在我们早先授权的专利——美国专利6850183中，我们描述了一种 基于干涉雷达测量法的坡面监测(slope monitoring)系统。该雷达采用 了机械扫描碟形天线以获得方位角和仰角的覆盖。在我们早先的专利中 描述的雷达使用了0.92m直径的抛物线碟形天线，该抛物线碟形天线被 安装在坚固的三脚架上且被用于方位角和仰角移动的分离的电机和齿轮 控制。
已经发现这种机械扫描碟形天线是机械不稳定的来源，所以需要替 换的系统。此外，机械扫描设备需要发动机提供大的功率，因而增加了 雷达的尺寸和成本。因为对用于坡面监测应用的机械扫描碟形天线的尺 寸存在实际限制，所以对于长距离应用或较高分辨率的应用，需要替代 物。
对于声学应用，具有圆形和椭圆形边界阵列的合成孔径成像已经被 Kozick[Coarray Synthesis with Circular and Elliptical Boundary Arrays； IEEE Trans.Image Processing；Vol 1 No 3 Jul 1992]以及Norton[Synthetic Aperture Imaging with Arrays of Arbitrary Shape-Part II：The Annular Array； IEEE Trans.Ultrasonics，Ferroelectrics and Frequency Control；Vol 49 No 4 Apr 2002]分析。Kozick和Norton都参考了Norton早先的论文[Acoustic Holography with an Annular Aperture；J.Acoustic.Soc.Am.Vol 71 No 5May 1982]。还引用了Milder& Wells的早先论文[Acoustic Holography with Crossed Linear Arrays；IBM J.Res.Develop.Sep 1970]，该文献描述了接收 器和发射器元件的正交线性阵列的优点。
尽管不能直接应用于雷达情形，这些文章中的理论分析为考虑将环 形阵列(perimeter array)作为碟形天线的备选方案提供了有用的背景。

本发明的一个目的是提供一种用于合成孔径雷达的环形天线阵列。
其他的目的将从下面的描述中显现。
在一种形式中，尽管不需要是唯一或确实的广播形式，本发明存在 于用于合成孔径雷达的环形天线阵列中，其包括：
雷达发射器元件的至少一个线性阵列；
雷达接收器元件的至少一个线性阵列，其与所述发射器元件的线性 阵列正交；
一个或多个发射器开关，用于切换到所述雷达发射器元件的选择组 合(selection)的信号；
一个或多个接收器开关，用于切换来自所述雷达接收器元件的选择 组合的接收信号；
一个或多个处理器，用于处理所述接收的信号以合成距离所述发射 器元件和接收器元件的对(pair)等距离的虚拟元件。
合适地，环形天线阵列属于雷达的一部分，且一个或多个处理器还 分析与所述虚拟元件相关的信号以产生雷达图像。
优选地，每个线性阵列中的元件是等间距的，但是发射器元件之间 的间隔可以不同于接收器元件之间的间隔。
优选地，振子天线(element antenna)的辐射图与所需的雷达扫描角 相匹配。
天线振子(antenna element)之间的间隔以与传统相控阵列雷达相似 的方式被适当地选择，从而最小化横穿(across)雷达的视场的栅瓣 (grating lobe)。

为帮助理解本发明，将参考下面的附图描述优选实施例，其中：
图1是用于合成孔径雷达的环形天线阵列的示意描述；
图2示出了虚拟元件的产生；
图3是基于图1的大型环形天线阵列的示意图，并示出了信道和核 心电子电路；
图4更详细地示出了图3的电子电路的一部分；
图5详细地示出了接收器信道电子电路的一个实施例；
图6详细地示出了发射器信道电子电路的一个实施例；
图7示意地示出了核心电子电路的一个实施例；
图8是采用环形天线阵列的合成孔径雷达的操作步骤的流程图；
图9示出了在频带上频率步进的方案；
图10示出了雷达的校准安排；
图11示出了环形天线阵列的可选实施例的电子电路的一部分；以及
图12示出了使用图11的环形天线阵列拍摄的雷达图像。

在描述本发明的不同实施例中，相同的参考数字用于描述相似的特 征。
在图1中示意性地示出了用于合成孔径雷达的环形阵列天线的第一 实施例。天线由若干接收器元件Rx和发射器元件Tx构成。图1的特定 实施例沿着顶边2和底边3采用发射器元件且沿着右边4和左边5采用 接收器元件。对距离高达几百米(标称上约650m)有用的典型的小型可 缩放阵列将具有0.9m×0.7m的尺寸，且将在顶边2和底边3的每个边上 具有55个发射器元件以及在右边4和左边5的每个边上具有32个接收 器元件。阵列中元件的精确数目将取决于诸如物理尺寸、制造考虑以及 信噪比之类的诸多因素。
示出的实施例在水平边上具有发射器元件且在垂直边上具有接收器 元件，但是，除了接收器电子电路一般比发射器电子电路更昂贵之外， 这种构造并没有特殊的原因。在参考图11所描述的可选实施例中，发射 器电子电路更加昂贵，所以发射器电子电路被布置在垂直边上而接收器 元件被布置在水平边上。实际上，收发器元件(能够接收和发射)能够 用在每个位置。应当意识到，矩形的环形阵列的优点是它允许发射器元 件与接收器元件的分离，发射器元件位于一对平行边上而接收器元件位 于另一对平行边上。使用圆形或椭圆形环形阵列，每个元件都是发射器 和接收器或者发射器元件必须与接收器元件交错布置。
通过在一个元件上发射并且在另一元件上接收，在每个元件之间等 间距地合成虚拟元件。通过在每个元件对上进行发射和接收，仅从环形 真实元件合成虚拟连续孔径。试图在图1的天线中显示所有虚拟元件是 不切实际的。为便于描述，参考图2所示的简化的天线。
图2示出了小环形阵列雷达，其在顶部和底部具有三个发射元件且 在左边和右边具有两个接收元件。所有的发射元件和所有的接收元件具 有唯一的下标。每个虚拟元件位于发射元件和接收元件之间的半程(half way)处。每个虚拟元件具有两个下标字符；第一字符识别相关的发射 元件且第二字符识别相关的接收元件。因而V1B位于T1和RB的半程处。
在任意给定时间，两个发射元件将进行工作；来自于顶部的一个和 来自于底部的一个。类似地，在任意给定时间，两个接收元件将进行工 作；来自于顶部的一个和来自于底部的一个。
考虑正在使用T1和TA的情况。在每个元件上重复地发射相同PN(伪 噪声)码的时移版本(在载波发射频率在双相调制器上叠加PN码)。例 如，考虑15比特长的PN码。
T1码序列：111010110010001
TA码序列：001000111101011
注意，与T1的序列相比，TA的序列提前8个时钟周期。
考虑活动的接收器中的一个；它将从两个发射器接收返回的雷达能 量。当接收的能量被适当地压缩时，将存在两个峰值，一个由T1导致且 另一个由TA导致。这两个峰值被两个代码之间的时移分离。因而为获得 整个雷达的明确的时间延迟t，代码序列必须是期间2*t这么长。明确的 时延t来自于发射信号的重复期间。因为在上述示例中有效地存在两个 雷达，明确的时延是发射信号的重复期间的一半。相对的距离分辨率为 1/(带宽)。
最初，当在T1和TA上发射时，R1和RA将接收。因为在上述段落中 解释的T1和TA上的代码之间的时移，所以能够解离来自于两个发射器 的能量。因此，例如可以识别来自T1的在RA处接收的能量。这使用虚 拟元件V1A识别。对V11、VA1和VAA重复该处理。
该处理过程被重复，不过转而在元件R2和RB上接收信号。这产生 了对于V1B、V12、VA2和VAB的结果。
一旦已经为发射对T1和TA在所有接收器上收集了足够的数据，使 用对T2和TB。当在使用这些发射元件时，首先使用接收对R1和RA且然 后使用接收对R2和RB。所有这些产生了对于另外的8个虚拟元件的结 果。
通过使用最后的发射对T3和TC获得最后的8个虚拟元件。一旦为 所有虚拟元件收集了数据，在偏置载波频率重复整个处理。这扩宽了存 在捕获的数据的带宽；且因而增加了距离分辨率。
另一方法是使用重复采样的、带宽受限的伪随机码，该伪随机码在 与载波结合并直接应用于每个元件之前经过数字—模拟转换器。这种方 法允许一次捕获整个带宽。稍后将结合信道和核心电子电路进一步讨论 这种方法。
来自所有虚拟元件的数据一起形成了合成相控阵列。在常规相控阵 列处理之前，向虚拟元件应用小的相位校正，从而校正由良好分离的发 射和接收元件之间半程处的某些虚拟元件以及紧密布置的发射和接收元 件之间的半程处的其他虚拟元件导致的相位误差。
3D变换(类似于3D-FFT)被应用于来自于虚拟元件的数据以获得 图像目标的距离、方位角以及仰角数据。在变换之前，可以向虚拟元件 应用幅度加权以控制射束旁瓣。类似地，可以例如应用相位加权以聚焦 光束在近场。意识到矩形的环形阵列允许计算高效的处理从而将每个虚 拟元件的频率数据变换成具有距离、方位角以及仰角的轴的3D体素， 是十分重要的。圆形或椭圆形的环形阵列不遵循这种计算高效的变换。
此外，通过控制每个元件上的相位和幅度加权，虚拟孔径能够被抽 象为在方位角和仰角中被扫描。当环形阵列保持静止时，容易获得方位 角+/-60度以及仰角+/-30度的视场。实际上，雷达并不在普通的机械意 义或常规相控阵列的电子电路意义中被扫描。而是，来自3D变换的数 据包含方位角和仰角的所有有效组合。在信号处理过程中应用的相位加 权校正了从间距近的真实元件形成的合成元件与从良好分离的真实元件 形成的合成元件相比的略微不同的相位。相位加权还校正了元件、电子 电路以及电缆中的相位误差。相位加权还能够允许合成孔径环形阵列雷 达的短距聚焦。幅度加权能够校正电子电路中的误差。幅度加权和相位 加权一起能够优化在分辨率和选择最期望的旁瓣电平之间的折衷。
为获得仰角±30°度和方位角±60°度的环形阵列雷达的视场，单 独天线的辐射图的3dB点应该优选地位于仰角±30°和方位角±60° 处。如果元件的辐射图比它窄，将在视场的限制范围内具有很差的返回 结果。如果元件的辐射图比它宽，信噪比将较差。
图1所示的小环形阵列只用于短距的小型设施。图3示出了具有控 制电子电路(electronics)的较大的阵列。用于大设施的典型的环形天线 阵列将在顶部和底部具有165个发射器元件且在每边具有96个接收器阵 列。每个线性阵列由若干子阵列构建并因而建立在图1所示的小型阵列 的基础上。很明显，该大型阵列在每个边上使用三个小阵列模块，使得 沿着顶部32和底部33具有三个发射器子阵列31且沿着右边34和左边 35具有三个接收器子阵列36。这种尺寸的环形天线阵列将具有以千米测 量的距离(使用当前技术，通常为2.5km)。
大环形阵列和小环形阵列具有相同的视场但是在给定距离具有不同 的分辨率。在工作距离的所需的分辨率决定了所需的环形阵列的孔径。 环形阵列中元件的数目取决于包括大气影响的时标的诸多因素而变化。 例如，30秒的扫描时间对于上述大环形阵列是可以接受的。通过减小孔 径尺寸同时保持元件间隔不变能够减小扫描时间。这也减小了分辨率。
信噪比也需要被考虑。通过并行地操作发射器和接收器以增加数据 收集能够改善信噪比，但这增加了硬件成本。
应当意识到，阵列中特定数目的元件是考虑了包括上述这些的各种 竞争考虑的设计决定。
子阵列被设计成容易连接，使得较大的天线阵列容易被构建和修复。 图3示出了作为分离的元件的核心电子电路37和信道电子电路38。应 当理解各种电子组件的特定位置并不重要。
接收器和发射器元件的电路成本是显著的，这将使得环形阵列对于 实际的系统而言是不经济的。然而，发明人意识到并不是每个元件都需 要是分离的电子电路，因为来自于元件或传送到元件的信号被以受控的 方式处理从而控制虚拟元件的视场。因此切换元件到数目减小的信号处 理信道是切实可行的。
图4中示出了信道电子电路的一个实施例的主要组件。每个信道提 供信号到一个发射器子阵列并从一个接收器子阵列接收信号。因而，如 图3中可以清晰地看出的，具有6个发射器子阵列和6个接收器子阵列 的天线将具有6组完全相同的信道电子电路38。
另外，可以为校准装置提供其他的信道电子电路39。将参考图11 更详细描述校准装置和处理。
图4示出了用于环形天线阵列的一个信道的信道电子电路，该环形 天线阵列具有55个诸如41这样的发射器元件和32个诸如51这样的接 收器元件。单个元件被布置在7个块中，加之少一个元件的一个块，从 而给出所需的元件数。来自于核心电子电路的信号经由放大器42馈入到 分配器/开关43。希望该装置能够将输入的信号引导到8个输出中的任意 一个或多个。这种装置难以在雷达中实际实现，所以使用1:8分配器将 输入的信号均匀地分配到8个等价的信道。每个信道具有诸如44的可变 衰减器和放大器，以设置被传递到各个发射器元件41的功率。
二进制相位调制器45由λ/2相位延迟线45a、单刀双掷(SPDT)开 关45b以及双向分配器45c构成。通过施加二进制码来控制SPDT以在 具有λ/2的电路径长度差的两个路径中进行选择。通过现场可编程门阵 列46或类似的装置适当地控制SPDT开关。
末级放大器47在连接到分配器/开关48之前调节信号。如上所述， 对于工作的最大多功能性，希望分配器/开关48能够将输入的信号引导 到8个输出中的任意一个或多个。因为难以在雷达频率实现，使用单刀 八掷开关(SP8T)来选择8个输出中的任意一个。对于实际的装置，只 有7个发射器元件与每个开关相连。第8个输出用于校准和设置目的。 图4的发射器测示出的开关和电子电路的组合允许将相移码应用于载波 信号，该载波信号被同时切换到发射器元件的每个块中的一个发射器元 件。通过交换1:8分配器43和SP8T 48，电子电路将使得已编码的信号 顺序地被切换到发射器元件的每个块。
每个SP8T 48中的多余开关位置能够被用于选择用于校准和测试目 的备用端口49。
在被进一步处理之前，在被SP8T 54选择和放大55之前，在接收器 元件51接收的信号被SP8T 52切换和放大53。开关的这种组合使得为 在图5所示的接收器电子电路中的信号处理选择各个接收器元件。
来自接收器元件的信号经过门控信号的接收器门60以确保雷达不 在同时发射和接收。9.75GHz带通滤波器61为混合器62最小化寄生信 号。信号检测是使用由核心电子电路产生的DOWNLO信号的外差法方 案。低通滤波器63和带通滤波器64的组合在ADC 66中数字化之前处 理信号。在处理器中对提取的信号以上面描述的方式进行分析并且将参 考图8进行更详细的解释。
图6更详细地示出了发射器电子电路。如图6所示，采用了产生UPLO 和DOWNLO信号的外差信号检测。来自主时钟80(见图7)的60MHz 信号作为时钟信号基准被提供给UPLO锁相环71。以9.75GHz输出的 UPLO被放大且经过传输门73。部分传输门74在末级放大75之前提供 两个功率级之间的选择。这避免了当环形阵列雷达被校准时接收器的饱 和。稍后将进一步描述校准。
60MHz主信号还被提供到DOWMLO锁相环76。末级放大器79提 供DOWMLO信号的调节。
图7中示出了核心电子电路的方框示意。主时钟80产生60MHz的 主信号。它被6除，以产生用于锁定测试仪器的10MHz信号81。直接 数字合成器(DDS)82产生门控时钟信号，用于发射器和接收器门的工 作。60MHz的主信号还用作另一数字合成处理84的输入以产生从FPGA 85分发的调制时钟。电源86可以是用于所有电子电路的单个电源或可 以被分配为多个分立的元件。
图4-7中示出的电子电路是用于环形天线阵列的操作的合适的电子 电路的一个示例。如上所述，发射信号可以从重采样的、带宽受限的伪 随机码产生，在发射器元件发射之前该伪随机码在数字—模拟转换器中 转换并与载波混合。这种方法不需要可变的衰减器和放大器44或二进制 相位调制器45，因为在核心电子电路中产生了合适相位和幅度的发射信 号。如图11所示，在每个阵列元件的电子电路更加简单。
环形天线阵列的基本应用是诸如我们早先的专利(国际专利申请 WO 02/46790；授权的美国专利6664914)中描述的坡面稳定雷达。图8 的流程图展示了使用合成孔径雷达中的环形天线进行坡面稳定测量的方 法的上层步骤。
如物理要求和法律限制所指示的，以合适的频率产生载波信号。合 适的频率是9.5GHz和10GHz之间被很多国家识别为无线电定位带宽中 的任意频率。对载波信号应用上述二进制编码，该信号对每个工作的发 射器具有合适相移，且信号被发射向坡面。在雷达处接收从坡面反射的 信号且从所选的接收器元件读取接收的信号。
虚拟元件信号被从接收的数据提取，且该处理过程重复，直到构建 了完全的合成孔径为止。一般而言，因为较少的真实元件进行向上发射 且较少的真实元件进行接收，与具有相似分辨率(以及每个元件具有相 似的发射功率和相似的接收器噪声层)的相控阵列相比，对于给定的目 标，本发明将具有低得多的信噪比。
使用合适的相位和幅度加权对合成孔径虚拟元件进行处理。首先应 用相位加权，以校正从宽间隔的发射和接收元件形成的虚拟元件与从较 近间隔的发射和接收元件形成的虚拟元件之间的相位差。还可应用相位 校准以校准元件和电缆中的温度影响。还可应用类似于透镜的相位加权， 使得3D变换能够产生在短距聚焦的图像。该处理类似于对相控阵列雷 达的束控制。
通过应用傅立叶变换构建视场的3D图像。所述变换是标准孔径到远 场的变换。以上面引用的我们早先专利中描述的类似方式从该3D图像 提取监控的坡面的2D表面。该处理被重复以建立坡面图像的时间序列， 且以我们早先专利中所述的方式计算干涉图。
尽管发明人相信所述天线对于坡面稳定雷达具有特别的优势，他们 意识到本发明不限于该应用，且实际上发现了在任意距离成像应用中的 应用。例如，类似的雷达能够应用于即使在大雾中产生机场跑道的实时 图像。在这种应用中，将需要较高的图像刷新率而不是坡面稳定雷达应 用。
对于处理对雷达信号的各种干扰导致的寄生信号，环形天线阵列具 有很多特别优点。所述干扰可能是由于大气状况中的变化或视场的物理 活动导致(例如，驶过雷达视场的卡车)。这些干扰倾向于在整个雷达信 号上散布噪声。图9中示出了解决该问题的一种方法。应用于天线的信 号的频率在频带上步进。即，在一个时间，某一载波频率(UPLO)与某 一调制频率一起使用，这种组合产生了图9中的最左边的曲线。在此后 的时间，使用略微高一点的载波频率以产生图9的第二曲线。该过程一 直重复，直到在感兴趣的整个带上收集了信息为止。在每个载波频率， 能够利用Rx和Tx元件的所有可能的组合。然后，在每个载波频率收集 的数据可以被认为是雷达场景的分离的“观看”。与一起处理在所有载波 频率获得的数据的情况相比，每个观看将具有减少的信噪比和减少的距 离分辨率。然而，与从组合所有载波频率获得结果相比，在较短的时间 期间获得单个观看的结果，并因而可有益于从诸如卡车和植被之类的随 时间快速移动的目标拒绝信号。这种频率步进方法还允许在略微增加电 子复杂性的情况下覆盖任意大的带宽。
可选方法是采用多个“时间观看”而不是多个“频率观看”。在这种 方法中，雷达处于短距模式和长距模式中。对于采用图3所示的天线的 雷达，短距可以高达625m且长距可以从625m至2500m。该方法的优 势在于，对于长距需要较少的带宽，因为在较长的距离将存在更多的距 离扩展。因而，可以比短距扫描更多地重复长距扫描，且由此改善准确 度和精确度。在较长距离上准确度和精确度减少的主要原因在于空气是 误差的主要来源且经过较长距离存在较多的空气。
在这种双距离工作模式中，对于每个短距扫描，进行4个长距扫描。 4个长距扫描相相合以减小SNR且然后与短距扫描相结合以产生用于进 一步处理的全扫描，如我们先前的专利中描述的。
为了获得雷达的有效性能，对元件进行平衡以校正相位和幅度变化 是很重要的。合成孔径环形阵列雷达中的每个元件、传输线或电子组件 可能影响发射和接收信号的相位和/或幅度。一种方法是如图10所示通 过使用在环形阵列100的前面放置的天线振子101(或多个振子)对这 些进行校准。振子101被保持在阵列100的前方中央的轻框架(light framework)102上。天线振子101在正常工作中不干扰阵列100接收的 信号。分离的信道电子电路39(见图3)用于校准信道。
为验证环形天线阵列的工作，使用与图11所示的环形天线阵列类似 的环形天线阵列获取雷达图像。图12示出了在天线视场产生单个图像的 角锥棱镜类反射器的图像。角锥棱镜类反射器实际是三个平面混凝土壁 的交叉。该图像被变换以从黑色空间转换到白色空间(尽管标度没有被 变换)。用于获得图12的图像的天线不同于图11之处仅在于省略了子阵 列的放大器。
应当注意，不像图3的天线，图11的天线仅在两侧具有接收器元件 110的单个的水平线性阵列以及发射器元件111的单个的垂直线性阵列。 单刀八掷开关(SP8T)112引导发射信号N通过诸如113的放大器到5 个SP8T开关114之一，该开关切换所述信号顺序地通过诸如115的放 大器到发射器元件111。从目标反射的信号被元件110接收且被诸如116 的放大器放大。每个元件被SP8T开关117选择且在被SP8T开关119切 换到核心电子电路之前被再次放大118。图11的天线具有35个发射器 元件和49个接收器元件。
在工作中，包括图11的环形天线阵列的雷达如参考图8所述地工作 以产生图12的雷达图像。
与我们早先专利中描述的常规碟形雷达相比，该合成孔径环形阵列 雷达具有很多优点。在我们的设计中，我们时分复用了发射器元件到发 射器信道且对接收器做了相同的处理，以将雷达成本优化到我们操作的 相当短的范围(和军事相控阵列雷达相比)。与相似尺寸的碟形天线相比， 该雷达在天底获得了～75％的更好的分辨率。整个扫描在约30秒中被一 次采集。因为没有用于扫描的运动部件且对环形阵列的风力影响被最小 化，雷达更加机械稳定。
贯穿说明书已经描述了本发明，但没有将本发明限制到可选特征的 任意特定组合。