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一种基于槽线的双频功分器及其设计方法

阅读：1029发布：2020-06-07

IPRDB可以提供一种基于槽线的双频功分器及其设计方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开一种基于槽线的双频功分器及其设计方法，涉及微波技术领域。本发明利用槽线代替隔离电阻，避免了现有双频功分器必须在输出端口之间使用集总元件才能实现隔离的功能，利用槽线的双频谐振实现输出端口在两个工作频段上的高隔离，能够实现给定频率的功率分配和各端口的匹配，以及输出端口之间在双频上的良好隔离，从而克服现有Wilkinson功分器需要集总元件实现隔离功能的缺点。本发明公开的方案特别适用于多层电路结构如LTCC、MIC需要在层间实现集总电阻元件的功分器电路，有利于电路的一体化设计与实现，进而保证电路的可靠性、稳定性。本发明可用在微波天线的馈电网络、微波功率分配/合成网络以及微波工程的其他功能电路模块中。，下面是一种基于槽线的双频功分器及其设计方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种双频功分器，包括输入端口(1)和输出端口(2、3、…、N+1)，其特征在于，还包括N条第一传输线，N条第二传输线，以及一条以上的短截线，所述短截线以并联形式加载于输入端口(1)处；每一个所述的输出端口均通过一段所述的第一传输线与输入端口(1)相连，在每一段第一传输线与输出端口相连处还连接有一条所述的第二传输线，所述的第二传输线的另一端记为第二传输线末端，所述N条第二传输线末端均连接于一个公共节点；在每一条第二传输线末端对应的接地面上还设有一条与相应第二传输线呈正交放置的槽线，在所述槽线上与对应的第二传输线在垂直方向上投影的交点即为对应双频谐振的激励位置，通过在槽线上选取双频工作频段均能谐振的激励位置实现各个输出端口之间的双频段隔离。

2.根据权利要求1所述的一种双频功分器，其特征在于，所述的N条第一传输线和N条第二传输线的电长度均相同。

3.根据权利要求1所述的一种双频功分器，其特征在于，所述槽线的基本谐振频率等于所述双频功分器的两个中心频率中较低频段的中心频率，且所述槽线的长度为其基本谐振频率对应的二分之一波导波长。

4.一种如权利要求1至3任意一项所述的双频功分器的设计方法，其特征在于，所述设计方法在功分器的输入端引入一条以上的短截线，输入端口与输出端口之间通过一段第一传输线连接，在每一段第一传输线与输出端口相连处还连接有一条第二传输线，所述第二传输线的另一端记为第二传输线末端，所述N条第二传输线末端均连接于一个公共节点，由此实现双频功分；在每一条第二传输线末端对应的接地面上还设有一条与相应第二传输线呈正交放置的槽线，实现输出端口之间在两个频段上的隔离功能，所述设计方法包括以下步骤：步骤a:确定功分器的两个中心工作频率；

步骤b:根据步骤a确定的两个中心工作频率，计算所述的第一传输线、第二传输线及短截线的电长度和特征阻抗；

步骤c:确定槽线的长度及其激励位置。

5.根据权利要求4所述的一种双频功分器的设计方法，其特征在于，所述第一传输线、第二传输线的电长度均相同并记为θ，具体由以下方程确定：其中，f1和f2是所述双频功分器的两个中心工作频率，且f2>f1。

6.根据权利要求5所述的一种双频功分器的设计方法，其特征在于，所述的短截线为开路，则其电长度为θ。

7.根据权利要求5所述的一种双频功分器的设计方法，其特征在于，所述的短截线为短路，则其电长度为2θ。

8.根据权利要求5所述的一种双频功分器的设计方法，其特征在于，所述的第一传输线、第二传输线和短截线向端口负载Z0作归一化后的归一化特征阻抗分别为z01、z02、z03，具体由以下方程确定：其中， N为所述双频功分器的输出端口总数，M为所述双

频功分器中加载于输入端口的短截线数量。

9.根据权利要求4所述的一种双频功分器的设计方法，其特征在于，所述步骤c中槽线的电长度具体为所述双频功分器较低频段工作频率对应的二分之一波导波长，且所述槽线的激励位置由以下方法确定：由空穴理论可推得槽线模式的特征函数如下：

其中m为模式阶数，l为槽线长度，x表示槽线沿x轴放置时的激励位置；通过所述的模式特征函数得到槽线的不同谐振模式随槽线长度变化的分布图，在确定双频工作的中心频率后，通过对比不同的模式分布图，找到槽线在所需双频工作频段均能谐振的相应特征函数值所对应的横坐标，该横坐标即为槽线在所述双频功分器两个给定工作频率处谐振的激励位置。

说明书全文

一种基于槽线的双频功分器及其设计方法

技术领域

[0001] 本发明涉及微波技术领域，具体涉及一种在给定双频段上基于槽线实现输出端口间隔离功能的双频功分器及其设计方法。

背景技术

[0002] 近年来，随着无线通信的快速发展，多频段收发前端的应用也越来越多，多频段电路的设计也越来越受重视。微波功分器/合成器是一种重要的微波无源元器件，是通信系统中不可缺少的关键元器件之一，广泛应用于天线阵的馈电网络、功率合成、RF混频等功能电路中。1960年，Wilkinson提出一种等幅同相输出的功分结构，该结构原理清晰，设计参数简单明了，同时通过在输出端口之间跨接电阻，实现输出端口之间的高隔离度，因而在微波电路中广泛应用。但是这种功分器只能工作在基本谐振频率和它的奇次谐波频率下，在其他双频应用中无法满足要求，同时由于隔离电阻的存在，增加了工程实现的复杂性。

[0003] 文献“A Dual-Frequency Wilkinson Power Divider(Lei Wu；Zengguang Sun；Hayattin Yilmaz；Manfred Berroth,IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,2006,54(1):
278-284)”利用双级传输线以及在输出端口之间并联集总R、L、C元件的方法实现任意双频功分和输出端口之间的隔离功能。但该功分器由于采用了几类集总元件以及双级结构，在增加电路复杂性的同时，也增大电路尺寸，电路损耗也随之增大。

[0004] 文献“Analytical Design Method of Multiway Dual-Band Planar Power Dividers With Arbitrary Power Division(Yongle Wu；Yuanan Liu；Quan Xue；Shulan Li；Cuiping Yu，IEEE Trans.Microw.Theory Tech.,2010,58(12):3832-3841)”提出一种多路双频功分器的设计方法。这种方法在实现奇数路功率分配时，先通过2n路(n≥2的整数)不等分的功率分配，再进行适当的功率合成后得到奇数路功率分配，其设计过程较复杂，且需采用多级结构，同时含有集总元件，因而其结构复杂、尺寸大，电路损耗也随之增大。

[0005] 文献“A Novel 92～96GHz High Isolated Power Divider Using Microstrip-Slotline Transitions(Longying Qi,International Conference on Computational Problem-Solving,Chengdu，China,2012)”给出了一种用微带—槽线过渡实现隔离功能的Wilkinson功分器结构。通过阻抗匹配理论确定槽线的特征阻抗来实现输出端口之间的隔离，克服了传统Wilkinson功分器含有集总元件的缺点，但该结构仅适用于单频段功分器，无法实现双频段的工作要求。

[0006] 目前看来，实现双频功分器的主要方法有阶梯阻抗变换法、多级级联法、并联支节法等，但这些方法均需用到集总R、L、C元件来实现隔离功能。同时，在相邻端口由于需要跨接集总元件来实现隔离功能，奇数路功分器的设计就更加困难。因此，在任意路双频段工作下，如何不用集总元件且输出端口间具有高隔离度的简单、紧凑的微波功分器结构及其实现方法是微波工程研究与设计的突出问题和难点课题。

发明内容

[0007] 针对上述现有技术，本发明的目的在于提供一种基于槽线实现输出端口间隔离功能的任意路双频功分器。本发明通过设计传输线与短截线的参数(即特性阻抗、电长度)和在给定双频下工作的槽线谐振器，实现微波功分器的双频工作和任意两个输出端口间的高隔离。为这类电路在微波工程多层结构(如LTCC、MIC等)中的一体化设计与实现提供解决方法。

[0008] 为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

[0009] 一种基于槽线实现输出端口间隔离功能的双频功分器，其拓扑结构如图1所示，包括输入端口1，输出端口2、3、…、N+1，N条特征阻抗为Z1的第一传输线，N条特征阻抗为Z2的第二传输线，以及一条以上特征阻抗为Z3的短截线；所述短截线以并联形式加载于输入端口1处；所述的每一个输出端口均通过一段所述的第一传输线与输入端口1相连，在每一段第一传输线与输出端口相连的一端还连接有一条所述的第二传输线，所述第二传输线的另一端记为第二传输线末端，所述N条第二传输线的末端均连接于一个公共节点；在每一条第二传输线末端对应的接地面上还设有一条与相应第二传输线呈正交放置的槽线，在所述槽线上与对应的第二传输线在垂直方向上投影的交点即为对应双频谐振的激励位置，通过在槽线上选取双频工作频段均能谐振的激励位置实现各个输出端口之间的双频段隔离。

[0010] 进一步的，所述的N条第一传输线和N条第二传输线的电长度均相同。

[0011] 所述槽线的基本谐振频率等于所述双频功分器的两个中心频率中较低频段的中心频率，且所述槽线的长度为其基本谐振频率对应的二分之一波导波长。

[0012] 本发明还提供一种实现所述基于槽线的双频功分器的设计方法，包括以下步骤：

[0013] 步骤a：确定双频功分器的中心工作频率记为f1和f2，且f2>f1；

[0014] 步骤b：根据步骤a确定的两个工作频率，计算所述双频功分器的第一传输线、第二传输线以及短截线的电长度和特征阻抗；

[0015] 步骤c：根据步骤a给出的两个工作频率，确定在所述双频功分器两个给定工作频率处的谐振槽线的激励位置。

[0016] 进一步，所述第一传输线和第二传输线的电长度均相等并记为θ，由以下公式确定：

[0017]

[0018] 所述短截线根据实际情况既可为开路，也可为短路；若所述短截线为开路，其电长度为θ；若所述短截线为短路，其电长度θs由下是确定：

[0019] θs＝2θ (2)

[0020] 需要说明的是：本发明所述的第一传输线、第二传输线及短截线的电长度均参考在所述双频功分器较低频段的工作频率f1处。

[0021] 所述步骤a中第一传输线、第二传输线以及短截线的归一化特征阻抗为：

[0022]

[0023]

[0024]

[0025] 其中，M为短截线数量，N为功分路数即输出端口数。

[0026] (6)

[0027] 所述步骤c中双频谐振的槽线激励位置由以下方法确定：

[0028] 对于如图2所示的槽线结构，其模式的特征函数为：

[0029]

[0030] 其中m为模式阶数，l为槽线长度；通过所述的模式特征函数得到槽线的不同谐振模式随槽线长度变化的分布图，在确定双频工作的中心频率后，通过对比不同的模式分布图，找到槽线在所需双频工作频段均能谐振的相应特征函数值所对应的横坐标，该横坐标即为槽线在所述双频功分器两个给定工作频率处谐振的激励位置，下面结合图3做进一步说明：

[0031] 由式(7)可以得到不同谐振模式在0到l范围的模式分布图，图3(a)给出了前五个模式的分布图。当激励位于槽线中点A处时，将激励起奇次模；当激励位置从中心A处移到B处(偏移槽线总长度的10％)，将激励起前四个模式，而第五模式则被抑制；当激励位置从中心A处移到C处(偏移槽线总长度的16.67％)，则第一、二、四、五模式被激励起来，而第三模式被抑制，如图3(b)所示，曲线I、II、III分别对应不同激励位置A、B、C；

[0032] 由此可知，通过适当选择槽线谐振器的激励位置，可以同时激励起不同的工作模式，即实现用一条槽线在给定双频下的谐振，从而为所述双频功分器的输出端口之间提供良好的双频隔离功能。

[0033] 需要说明的是：本发明提供的双频功分器结构如图1所示，任意两个输出端口之间加载有两条槽线；而对于实际实现而言，在采用本发明时其输出端口之间所加载的两条槽线可以进一步合并成一条槽线，所述的合并方法为现有的常规技术。

[0034] 本发明的有益效果是：

[0035] 本发明所述双频功分器的设计方法能实现给定双频下的功率分配或合成，同时能获得两个工作频带下良好的端口匹配和输出端口间的高隔离特性。与现存的采用多级结构或阶梯阻抗变换技术并加载集总R、L、C元件实现的双频功分器相比，电路拓扑更加简单且易于在多层结构(LTCC、MIC等)中实现，在能够实现任意路(尤其是奇数路)功率分配或合成的同时，电路结构更加紧凑。

附图说明

[0036] 图1本发明提供的基于槽线的双频功分器电路拓扑图。

[0037] 图2本发明提供的槽线谐振器的基本结构图。

[0038] 图3本发明提供的槽线谐振模式分布图与槽线不同激励位置的模式响应图。

[0039] 图4本发明实施例提供的1GHz和2GHz工作的一分三双频功分器的原理图。

[0040] 图5本发明实施例提供的1GHz和2GHz工作的一分三双频功分器的过渡结构原理图。

[0041] 图6本发明实施例提供的1GHz和2GHz工作的一分三双频功分器的环形结构图(从图4的原理图经图5的过渡结构转化而来)。

[0042] 图7本发明实施例提供的1GHz和2GHz工作的一分三双频微带功分器拓扑图。

[0043] 图8本发明实施例提供的功分器端口1和端口2之间散射参数的仿真曲线图。

[0044] 图9本发明实施例提供的功分器端口2和端口3之间散射参数的仿真曲线图。

具体实施方式

[0045] 下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细描述。

[0046] 实施例

[0047] 本实施例实现的是一分三双频功分器，N＝3，取短截线为开路支节，令M＝3，即采用三条短截线(本实施例为开路短截线)。如图4所示为本发明实施例提供的1GHz和2GHz工作的一分三双频功分器的原理图。在原理图基础上，实现中以结构中心位置作为输入端，三条第一传输线呈放射状分布，形成如图5所示的过渡结构：第二传输线所需的公共节点则位于结构中心处(需注意，公共节点与输入端口不相连)，从而实现任意两个输出端口间通过第二传输线加载槽线后至公共节点，然后再加载槽线后经过第二传输线而相连。由于在输出端口间的第二传输线及加载槽线的结构对称性，可以将图5进一步转化为图6所示的环状结构，进而实现结构的平面化；经过这种转化，第二传输线的特征阻抗变为Z2'＝3Z2/2，同时，加载的槽线也可以简化为一条，如图6所示。本实施例采用微带线传输线，所采用的介质基板厚度为1mm，其相对介电常数为2.65。两个工作频率分别为1GHz和2GHz。如图7所示是本发明实施例提供的一分三双频功分器的电路拓扑结构图。所述功分器包括输入端口1，三个输出端口2、3、4，第一传输线5，第二传输线6，开路短截线7，槽线谐振器8。

[0048] 所述一分三双频功分器，其特征包括：第一传输线的归一化特征阻抗(向端口负载Z0作归一化，下同)为z01，由于一分三结构变化，第二传输线特征阻抗为z02'＝3z02/2，开路支节特征阻抗为z03，第一传输线、第二传输线和开路支节电长度均为θ。

[0049] 1为输入端口，本例中通过SMA接头从基板背面引入，半径为0.6mm；

[0050] 2、3、4为输出端口，微带线宽2.7mm，特性阻抗Z0＝50Ω；

[0051] 5为特征阻抗为z1、电长度θ的第一传输线，由方程(1)、(3)、(4)、(6)计算得，θ＝60°，Z1＝z01Z0＝68Ω。相应地微带线长、宽分别为37mm，2.1mm；

[0052] 6为特征阻抗为z02'、电长度θ的第二传输线，由方程(1)、(3)、(6)计算得，θ＝60°，Z2＝z02Z0＝57.6Ω，则Z2'＝3Z2/2＝86.3Ω。确定的微带线长、宽分别为38mm，0.7mm；

[0053] 7为特征阻抗为z03、电长度θ的开路短截线，由方程(1)、(3)、(4)、(5)、(6)计算得，θ＝60°，Z3＝z03Z0＝89.8Ω。确定的微带线长、宽分别为37.8mm，0.94mm；

[0054] 8为槽线谐振器，最终确定槽线长127mm，槽线宽为0.3mm，根据槽线谐振腔的模式分布图，选取激励位置为偏离中心位置25％处。

[0055] 确定上述参数后，采用全波电磁仿真对本实施例进行数值计算，其仿真结果如图8、9所示。图8是本发明实施例提供的功分器端口1和端口2之间散射参数S(1,1)、S(2,1)的仿真曲线图。图9是本发明实施例提供的功分器端口2和端口3之间散射参数S(2,2)、S(2,3)的仿真曲线图。由图可知，在两个频带上工作的功分器，其输入输出端口均能达到良好匹配，回波均在-19dB以下，且输出端口之间的隔离均优于20dB。

[0056] 本发明实施例的有益效果是：

[0057] (一)本实施例通过在输入端加载开路支节，在输出端口之间引入传输线，设计出的新型双频功分器，克服了传统Wilkinson功分器中只能奇次谐波频率工作的缺点。

[0058] (二)本实施例用槽线代替隔离电阻，避免了现有双频功分器必须在输出端口之间使用集总元件才能实现隔离的功能，利用槽线的双频谐振实现输出端口在两个工作频段上的高隔离。

[0059] (三)本发明提出的基于槽线的双频功分器，其设计与实现简单，结构紧凑，且便于在多层结构中进行一体化设计与实现。

标题	发布/更新时间	阅读量
槽线体积天线-专利编号CN110741509A	2020-05-11	514
一种平面槽线的慢波结构-专利编号CN105513928B	2020-05-14	994
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