号失真。快速傅立叶逆变换部1224对输入的信号组进行快速傅立叶逆变换，输出时间区域的信号组。并串转换部1226将该信号组转换成串行信号。解调部1228进行数据解调，将解调结果输出到解码部(未图示)。权重控制部1230根据来自各天线元件的信号和来自快速傅立叶变换部1218的信号的一部分，计算权重系数，将这些权重系数提供给权重乘法部1212-1～NA。在不进行频域均化的情况下，如虚线的信号线1232所示，省略信道补偿部1220、副载波个数(N个)的乘法部1222、快速傅立叶逆变换部(IFFT)1224、以及并串转换部(P/S)1226，将加法部1214的输出y1直接引导到解调部1228。这样，快速傅立叶变换部1218只要计算设定为虚拟副载波的副载波部分即可，与进行频域均化的情况相比，简略化。
本实施例中，权重系数也被确定为能够抑制来自快速傅立叶变换部1218的输出的一部分、即接收信号中的某个副载波成分(例如第p个副载波成分)。权重乘法部将这样的权重系数提供给各天线元件，所以自适应阵列天线的指向性为零位朝向第一发送信号x1以外的信号到来的方向。若充分抑制第p个副载波成分，则根据第一接收信号y1解调的信号准确地表示第一发送信号x1。这样，即使在单载波方式的通信系统中也能够应用本发明。但是，由于虚拟副载波设定部1104中导入的虚拟载波，有可能导致数据传送质量稍有劣化。因此，本实施例中，假设这种劣化控制在可进行补偿程度的通信环境恶化范畴内。
实施例4
实施例1至实施例3中，抑制接收信号中的部分副载波成分(例如对于第一发送信号为第p个副载波成分)，同时控制自适应阵列天线的指向性。本实施例中，计算出可以抑制某期间内接收的信号的所有的副载波成分的权重系数。
图13是示出为了进行这种动作的流程图的例子。方便起见，假设如图7所示，从2个发送天线710，720发送2种发送信号x1，x2。但是，与图7中说明的例子不同，第一和第二发送信号分别以不同的时隙发送。流程从步骤1302开始，进入步骤1304。
步骤1304中，从第二发送天线720发送第二发送信号x2。该情况下，不发送第一发送信号x1。
步骤1306中，接收机计算出权重系数w(1)，以抑制所有的接收信号。接收信号中仅包含第二发送信号x2。可以预测到，抑制该信号的指向性的图案为将零位朝向第二发送信号x2的到来方向的图案。因此，该权重系数w(1)用于之后抑制来自第二发送天线的信号、接收来自第一发送天线的信号的情况。
步骤1308中，从第一发送天线710发送出第一发送信号x1。该情况下，不发送第二发送信号。
步骤1310中，接收机计算出权重系数w(2)，以抑制所有的接收信号。接收信号中仅包含第一发送信号。可以预测到，抑制该信号的指向性的图案为使零位朝向第一发送信号x1的到来方向的图案，由与上述同样的理由得知。因此，该权重系数w(2)用于之后接收来自第二发送天线的信号的情况。
这样，计算出第一和第二权重系数，确定权重系数的流程进入步骤1312，结束。之后，可以利用这些权重系数，区分接收来自各发送天线的发送信号。
图14示出从3个发送天线发送3种发送信号x1，x2，x3的情况下确定3种权重系数w(1)，w(2)，w(3)用的流程图的一个例子。流程从步骤1402开始，进入步骤1404。
步骤1404之中，从第二、第三发送天线同时发送第二和第三发送信号x2，x3。该情况下，不发送第一发送信号x1。
步骤1406中，接收机计算出权重系数w(1)，以抑制所有的接收信号。接收信号中包含第二和第三发送信号。可以预测到，抑制该信号的指向性的图案如图15所示，为零位朝向第二和第三发送信号x2，x3的到来方向的图案。因此，该权重系数w(1)用于之后接收来自第一发送天线的信号x1的情况。
步骤1408之中，从第三、第一发送天线同时发送第三和第一发送信号x3，x1。该情况下，不发送第二发送信号x2。
步骤1410中，接收机计算出权重系数w(2)，以抑制所有的接收信号。根据与上述相同的理由，抑制包括第三和第一发送信号的接收信号的指向性的图案为零位朝向第三和第一发送信号x3，x1的到来方向的图案。因此，该权重系数w(2)用于之后接收来自第二发送天线的信号x2的情况。
步骤1412之中，从第一、第二发送天线同时发送第一和第二发送信号x1，x2。该情况下，不发送第三发送信号x3。
步骤1414中，接收机计算出权重系数w(3)，以抑制所有的接收信号。根据与上述相同的理由，抑制包括第一和第二发送信号的接收信号的指向性的图案为零位朝向第一和第二发送信号x1，x2的到来方向的图案。因此，该权重系数w(3)用于之后接收来自第三发送天线的信号x3。
这样，计算出第一、第二和第三权重系数，确定权重系数的流程进入步骤1416，结束。之后，可以利用这些权重系数，区分接收来自各发送天线的发送信号。
另外，本实施例中，依次求出用于接收第一、第二和第三发送信号的权重系数，但其确定顺序为任意的。
本发明的实施例中，使用了正交频分复用(OFDM)方式，但本发明不限于此。本发明中，载波频率配置的关系不必一定为正交，只要使用多载波即可。因此，频分复用(FDM)方式中也可以利用本发明。
本发明的实施例中，本发明是以在多输出型的发送装置上从多个天线输出不同信息的例子说明了区分无线波的结构。
对于MIMO方式，除了上述方式之外，还可以采用如下方式：通过对全部的天线加权来承载相同的信息，从而构成无线波束，使用不同的权重来反复，从而构成多个波束。
本发明还可以用于这些构成多个波束的方式。
图16示出具体例子。
图16中到对发送信号进行串并转换(S/P)402、附加保护间隔为止与图4相同，所以省略说明。
发送信号被附加了保护间隔之后，根据天线数量分支，进行与各个天线对应地加权的加权处理411-1～411-Nt。
加权处理411-1～411-Nt中加权的信号分别输入天线412-1～412-Nt。
天线412-1～412-Nt相互协作，构成无线波的波束413-1～413-Nt的波束。
进行这种结构的傅立叶逆变换时产生的副载波与图8的副载波的关系相同。即，X1～XNt分别为副载波不同的信道的功率实质上为零。
通过这样做，从多个天线412-1～412-Nt输出的波束413-1～413-Nt根据从411-1到411-Nt的加权将X1～XNt分别作为不同的波束进行发送。
本发明不限于特定的实施例，本领域的技术人员应该明白，可以对本发明进行各种改良、修改、变形等。