有线电视信号分离器

本发明涉及信号分离器领域，可用于有线电视(CATV) 分配系统，以及涉及将宽频信号在各种输出端分配的应用 上，因此本发明应用并不仅仅局限于公用有线电视系统。

在一个具有数以千计分配点的有线电视(公用天线电 视)分配系统内，必须在两个或更多的外展分支电路之间对 输入信号作分离处理，用于在外展分支电路之间分离信号的 信号分离器须满足几个具有相当挑战性的性能标准。首先， 有线电视信号的频宽非常广，常在5-552MHZ间。在可见 的未来，上限会达1000MHZ(1GHZ)，以使整个带宽将接近 八倍频宽的范围。因而，在1GHZ下，传统的印刷电路板及所 用导线接脚就不能进行正常的操作。

其次，在信号的频率范围内，功率损失必须均匀，且必须 控制在一极小的分贝数内。从系统的源头端传至用户家里信 号须经过超过一打之多的分离器，分离器所造成的任何衰减 将会因线路上数目众多的分离器而倍增。

第三，分离器必须具备非常好的输出回返损失。这意味 着任何从输出分支电路流回的信号必须为分离器吸收，且不 能再反射到所述分支电路上去，再反射回去的信号会使用户 的电视机上出现“鬼影”。

第四，分离器必须具备非常好的输出隔离。这意味着在 某一输出端进出的信号不能出现在其他的输出端上。如果信 号能够从某一输出端传至另一输出端，那么邻近者的电视信 号接收品质即会降低。

图1所示为现有技术的基本电路。该电路属于可产生相 同输出类型的，它也可以提供产生不相同输出的电路，但这 种电路不在本发明的范畴内。图1的电路包括一个输入端和 两个输出端，多输出端可借助建构二元“树”来达成，其中每 一组成均包含一个基本电路。亦即，一个给定的信号分离器 的每一个输出端均连接至另一完全相同的分离器电路的输 入端。如此，众多的分离器电路可以级联式方式相接，而使一 单独的输入信号能分离为任意多的输出信号。

若两个输出端的负载均为Z0，则在点B由输入电压感 应而生且分别流经绕组T2的N3及N4之电流应相等。若 N3＝N4，则由这些电流在T2的铁芯所感应的磁场应是大小 相等、极性相反，且点C与D间无电压差。在点B由输入端 看进去的负载，为二输出端A、B的负载并联，或Z0/2。为了 提供正确的阻抗匹配，T1用来将输入阻抗以2倍转换，因此 T1的匝数N1+N2对N2的比值应为

若反射的能量出现在输出端A，会被串联的两个阻抗吸 收。第一个为输入源阻抗Z0，经T1以1/2因数转换，结果为 Z0/2。第二个为负载电阻R1，其阻抗选择为2Z0，经T2转换 为Z0/2(根据(N3+N4)/N3匝数比值的平方)。此二阻抗串 联形成Z0达到完美匹配。

当有反射的能量出现在输出端A时，两个相同的串联 负载阻抗使得点B的电压为点C的1/2，且相位相同。假设 绕组T2具有相同匝数，亦即N3＝N4，则使得点B与C间的 电压为点C与D间电压值的一半。这样，点D电压为0，也就 是说由输出端A反射的能量不会出现在输出端B上。

设计一性能良好的宽频信号分离器有一些实际上的问 题。即使可以获得在5-552MHZ内几近理想的负载电阻， 变压器T1及T2仍会呈现与理想值的相当大的偏差。作为 第一阶修正，可将这些偏离视同在每一变压器绕组上加上串 联及并联的阻抗。并联的阻抗代表变压器的铁芯磁化电流和 损失，而变压器制造商会明示在操作频率范围内每一匝绕组 所感应的并联阻抗，其误差控制在20％的容限以内，对第二 阶效应而言这是十分满意的。

在另一方面，串联阻抗的处理是较困难的问题。串联阻 抗主要是由于基于以下事实的漏感产生的，即，其事实是流 过铁芯上每一绕组的每一匝的电流所感应的磁场不会通过 所有其他的匝。漏感的总量由铁芯材质种类和绕组的空间布 局决定。变压器制造商并不会明定这些效应，且绕组是以手 工在微小的铁芯上制成。因而，串联阻抗的差异就很大，通常 需要在产品完成后再以手工对绕组的加以分布来作调整。

有几种技术可用来补偿T1及T2所感应的等效并联阻 抗。首先，T1及T2可采用相同的铁芯，且绕组N2，N3及N4 可设为相同。这样，输出端A及B间严格的输出隔离将得以 保持，而与并联的铁芯损失值无关。

其次，这样一个事实，即宽频铁芯材质的并联铁芯损失 阻抗在工作频宽内几乎是完美的电阻式的和相当恒定的，这 样，可增加负载电阻R1的值并减低输入匹配的变压器比值 (N1+N2)/N2，以补偿这种并联阻抗的增加。

上述补偿技术可加以扩展以用来处理当N2不等于N3 及N4的情形。对于这种补偿的主要限制来源于串联的漏感 所导致的性能劣化的更严重限制。

对T1及T2中由漏感所引起的等价的串联阻抗的补偿 是分离装置性能唯一最重要的决定因素。图2所示为典型的 已知的漏感补偿电路。因为漏阻抗大部分属感应性的，典型 的解决办法是加电容至地以有效地形成多个具有分布串联 电感的LC传输线半段(half-section)。这些半段取向应相 反，且每一半段的自然阻抗应等于该点的电路阻抗。这意味 着应为Z0＝Ls/C，其中LS为漏感。电容C12视为三个并联 电容之和，其中，一个形成具有T1漏感的一个传输线半段， 另二个则形成具有T2的两个半部的漏感的传输线半段。在 输出端和地之间所加的电容形成具有T2的一部分串联漏 感的一个传输线半段。

在300-500MHZ间对传输线漏感补偿的主要的实际 的限制是C1的接脚电感量。通常用数个电容并联形成C1 以降低寄生效应。

图2的已知电路通过增加L1及L2使之与R1串联的方 式以补偿因T2漏感所导致的输出隔离恶化。源自一个输出 端的信号会流经两个并联路径，其一通过T2而另一个路径 则经L1、L2及R1至另一输出端。由于T2的作用，流经这些 路径的信号相位差为180°。这些信号的大小被调整为相等 以使能互相抵消。这样，源自一个输出端的信号便不会出现 在另一输出端上。

然而，图2的电路有一个缺点，即当两个路径上的高频 衰减平衡时，经T2的信号相移比经含L1、L2及R1路径的 大得多。这一效应限制了该电路提供所希望的信号隔离的能 力，这种效应的原因在于经T2的路径包含两个传输线半 段，这些半段引起不想要的快速的相移。

本发明提供的信号分离器具有所有上述指出的所希望 的特性，即，满意的宽频操作、输出隔离及可接受的阻抗匹 配，而亦可简单地补偿变压器的漏感。本发明的电路也非常 容易用表面粘着技术(SMT)来实施，这是处理高频信号的技 术选择。

本发明的信号分离器有一个输入端及两个输出端。输入 端的信号连接至自耦变压器的中间抽头处，耦合电感的端点 形成自耦变压器并连接至两个输出端。一桥式负载电路，由 一电感与一负载并联而成，仅通过电感式耦合接至自耦变压 器，在桥式负载电路和信号分离器之间不再有其他连接。

感应耦合至自耦变压器绕组的桥式负载电路，在自耦变 压器中间抽头处及输出端间有效地提供一个Z0/2负载。负 载经转换后与经转换的输入源阻抗值Z0/2串联而提供输出 端间所需要的隔离，如典型分离器设计所述。

更重要的是，因为桥式负载电路仅以电感式耦合至自耦 变压器，自耦变压器绕组的串联漏感位于桥式负载电路路径 之外。这样，漏感不会造成高频相移的问题，而此问题在先有 技术电路中确实存在。免除负载电阻的串联电感使本发明的 电路很容易用表面粘着技术(SMT)来实施。输入、输出阻抗 的匹配可通过简单地选取输出端串联的电感值及接于输出 端与地间的电容值来达成。

本发明的主要目的在于提供一可宽频均匀操作的信号 分离器。

本发明另一目的在于提供一信号分离器，它使源自一个 输出端的信号不会传至另一输出端。    

本发明另一目的在于提供一信号分离器，它使由一个输 出分支电路流回的信号不会再反射回分支电路。

本发明另一目的在于提供一可便于使用表面黏着技术 实施的信号分离器。

本发明另一目的在于克服自耦变压器工作在1GHZ 时的漏感问题。

本发明另一目的在于提供一信号分离器，其输入、输出 阻抗很容易匹配。

本发明另一目的在于提供一信号分离器，其阻抗匹配不 需克服由漏感所引起的相移问题。

任何本领域普通技术人员在参阅下列的图示说明、发明 详细说明后，将会了解本发明其他的目的及优点。

图1表示一个已知信号分离器电路。

图2表示另一个已知信号分离器电路，此电路提供一些 高频漏感补偿。

图3表示本发明的信号分离器电路。

图3所示为本发明的电路图。在图3中，加在输入端的 信号出现在输出端A及B。自耦变压器T1以与图1及2中 的自耦变压器相类似的方式工作。这样，标记阻抗Z0与先有 技术中的类似。图3和图1及2中功能相同的组成元件均标 以相似的标号。

如已知的那样，输出端的信号可连接至相似的分离器电 路的输入。这样，多个同样的分离器电路可彼此相连，而使一 个源头信号分可离为非常多个输出信号。

图3的信号分离器包含一桥式负载电路，它由变压器绕 组N5(通常和绕组N3及N4的匝数相同)，值为Z0/2的负载 电阻R1，及电容C4并联而成。在较佳实施例中，桥式负载电 路除了绕组N5到绕组N3及N4的电感式耦合外，与信号分 离电路无其他连接。换句话说，桥式负载电路“浮接”，因为它 未和主电路直接连接。

由于N5与N3及N4的电磁性耦合，电路“视”电阻R1 如图它直接跨接在N3或N4上。因此，在图3的设计中，其 效果是串联负载阻抗加在各输出端，亦即，源阻抗经T1转 为Z0/2，以及值Z0/2的负载阻抗R1，耦合至N3或N4，大小 不变。当这两个阻抗选择为等值，并当N3等于N4，源自一个 输出端的信号不会出现在其他输出端上。

图2与图3电路的主要不同是，由于图3电路中桥式负 载电路的电感式耦合，绕组N3及N4的串联漏感位于桥式 负载电路之外。其结果是困扰图2电路的相移问题已不存在 于图3电路中。

电容器C4补偿变压器T2的绕组N5及N3或N4等的 串联漏感，如同C1补偿T1的绕组N1及N2的漏感一样。这 两个补偿功能均用来确保经转换的负载阻抗Z0/2在分离器 的频率范围内维持相同。很容易就可确保转换的负载阻抗维 持相同，平衡电桥且防止信号从一个输出端传至另一输出 端。注意，若其他电路组成元件的值均能正确选取，则C4可 省略。

在图3电路中，电容C1、C2及C3和电感L3及L4共同 组成用以在输入及输出端间提供满意的阻抗匹配。特别是， 因为在有线电视系统中输出端的连接器设有电容至地，电感 L3及L4可用来做补偿。也可借改变C1来补偿此电容，但是 仅借由改变C1很难不干扰输出隔离而得到满意的补偿。情 况变成L3、C2(或其部分)及输出端连接器的输出电容共同 形成一个π型传输线节段；L4，C3及输出端B的连接器的输 出电容亦如此。同时注意到C2及C3的每一个都可视为两 个并联的电容，其中的一个可被用来补偿T1及T2的彼此 不相等的漏感。

电路设计者直接控制了C1、C2、C3、L3及L4之值。这 样，设计者就控制了每个传输线半段中至少一个元件。这样， 就很容易选取元件之值而使阻抗匹配最佳化，且同时使输出 隔离完美。再者，因T2绕组的串联漏阻抗未在R1的路径 中，所以完全消除了高频相移问题。负载电阻R1之值可以 更低，这使得高频实施更易。图2中相当大的电感L1及L2 被免除；图3的电感L3及L4的值小多了，且可用简单的印 刷电路板条状电感来实施。

T2之较佳设计是针对N3、N4及N5绕组采用相同匝 数。这些绕组的匝数可用彼此交错方式卷绕以降低串联漏 感。

在输出阻抗相同，且N3＝N4＝N5的情况下，R1的值选 定为Z0/2。在更一般的情形下，N3＝4，而N5不一定等于 N3，R1之值则为(Z0/2)(N5/N3)2，当N3＝N5，R1回归到 Z0/2。若输出阻抗不相同，R1的选定须使输出、输入阻抗相 匹配。

本发明的信号分离电路特别适于以表面粘着技术 (SMT)实施。对1GHZ频率而言，SMT是许多电路元件本 质上必须采用的实施技术。SMT大幅度地降低主要电路的 尺寸，且使感应性元件的使用减至最少。当破洞(through- hole)元件的接脚感值即使在500MHZ都无法令人接受时， 使用SMT元件来实施C1就显得特别重要。SMT结构的改善 的阻抗一致性大大地降低手调电路的需要。为获得SMT的 好处，所有偏高感值的电感，因难以用SMT实施，已被排除 在本发明之外。留下的两个电感(L3及L4)为低感值且均在 非关键位置。若屏蔽不是很关键(critical)，这些电感甚至可 用弯曲型或PCB传输线节段来实施。

在使用SMT安装变压器铁芯至电路板时，最好将其置 于板子下方。然而在感兴趣的高频段，铁芯兼具电感性及电 容性，因此，必须对介于绕组及电路板间的介电加以控制。较 佳的实施手段是采用一块双面的波浪泡棉胶，这种泡棉胶常 用于照片在墙上的安装。泡棉胶使铁芯与电路板的间距一 致，且针对由铁芯和电路板所构成的电容提供一低的介电常 数。

在本发明的一种改型中，亦可提供一个仅部分“浮接”的 桥式负载电路，在这种方案中可将该负载电路的任一端接 地，同时维持上述的电感式耦合。这时，两上输出端间仍然没 有通过负载的直接路径。

虽然本发明已用特定的实施例加以描述，但可能还有许 多其他的变化和改型。这些对熟悉本领域的专业人员属于显 而易知的改型应仍属于本发明的保护范围。