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一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路及控制方法
申请号	CN202311771180.9	申请日	2023-12-21	公开(公告)号	CN117914297A	公开(公告)日	2024-04-19
申请人	中控技术股份有限公司;			发明人	陆卫军; 郭柏含; 郑润禾; 杨振国;
摘要	本发明公开了一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，包括驱动电源，驱动电源的第一端通过原边开关连接第一电容电阻并联支路的一端，第一电容电阻并联支路的另一端连接MOS管的栅极；驱动电源的第二端通过原边开关连接第二电容电阻并联支路的一端，第二电容并联电阻支路的另一端连接MOS管的源极；还公开了该隔离驱动电路的控制方法。本发明通过电容隔离的方式，设置两条电容电阻并联支路分别连接MOS管的栅极和源极以及驱动电源的两端，进行MOS管的隔离控制，元器件简单成本低廉且占用的PCB面积小。
权利要求	1.一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，其特征在于，包括驱动电源，驱动电源的第一端通过原边开关连接第一电容电阻并联支路的一端，第一电容电阻并联支路的另一端连接MOS管的栅极；驱动电源的第二端通过原边开关连接第二电容电阻并联支路的一端，第二电容并联电阻支路的另一端连接MOS管的源极。 2.根据权利要求1所述的一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，其特征在于，所述第一电容电阻并联支路包括并联的电容C1和电阻R1，所述第二电容电阻并联支路包括并联的电容C2和电阻R2；电容C1和电容C2的容值相同，电阻R1和电阻R2的阻值相同。 3.根据权利要求2所述的一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，其特征在于，所述电容C1的容值与MOS管寄生电容Cgs的容值的比值大于预设的比例阈值。 4.根据权利要求2或3所述的一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，其特征在于，所述驱动电源的第一端为正极，驱动电源的第二端为负极时，进行增强型MOS管的驱动；所述驱动电源的第一端为负极，驱动电源的第二端为正极时，进行耗尽型MOS管的驱动。 5.一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路的控制方法，适用于如权利要求1‑4任一项所述的隔离驱动电路，其特征在于，包括：闭合原边开关对电容进行充电，在电容C1、电容C2和寄生电容Cgs中充入相等电荷的电量；完成充电后断开原边开关，电容C1、电容C2和电容Cgs分别通过各自并联的电阻进行放电，直到三个电容的放电速度相同进入稳定状态，得到稳定状态下的MOS管栅极和源极电压Vgs。 6.根据权利要求5所述的一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路的控制方法，其特征在于，在完成充电后断开原边开关前继续闭合原边开关时，电荷在满足V1+V2+Vgs＝Vin的前提下，根据电容C1、电容C2和电容Cgs各自并联的电阻的分压比，进行电荷的移动； V1表示电容C1两端的电压，V2表示电容C2两端的电压。 7.根据权利要求5或6所述的一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路的控制方法，其特征在于，完成充电后断开原边开关，当电容C1和与其并联的电阻的乘积小于寄生电容Cgs和栅极漏电电阻的乘积时，Cgs的放电速度逐渐增大到与C1的放电速度相同，电路进入稳定状态；当电容C1和与其并联的电阻的乘积大于寄生电容Cgs和栅极漏电电阻的乘积时，Cgs的放电速度逐渐减小到与C1的放电速度相同，电路进入稳定状态。 8.根据权利要求7所述的一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路的控制方法，其特征在于，电路进入稳定状态后循环电容充电、电容放电的过程，或循环电容充电、电荷转移、电容放电的过程；得到Vgs电压变化曲线；当MOS管阈值电压小于Vgs电压变化曲线最低点时，进行MOS管的常开常闭控制；当MOS管阈值电压在Vgs电压变化曲线最低点和最高点之间，进行MOS管的循环开闭控制。
说明书全文	一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路及控制方法技术领域 [0001] 本发明涉及驱动电路技术领域，尤其是涉及一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路及控制方法。背景技术 [0002] 大型工控系统IO通道或其他应用场景下，有时候MOSFET的源极S电平是无法确定或者浮动的，此时使用常规方式去控制栅极G将无法获得一个稳定可靠的源极与栅极压差Vgs，也就无法准确有效地控制MOSFET的导通与关闭。为解决这个问题，需要一个控制侧(原边)和MOSFET侧(副边)之间隔离的驱动电路，来解决源极S和控制侧参考地之间存在压差的问题。现有的技术方案一般为两种。一是使用专栅的隔离芯片和隔离电源，隔离芯片接收原边控制信号以后在副边产生一个隔离的控制信号，隔离电源为副边供能，副边的控制信号和隔离电源和MOSFET使用相同的参考地，以解决压差和浮地的问题。二是使用变压器，在原边输入PWM或其他不断变化的信号后，可以在副边也获得该信号，对信号进一步处理后即可用于驱动MOSFET的Vgs信号。但是现有的技术中采用隔离芯片与隔离电源时，由于不同的MOSFET之间的参考地可能不同，理论上每个MOSFET都需要一个隔离芯片和电源，需要花费的成本较高；而采用变压器进行隔离驱动时，需要在副边有专门的电路将交流信号转化为直流信号，其外围电路较复杂，占用的PCB面积大。 [0003] 在中国专利文献上公开的“单路隔离型MOSFET驱动电路”，其公开号为CN103199677B，公开日期为2015‑08‑19，包括电平变换及脉冲驱动电路、脉冲变压器、磁复位电路以及加速关断电路；电平变换及脉冲驱动电路用于对输入的脉冲信号进行电平变换和功率放大，以驱动所述脉冲变压器工作；磁复位电路用于使得脉冲变压器可靠磁复位；加速关断电路用于加快所述MOSFET管的开通和关断，其包括一电容、第二电阻、第三电阻与一PNP型三极管；电容的一端与脉冲变压器的副边同名端相连接，另一端连接第二电阻，第二电阻的另一端连接MOSFET管的栅极；第三电阻与电容并联；PNP型三极管的集电极与脉冲变压器的副边非同名端相连，基极与电容连接所述第二电阻的一端相连，发射极与MOSFET管的栅极相连。该技术采用的是变压器进行隔离驱动的，同样存在外围电路复杂，占用PCB面积大的问题。发明内容 [0004] 本发明是为了克服现有技术中采用隔离芯片与隔离电源或采用变压器进行隔离驱动时，存在电路花费成本高或外围电路较复杂需要占用的PCB面积大的问题，提供了一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路及控制方法，通过电容隔离的方式，设置两条电容电阻并联支路分别连接MOS管的栅极和源极以及驱动电源的两端，进行MOS管的隔离控制，元器件简单成本低廉且占用的PCB面积小。 [0005] 为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案： [0006] 一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，包括驱动电源，驱动电源的第一端通过原边开关连接第一电容电阻并联支路的一端，第一电容电阻并联支路的另一端连接MOS管的栅极；驱动电源的第二端通过原边开关连接第二电容电阻并联支路的一端，第二电容并联电阻支路的另一端连接MOS管的源极。 [0007] 本发明中控制信号从原边的驱动电源两端引出，各自经过原边开关(可以是双刀开关，也可以两个独立的开关)和一个电容电阻并联支路以后分别连接到MOS管(MOSFET)的栅极和源极，当需要导通MOSFET时，闭合原边开关，给耦合电容和MOSFET的寄生电容Cgs充电，由于耦合电容容值远大于寄生电容，寄生电容电压与原边电源电压基本相同，随后原边开关断开，耦合电容通过并联的电阻放电，为下一次通过电容给寄生电容充电做准备。 [0008] 作为优选，所述第一电容电阻并联支路包括并联的电容C1和电阻R1，所述第二电容电阻并联支路包括并联的电容C2和电阻R2；电容C1和电容C2的容值相同，电阻R1和电阻R2的阻值相同。 [0009] 本发明中为了便于后续计算原边开关闭合和断开之间的间隔时间以及驱动控制过程中的电量、电流和MOS管的栅极与源极电压差Vgs等参数，将第一电容电阻并联支路和第二电容电阻并联支路对称设置。 [0010] 作为优选，所述电容C1的容值与MOS管寄生电容Cgs的容值的比值大于预设的比例阈值。 [0011] 本发明中由于整个驱动电路中的电容都是串联的，为了使得对寄生电容Cgs的充电效果尽可能好、电压传递效率尽可能高，因此需要保证电容C1和电容C2的容值远大于寄生电容Cgs的容值。 [0012] 作为优选，所述驱动电源的第一端为正极，驱动电源的第二端为负极时，进行增强型MOS管的驱动； [0013] 所述驱动电源的第一端为负极，驱动电源的第二端为正极时，进行耗尽型MOS管的驱动。 [0014] 本发明中驱动电路具有对称性，因此将驱动电源正负极反向，即可实现Vgs电压的反向，从而可以用于耗尽型MOSFET关断/驱动或用于增强型MOSFET的驱动/关断。 [0015] 一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路的控制方法，包括： [0016] 闭合原边开关对电容进行充电，在电容C1、电容C2和寄生电容Cgs中充入相等电荷的电量；完成充电后断开原边开关，电容C1、电容C2和电容Cgs分别通过各自并联的电阻进行放电，直到三个电容的放电速度相同进入稳定状态，得到稳定状态下的MOS管栅极和源极电压Vgs。 [0017] 本发明中MOSFET的通断由栅极G和源极S之间的电压差Vgs决定，本发明的控制方法利用MOSFET的栅极和源极之间漏电流极小，且存在寄生电容Cgs的特性，使用电容耦合的方式，向MOSFET的栅极和源极之间注入或抽取电荷，从而控制MOSFET导通或者关闭，并利用寄生电容Cgs储存的电荷，使MOSFET保持导通或者关断；在该情况下根据栅极和源极之间的电压差Vgs与MOS管的阈值电压比较来确定是处于导通或是关断状态。 [0018] 作为优选，在完成充电后断开原边开关前继续闭合原边开关时，电荷在满足V1+V2+Vgs＝Vin的前提下，根据电容C1、电容C2和电容Cgs各自并联的电阻的分压比，进行电荷的移动；V1表示电容C1两端的电压，V2表示电容C2两端的电压。 [0019] 本发明中电荷转移的过程是处于电容充电和电容放电之间的中间过程，在实际操作过程中闭合原边开关进行电容充电和断开原边开关进行电容放电之间的时间间隔，是事先根据电容和电阻的数据计算电容完成充电所需要的时间后确定的；因此电荷转移的过程时间很短或视为不存在。 [0020] 作为优选，完成充电后断开原边开关， [0021] 当电容C1和与其并联的电阻的乘积小于寄生电容Cgs和栅极漏电电阻的乘积时，Cgs的放电速度逐渐增大到与C1的放电速度相同，电路进入稳定状态； [0022] 当电容C1和与其并联的电阻的乘积大于寄生电容Cgs和栅极漏电电阻的乘积时，Cgs的放电速度逐渐减小到与C1的放电速度相同，电路进入稳定状态。 [0023] 本发明中电容充电的过程是一个逐渐进入到稳定状态的过程，从断开原边开关初始阶段电容C1和电容C2的放电速度与寄生电容Cgs的放电速度不同，逐渐变化到三个电容的放电速度相同为止，达到电路的稳定状态。 [0024] 作为优选，电路进入稳定状态后循环电容充电、电容放电的过程，或循环电容充电、电荷转移、电容放电的过程；得到Vgs电压变化曲线； [0025] 当MOS管阈值电压小于Vgs电压变化曲线最低点时，进行MOS管的常开常闭控制； [0026] 当MOS管阈值电压在Vgs电压变化曲线最低点和最高点之间，进行MOS管的循环开闭控制。 [0027] 本发明中电路进入稳定状态后，在电容充电过程中Vgs逐渐上升，在电荷转移过程中根据转移的方向Vgs略微上升或下降，在电容放电的过程中Vgs下降到一定程度后重新进行新一周期的循环，得到周期性上下波动的Vgs电压变化曲线，以阈值电压与Vgs电压变化曲线的比较来决定MOS管的开闭控制。 [0028] 本发明具有如下有益效果：通过电容隔离的方式，设置两条电容电阻并联支路分别连接MOS管的栅极和源极以及驱动电源的两端，进行MOS管的隔离控制，元器件简单成本低廉且占用的PCB面积小；可以根据需要设置电容和电阻的数值，得到不同的MOS管的栅极和源极压差Vgs电压变化曲线，并根据MOS管的阈值电压与Vgs电压变化曲线的关系实现循环开闭控制或者常开常闭控制。附图说明 [0029] 图1是本发明中隔离驱动电路的电路图； [0030] 图2是本发明实施例中驱动隔离电路的等效电路图； [0031] 图3是本发明实施例中电容放电过程的示意图； [0032] 图4是本发明实施例中在稳定状态循环电容充放电过程的示意图； [0033] 图5是本发明实施例中稳定状态下循环进行充电放电过程电压波形图。具体实施方式 [0034] 下面结合附图与具体实施方式对本发明做进一步的描述。 [0035] 如图1所示，一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路，包括驱动电源，驱动电源的第一端通过原边开关连接第一电容电阻并联支路的一端，第一电容电阻并联支路的另一端连接MOS管的栅极；驱动电源的第二端通过原边开关连接第二电容电阻并联支路的一端，第二电容并联电阻支路的另一端连接MOS管的源极。 [0036] 第一电容电阻并联支路包括并联的电容C1和电阻R1，第二电容电阻并联支路包括并联的电容C2和电阻R2；电容C1和电容C2的容值相同，电阻R1和电阻R2的阻值相同。 [0037] 电容C1的容值与MOS管寄生电容Cgs的容值的比值大于预设的比例阈值，具体的比例阈值可以选择大于十的数值，使得电容C1的容值比寄生电容Cgs的容值大一个数量级以上。 [0038] 具体的，驱动电源的第一端为正极，驱动电源的第二端为负极时，正极通过原边开关连接电容C1的一端和电阻R1的一端，电容C1的另一端和电阻R1的另一端连接MOS管的栅极；负极通过原边开关连接电容C2的一端和电阻R2的一端，电容C2的另一端和电阻R2的另一端连接MOS管的源极；此时该驱动电路能进行增强型MOS管的驱动。 [0039] 相反的，驱动电源的第一端为负极，驱动电源的第二端为正极时，负极通过原边开关连接电容C1的一端和电阻R1的一端，电容C1的另一端和电阻R1的另一端连接MOS管的栅极；正极通过原边开关连接电容C2的一端和电阻R2的一端，电容C2的另一端和电阻R2的另一端连接MOS管的源极；此时该驱动电路能进行增强型MOS管的快速关断或耗尽型MOS管的驱动。 [0040] 本发明中控制信号从原边的驱动电源两端引出，各自经过原边开关(可以是双刀开关，也可以两个独立的开关)和一个电容电阻并联支路以后分别连接到MOS管(MOSFET)的栅极和源极，当需要导通MOSFET时，闭合原边开关，给耦合电容和MOSFET的寄生电容Cgs充电，由于耦合电容容值远大于寄生电容，寄生电容电压与原边电源电压基本相同，随后原边开关断开，耦合电容通过并联的电阻放电，为下一次通过电容给寄生电容充电做准备。 [0041] 本发明中为了便于后续计算原边开关闭合和断开之间的间隔时间以及驱动控制过程中的电量、电流和MOS管的栅极与源极电压差Vgs等参数，将第一电容电阻并联支路和第二电容电阻并联支路对称设置。 [0042] 本发明中由于整个驱动电路中的电容都是串联的，为了使得对寄生电容Cgs的充电效果尽可能好、电压传递效率尽可能高，因此需要保证电容C1和电容C2的容值远大于寄生电容Cgs的容值。 [0043] 本发明中驱动电路具有对称性，因此将驱动电源正负极反向，即可实现Vgs电压的反向，从而可以用于耗尽型MOSFET关断/驱动或用于增强型MOSFET的驱动/关断。 [0044] 一种基于电容耦合的MOSFET隔离驱动电路的控制方法，包括： [0045] 电容充电过程：闭合原边开关对电容进行充电，在电容C1、电容C2和寄生电容Cgs中充入相等电荷的电量； [0046] 电容放电过程：完成充电后断开原边开关，电容C1、电容C2和电容Cgs分别通过各自并联的电阻进行放电，直到三个电容的放电速度相同进入稳定状态，得到稳定状态下的MOS管栅极和源极电压Vgs。 [0047] 在完成充电后断开原边开关前继续闭合原边开关时，处于电荷转移过程，电荷在满足电容C1、电容C2和寄生电容Cgs上的分压之和等于驱动电源电压的前提下，根据与电容C1并联的电阻R1、与电容C2并联的电阻R2和MOS管的栅极漏电电阻Rgs的分压比，进行电荷的移动。 [0048] 完成充电后断开原边开关， [0049] 当电容C1和与其并联的电阻的乘积小于寄生电容Cgs和栅极漏电电阻的乘积时，Cgs的放电速度逐渐增大到与C1的放电速度相同，电路进入稳定状态； [0050] 当电容C1和与其并联的电阻的乘积大于寄生电容Cgs和栅极漏电电阻的乘积时，Cgs的放电速度逐渐减小到与C1的放电速度相同，电路进入稳定状态。 [0051] 电路进入稳定状态后循环电容充电、电容放电的过程，或循环电容充电、电荷转移、电容放电的过程；得到Vgs电压变化曲线； [0052] 当MOS管阈值电压小于Vgs电压变化曲线最低点时，进行MOS管的常开常闭控制； [0053] 当MOS管阈值电压在Vgs电压变化曲线最低点和最高点之间，进行MOS管的循环开闭控制。 [0054] 本发明中MOSFET的通断由栅极G和源极S之间的电压差Vgs决定，本发明的控制方法利用MOSFET的栅极和源极之间漏电流极小，且存在寄生电容Cgs的特性，使用电容耦合的方式，向MOSFET的栅极和源极之间注入或抽取电荷，从而控制MOSFET导通或者关闭，并利用寄生电容Cgs储存的电荷，使MOSFET保持导通或者关断；在该情况下根据栅极和源极之间的电压差Vgs与MOS管的阈值电压比较来确定是处于导通或是关断状态。 [0055] 本发明中电荷转移的过程是处于电容充电和电容放电之间的中间过程，在实际操作过程中闭合原边开关进行电容充电和断开原边开关进行电容放电之间的时间间隔，是事先根据电容和电阻的数据计算电容完成充电所需要的时间后确定的；因此电荷转移的过程时间很短或视为不存在。 [0056] 本发明中电容充电的过程是一个逐渐进入到稳定状态的过程，从断开原边开关初始阶段电容C1和电容C2的放电速度与寄生电容Cgs的放电速度不同，逐渐变化到三个电容的放电速度相同为止，达到电路的稳定状态。 [0057] 本发明中电路进入稳定状态后，在电容充电过程中Vgs逐渐上升，在电荷转移过程中根据转移的方向Vgs略微上升或下降，在电容放电的过程中Vgs下降到一定程度后重新进行新一周期的循环，得到周期性上下波动的Vgs电压变化曲线，以阈值电压与Vgs电压变化曲线的比较来决定MOS管的开闭控制。 [0058] 在本发明的实施例中，为了方便计算，将隔离驱动电路简化为如图2所示的电路，由于MOSFET的漏极D电压电流状态对栅极G影响很小，且已知栅极和源极之间的电压差即可判断漏极和源极之间的导通和关闭情况，因此可以将图1电路的MOSFET简化为一个电阻Rgs和寄生电容Cgs并联的电路，其中，电阻Rgs为栅极漏电电阻，电容Cgs为栅极和源极之间的寄生电容。将原边和副边之间的耦合电容标注为C1和C2，对应并联的放电电阻为R1和R2。并标记原边的驱动电源电压为Vin，电容C1两端的分压为V1，电容C2两端的分压为V2，MOS管栅极和源极之间的电压为Vgs。 [0059] 当原边开关第一次闭合时进入电容充电过程，电容C1、电容C2和寄生电容Cgs被充电，由于电容串联，充电很快时间很短，不考虑电阻旁路，因此三个电容上的充电电荷相等；由V＝Q/C，分析可知当电荷不变的情况下，电容容值越大电容两端的电压就越小。因此在电容C1和电容C2的容值比寄生电容Cgs的容值高一个数量级以上时，Vgs将十分接近驱动电源电压Vin。电容容值比例越悬殊，通过电容充电的效果就越好，电压传递效率就越高。 [0060] 完成充电以后，如果原边开关继续闭合，则处于电荷转移过程；电容中的电荷将在满足V1+V2+Vgs＝Vin的前提下根据电阻R1、电阻R2和电阻Rgs的分压比在电容C1、电容C2和寄生电容Cgs间移动。移动的速度(电压的斜率)与电阻和电容的乘积(RC)正相关，移动的方向取决于电阻R1、电阻R2与电阻Rgs的比值。 [0061] 当电阻R1、电阻R2比电阻Rgs小很多，满足R1/RgsCgs/C1时，电荷从寄生电容Cgs向电容C1和电容C2流动，使得Vgs下降。在实际操作过程中，为了电路的安全选择的放电电阻R1和电阻R2不可能很小，在这个阶段寄生电容Cgs的充电效率较差，因此实际使用时这个阶段时间应很短或者不存在，后续分析时可以视情况不考虑这段时间的影响。 [0062] 如图3所示，当原边开关断开后，进入电容放电过程，电容C1通过电阻R1放电，电容C2通过电阻R2放电，寄生电容Cgs通过电阻Rgs放电，对于放电速度即放电电流大小：由欧姆定律可知I＝V/R，在前面的电容充电过程中每个电容上充电的电量相同V＝Q/C；综合两式可以得到放电速度I＝Q/(RC)。 [0063] 由于在每个周期中三个电容上充电的电量都相同，因此当C1R1Vgs/(CgsRgs)，即同一时间上电容C1和电容C2的放电速度大于寄生电容Cgs的放电速度，使得Vgs的下降速度小于V1和V2的下降速度，Vgs相对于V1和V2升高，进而使得Cgs的放电速度相对C1和C2的放电速度逐渐上升，直到Cgs、C1和C2的放电速度相同时，整个电路进入稳定状态。 [0064] 同样的，当C1R1>CgsRgs时，可以得到V1/(C1R1) [0065] 系统进入稳态以后，如图4所示，将循环电容充电、电荷转移(可选)、电容放电三个过程。原边开关闭合后进入电容充电阶段，向电容C1、电容C2和寄生电容Cgs充入等量的电荷；电容充电完毕后进入电荷转移阶段，电容内电荷受电阻分压比例影响在电容间转移，期间一直满足V1+V2+Vgs＝Vin的条件；原边开关断开以后进入电容放电阶段，三个电容分别通过各自并联的电阻放电；可选的，可以直接从电容充电阶段进入电容放电阶段，此时循环过程将不存在电荷转移阶段。 [0066] 处于稳定状态时，在每个周期的电容充电阶段，V1、V2和Vgs都会上升，在短时间内每个电容上都充入相同的电荷，有△Q＝△Vgs/Cgs＝△V1/C1＝△V2/C2。电容电荷转移阶段由于电荷转移量较小，且时间短，在粗略计算时可以忽略该阶段的电压电荷变化。 [0067] 在电容放电阶段，由于放电时间t<<τ＝R·C，因此可以近似当做放电电流不变计算。放电电流I＝V/R，电荷量△Q＝I△t＝(V/R)△t。由于稳定状态时已经有△Q相等，电容C1、电容C2和寄生电容Cgs的充放电时间也完全一致，故易得：Vgs/Rgs＝V1/R1＝V2/R2； [0068] 又有V1+V2+Cgs＝Vin，且R1＝R2，则可以得到Vgs＝VinRgs/(Rgs+2R1)。 [0069] 在稳定状态下循环进行充电放电过程是的电压波形如图5所示，发现，在本发明的隔离驱动电路中，主要由电阻比例决定稳态输出电压，由电容决定电压变化的动态性能。当MOS管的阈值电压低于图5中Vgs电压变化曲线的最低点时，如图中的虚线a，可以进行MOS管的常开常闭控制；当MOS管的阈值电压在Vgs电压变化曲线最低点和最高点之间时，如图中的虚线b，可以进行MOS管的循环开闭控制，具体的开启和闭合时间根据阈值电压在电压变化曲线上的位置决定。 [0070] 上述实施例是对本发明的进一步阐述和说明，以便于理解，并不是对本发明的任何限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。