本发明涉及开关电源领域，具体是指一种采用恒量无功电流对全桥移相 谐振软开关电路进行电流补偿的方法。

全桥移相谐振高频开关电源在开关电源市场上所占比重愈来愈大，应用 愈来愈广，其模块的整体效率，已可达到88％～92％的水平。比老式SCR 相控开关电源的效率，提高了10％以上，已经有了显著的进步。能否进一 步提高全桥移相谐振高频开关电源的效率，将是下一步所要追求的一个重要 目标。此外，目前高频开关电源主控器件承受的电压应力，以 值来表述， 大约都在每微秒3000伏到每微秒1000伏之间，由于 值较高，电路中 各点的浪涌电压与浪涌电流仍不能很好的抑制，如果能进一步降低电路中的 值，则高频开关电源的稳定性、可靠性将有进一步的改善，这是高频开 关电源向前发展的另一个重要标志。

本发明的目的是提供一种可使全桥移相谐振高频开关电源模块中的主 控器件的开关损耗大大降低、效率进一步提高、可有效降低模块发热量、改 善主控器件的工作条件、延长元器件使用寿命、有效抑制浪涌电压、浪涌电 流的发生、降低主控器件承受的电压应力与电流应力、使开关过程处于一种 平滑稳定的工作状态，进而大大提高高频开关电源稳定性、可靠性的技术。

在讲述本发明有关的基本原理和新的构思前，兹有如下声明，即本发明 说明书所涉及的全桥移相谐振高频开关电源的控制逻辑部分，直接采用商用 UC3875或UC3879集成块，因为这是一个已经很普及了的集成组件，有关 它的功能和使用不属于本说明书讲解和介绍范畴，本发明在使用UC3875或 UC3879作控制逻辑时无特殊要求。

全桥移相谐振高频开关电源的主电路如图1，图中E为外加电压，主控 器件可以是IGBT管，也可以是MOSFET管，分别用Q1、Q2、Q3、Q4表示， 与主控器件并联的二极管和电容，也以1、2、3、4脚注分别表示，主变压 器为T，其中电感Ls代表主变压器的漏感以及电路中的各种杂散电感，也有 可能由于主变压器的漏感值太小，不足以提供给并联电容C足够的充电能 量，则也可外加一个电感，与原漏感合并后，仍以Ls表示。按照UC3875 控制逻辑的要求，Q4管应比Q1管提前导通，Q3管比Q2管提前导通，故Q3 管与Q4管组成的桥臂，称为超前桥臂，同理Q1管与Q2管组成的桥臂成为 滞后桥臂。

在图1所示的全桥电路中，主控器件Q1、Q2、Q3、Q4的开通和关断损 耗，可用图2来描述，现以Q4管为例说明如下：

在图2中，画出了主控器件Q4的工作电流IQ4，栅压Ug4和管压降UCE4 在关断过程中的曲线，其中oabd线段为满载状态下关断Q4管时，电压UCE4 上升的轨迹，此状态下UCE4电压由零上升到E的时间为ta，而ocd线段则 为空载状态下，关断Q4管时，电压UCE4上升的轨迹，obd线段则是某一个 中间负载时关断Q4管UCE4上升的轨迹。图中t0时间代表Q4管关断后，IQ4 下降到零的时间，tQ3代表与Q4管串联的桥臂上另一主控器件Q3管实际导通 的时间，tQ3应大于t0，否则将会使桥臂对电源形成直通，而引起灾难性后果。

由图2可以看出，满载时关断Q4管，由于满载时工作电流很大，又由 于Ls的存在，故关断Q4后的续流电流也很大，与Q4管并联的电容C4很快 就被充满，所以oa线段很陡，ta时间很短。中等负荷时，工作电流不大， 故关断主控管后，续流电流也不很大，则C4充电不快，如ob线段所示。轻 载时，工作电流很小，关断Q4后，对C4的充电电流很小，故oc线段上升很 慢，亦即此时的UCE4直到tQ3时刻前，上升仍不高，在tQ3时刻，Q3管被触 发导通，因UCE4＝UC4，而(UC3+UC4)恒等于E，故当Q3管在tQ3时刻触发 导通时，UC3突降到零，UCE4才被强迫由c点突升到d点。

Q4的关断损耗，应是t0时段内，iQ4(t)与uCE4(t)乘积的函数，显然 满载时，UCE4(t)所包围的面积oabt0之值大，故损耗大。轻载时，由于工 作电流至少小20倍，oc线段倾斜度又很低，所以轻载时的关断损耗很小， 因此研究和分析关断损耗问题，应在满载状态下进行分析研究。

参看图3，图中oa′4，oa′3，…，oa0，…，oa″4，oa″5等线段分别代表满 载情况下关断Q4管之后，UCE4可能具有的不同倾斜度的电压上升曲线，在 图1中如果不断加大C4之值，则关断Q4之后，对C4之充电时间就会不断延 长，亦即UCE4之上升愈慢，反应在图3中表现为相应的线段倾斜程度愈来愈 低，若Q4管关断后，电压UCE4之上升恰好在t0时刻达到电源电压E，如图 3中oa0线段，这是一个特定的状态(即IQ4电流下降到零的时候，UCE4正好 上升到E)，可称其为临界状态。现就以这种临界状态下的关断损耗作为参 考标准，以观察C4之大小与关断损耗之关系。

在图3中，电流iQ4(t)的表示式为：

$i_{Q4}\left(t\right)=-\frac{I_{Q4}}{t_0}t+I_{Q4}$

而oa0线段这一特定状态下的uCE4(t)的表示为：

$u_{\mathrm{CE}4}\left(t\right)=\frac{E}{t_0}t$

则临界状态时的关断损耗WOFF为：

$=\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}---\left(1\right)$

现如果减小C4之值，则Q4关断后，UCE4之上升加快，设UCE4上升到E 的时间t分别为0.8t0、0.6t0、0.4t0、0.2t0(在图3中，分别以oa′1、oa′2、 oa′3、oa′4等线段表示)，写出各自的uCE4(t)表达式后积分，可得结果如下：

当t＝0.8t0时[即uCE4(t)上升到E的时间比临界状态t0超前20％]，其损 耗为 $1.24\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗增加了24％

当t＝0.6t0，其损耗为 $1.56\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗增加了56％

当t＝0.4t0，其损耗为 $1.96\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗增加了96％

当t＝0.2t0，其损耗为 $2.44\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗增加了144％

反之，如果增加C4之值，则关断Q4后，UCE4之上升减缓，倾斜度降低， 设UCE4上升到E的时间t分别为1.2t0、1.4t0、1.6t0、1.8t0、2.0t0(在图3 中分别以oa″1、oa″2、oa″3、oa″4、oa″5等线段表示)，写出各自的uCE4(t) 表达式后积分，可得结果如下：

当t＝1.2t0时[即uCE4(t)上升到E的时间比临界状态t0滞后20％]，其 损耗为 $0.833\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗可减少16.7％

当t＝1.4t0，其损耗为 $0.714\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗可减少28.6％

当t＝1.6t0，其损耗为 $0.625\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗可减少37.5％

当t＝1.8t0，其损耗为 $0.555\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗可减少44.5％

当t＝2.0t0，其损耗为 $0.5\left[\frac{I_{Q4}·E·t_0}{6}\right],$ 即关断损耗可减少50％

现将上面计算结果列表如表1所示：

            表1UCE4上升时间比t0超前及滞后与关断损耗之关系一览表   超前与滞后状态   超前   80％   超前   60％   超前   40％   超前   20％    临界    状态   滞后   20％   滞后   40％   滞后   60％   滞后   80％   滞后   100％   UCE4上升到E的时间   0.2t0   0.4t0   0.6t0   0.8t0     t0   1.2t0   1.4t0   1.6t0   1.8t0   2.0t0   关断损耗相对值   2.44   1.96   1.56   1.24     1   0.833   0.714   0.625   0.555   0.5   损耗增加   144％   96％   56％   24％   损耗减少   16.7％   28.6％   37.5％   44.5％   50％

由图3所作的计算和表1的数据，对其进行分析后，可以看出：

1.为了减少满载时的关断损耗，C4电容应选用较大的数值，使Q4管关 断后，UCE4的上升缓慢，上升曲线的倾斜度要低，则其关断损耗愈少，此外 上升到E的时间最好要大于t0。

但另一方面，从图3及表1的数据来看，C4过度加大，在uCE4(t)上 升到E的时间达到2.0t0之后，再加大并联电容之值，关断损耗的下降已不 显著，徒然多丢失占空比，所以主控器件上并联电容之值，也不必无限制的 增加。

2.由于任何时候uCE4(t)+uCE3(t)恒等于外加电压E，故在图3中，当 uCE4(t)上升到E的时候，必然uCE3(t)已经下降到零伏，故Q3管的实际导 通点tQ3应安排在与UCE4相对应的那条oa曲线的a点之后，则Q3管必然是 零电压开通，无开通损耗，实现这一点并不困难，实质上只是调整Q4管和 Q3管驱动信号之间的死区间隔问题。另外前面已经提到，tQ3还必须在t0之 后，以防止桥臂直通形成短路故障。

3.图3和表1虽然是针对Q4管的关断损耗作出的分析和计算，但从形 成关断损耗的原理和关断损耗大小的计算方法来看，Q1、Q2、Q3、Q4管都 是一样的，所以上面的分析和计算结果，对Q1、Q2、Q3管也都适用。以上 是满载时关断损耗的分析计算。

关于开通损耗，经过前面的讨论，已经可以明确的认定，关断Q4开通 Q3，或关断Q3开通Q4(对Q1、Q2管的关断开通也一样)，只要关断管的UCE 上升到E之后，再开通同一桥臂中的另一管，必然是零电压开通，无开通损 耗。由于在满载情况下，工作电流很大，主控管关断后，续流电流也很大， 对被关断管的并联电容的充电电流也大，则被关断管的UCE电压比较容易上 升到E值，则同一桥臂中的另一管就比较容易实现零电压开通。

但在轻载时，由于此时工作电流比满载时的工作电流至少小20倍以上， 主控管关断后，续流电流也就要小20倍以上，而被关断管的并联电容的大 小并未改变，故被关断管的UCE电压很难上升到E值，则同一桥臂中的另一 管就很难实现零电压开通，这已清楚的在图2中显示出来。在图2中，oc 线段是轻载时Q4管uCE4(t)的上升曲线，直到tQ3时刻，它也上升不多，在 tQ3时刻，Q3管两端尚有一个相当大的Udc电压(实际上此Udc电压即是tQ3 时刻Q3管上UC3的电压值，而c点的高度则是tQ3时刻Q4管上UC4的电压值)， 由于UC3的电压很高，这将产生很大的开通损耗。

参看图1，如果Q3管开通时，电容C3上还有UC3电压，则储存在电容 C3中的能量C3UC32/2将全部消耗在Q3管以及连接线中，因基本上是处于阻抗 很小，接近短路状态，故会形成很大的浪涌电流，严重时也会使Q3管损坏。

一般情况下，在主控管开通前与主控管并联的电容C两端还存在有电压 U，则开通此主控管的开通损耗将以下式表示：

$W_{\mathrm{ON}}=\frac{C{U}^2}{2}---\left(2\right)$

显然，C愈小，开通损耗就小，但是前面已经谈到，从满载时的关断损 耗来考虑，C要适当的大，所以有矛盾，现在再由图2来加以说明。

图2中oabd曲线为满载时UCE4上升的轨迹，它较陡，所以关断损耗较 大，为了减少关断损耗，应该加大电容。设加大电容使a点右移后如图4所 示，则满载关断损耗可以大大下降，然而轻载时的UCE4(以线段oc表示) 更加难以升起，Udc差不多接近E值。又由于电容已经加大(通常C3＝C4， C4加大，C3也同样加大)，则此时因C3中的储能C3UC32/2更大，此时导通 Q3将有极大的浪涌电流，有可能使Q3管不能承受而烧毁。

上面的分析是针对轻载时关断Q4或Q3的分析和说明，若对关断滞后桥 臂的Q1或Q2管而言，由于关断Q1或Q2后，其UCE电压的升起是属于升压 续流，在向C1或C2充电的同时，还要向负载输出能量，同时还要向外加电 源E反馈能量，故需要消耗Ls中更多的储能，而轻载时Ls中的储能比满载 时至少要减少400多倍，所以对滞后桥臂而言，轻载时关断Q1或Q2，其UCE 电压的升起，比关断Q3或Q4时更为困难，以致oc线段刚升起不久，就因 Ls储能消耗殆尽而下垂到零或更低数值，如图2及图4中的oc′曲线所示， 则开通Q1或Q2的损耗还将更大，这是滞后桥臂特有的现象。

解决上述存在的问题，最常用的方法有两种：

1.折中方案

折中方案仍旧如图2所示，即选用某一个中间值的C，允许满载时oa 线段稍陡，让它有稍大一点的关断损耗，但可争取到满载时无开通损耗，而 轻载时让它有稍大一点的开通损耗，而只有很小的关断损耗。这是目前最常 见到的工作状态，这是全桥移相谐振电路较低水平的运用，它实际只解决了 一个满载无开通损耗问题，而满载的关断损耗和轻载的开通损耗都稍大，这 种工作状态大约可以使全桥移相谐振高频电源模块获得88％～90％的效率。

2.电感补偿方案

这种方案仍以图2为基础，即在折中方案基础上采用较大一点的电容， 使满载时UCE的上升稍缓一点，以降低关断损耗，而在轻载时，则依靠一个 额外增加的饱和电感的储能，以提高oc线段，使Udc减小，以减少轻载时的 开通损耗，其电路仍如图1所示，但此时的Ls是主变压器本身的漏感和外加 的饱和电感合并之值。

外加电感是一个饱和电感，而不是一个线性电感的主要原因在于：在轻 载时，MN支路工作电流很小，外加电感未进入饱和，所以有甚大的电感量， 因而有相对较多的储能，在图1中任一主控器件关断时，可以在更长的时间 内维持续流电流的存在(注意：它仅是延长了续流电流存在的时间，并不能 增加续流电流的大小)，可以使图2及图4中因Ls储能不足而导致轻载oc′ 曲线后半段的下垂得以升起。在负载加重时，主变压器工作电流加大，通过 饱和电感的电流加大，由于是饱和电感，电流增大后，饱和电感的电感量显 著下降，满载时饱和电感应完全进入饱和，其感应电压应趋于零，故无压降， 所以饱和电感的引入，只对轻载时的续流能力起到了增强作用，而满载时基 本不起作用。轻载时饱和电感上有甚大的压降，满载时，饱和电感上基本无 压降。

由于采用了较大的电容以降低满载时的关断损耗，采用饱和电感以减少 轻载时的开通损耗，所以采用加饱和电感的方案，其效率比折中方案要高， 可使全桥移相谐振高频电源模块的效率达到90％到92％左右。

外加饱和电感补偿方案的不足之处在于：

1.它只能延长续流电流的维持时间，使轻载时关断主控管后，其UCE电 压因漏感储能不足引起的下垂得到补偿，但它不能增加续流电流的大小。

2.它可以对轻载时的续流能力起到增强作用，但以降低主变压器原边实 际的工作电压为代价，这就使外加电感的电感量大小受到限制，也就是它对 续流能力的补偿效果有限。

再进一步减少全桥移相谐振高频电源模块的损耗，提高它的效率，还没 有一个考虑比较全面而又行之有效的方法。

本发明则基于如下的构思：

1.为了再进一步提高全桥移相谐振开关电源的效率，实质上就是在保证 满载情况下，各主控管均能实现零电压开通的前提下，尽量减少满载情况下 各主控管的关断损耗。

2.减少各主控管满载时的关断损耗，在全桥移相谐振电路中，最有效方 法就是加大与主控管并联的电容的容量，也就是要将图4中oa线段的a点 再进一步右移，本质上是使主控管关断后，其UCE电压上升到E所经历的时 间ta要更长，如图5所示，现设定ta的范围为：

             ta＝(1.2～2.0)t0                         (3)

式中t0为主控器件关断后，电流下降到零的时间，当主控器件选定后，t0之 值可在手册中查出。对于低速器件，t0值较大，ta可选用(1.2～1.5)t0左右。 对高速器件，t0值较小，ta可选用(1.5～2.0)t0左右。

3.若ta安排在1.5t0处，则如图5所示，为了保证桥臂中的另一管确实为 零电压导通，则其导通时间tQ须在ta之后，现设定该管的导通时间tQ为

                      tQ≥2t0                     (4)

4.在按上述规定确定了ta和tQ之后，满载的损耗就可以进一步下降，效 率则可以进一步得到提高。但是因为与主控管并联的电容进一步被加大，必 然使oc线段(即轻载时UCE的上升曲线)更加难以升起，如图5所示。轻载时 的导通损耗变得更大，这是不能容忍的，必须设法使oc线段抬起，以降低 轻载的开通损耗。为此，本专利发明设计了一个特殊的方法，使oc线段抬 起到oc′位置，而c′点的电压至少要达到0.6E以上，也就是Udc′的大小要 在0.4E以下，同时oa线段的位置又能保持在其原位附近基本不变，如图5 所示，如果做到了这一点，则：

(1)满载时的关断损耗很小，同时满载时的开通损耗又为零。

(2)轻载时的关断损耗本来就很小，同时轻载时的开通损耗又大大降低 (下降到只有 $0.16\frac{{\mathrm{CE}}^2}{2}$ 或更小)。

满足了以上两条，就能使全桥移相谐振电路工作在一种更理想的状态， 即实现在很宽的负载范围内都能取得更高的效率。

现在关键问题就在于如何抬高oc线段至oc′的同时，而又使oa线段基 本维持在原位不变，解决了这个问题，就能使全桥移相谐振电路的工作状态 达到一个更高的境界。

从本质上来说，在电容大小不变的情况下，要使oc线段抬高到oc′位 置，唯一的办法只能是在轻载时关断主控管后，能给主控管所并联的电容以 更大的充电电流，以迫使UCE上升更快，而满载时关断主控管后给主控管所 并联的电容的充电电流则不应有过多的增加，故能使oa线段保持在原位附 近基本不变。这一构思的具体要求，可用图6来描述。

图6a表示在加大主控管所并联的电容后，不采取任何措施时，在各种 不同大小负载情况下，UCE电压上升的轨迹。其oa线段表示满载情况下关断 主控管后UCE上升的轨迹，其电压上升到E的时间为ta，图中oc线段则表 示轻载时关断主控管后UCE电压变化的轨迹，由于并联电容用得很大，故轻 载时，oc线段基本上是平坦的，即c点所代表的电压差不多为零，因而有极 大的开通损耗，约为CE2/2。

图6b则代表本发明特有的构思应达到的状态。图6b中oa线段与图6a 中的oa线段位置大致相同，代表满载时关断主控管后，UCE电压上升的轨迹， 所不同的是轻载情况下关断主控管后，oc线段是平坦的，而oc′线段则在相 同的tQ时刻上升到了0.6E以上，这就要求在轻载时能有一个很大的充电电 流对主控管并联电容充电，使得在tQ时刻c′点能达到0.6E以上。

仔细比较图6a和图6b可以发现：

1.轻载时，oc′线段比之oc线段上抬百分比最大，也就是说轻载时需 要给并联电容增加充电电流的百分比最大。

2.在20％负载时，图6b中代表20％R的曲线比图6a中代表20％R的曲 线上抬的百分比又更进一步减少，也就是说20％负载时，需要给并联电容增 加的充电电流的百分比，已经比轻载时有所下降。

3.同理：40％负载时，图6b中代表40％R的曲线比图6a中代表40％R 的曲线上抬的百分比又更进一步减少，也就是说40％负载时需要给并联电容 增加的充电电流的百分比又进一步有所下降。如此类推，可以看出在图6b 中，随着负载的加重，代表负载轻载的各条曲线愈来愈密集，也就是说随着 负载的加重需要给并联电容增加充电电流的百分比愈来愈小。

4.满载时，图6a中的oa线段与图6b中的oa线段的位置大致相同。也 就是说，满载时无需给并联电容增加充电电流。

为了更清楚地了解这一要求，可以从数量上的对比，来大致阐明其工作 的状态：

1.参看图1，任一主控管关断后，由于有Ls之存在，续流电流即是关断 前MN支路的工作电流，而满载时的工作电流比轻载时的工作电流一般来说 要大20倍以上，所以满载时Ls中的储能LsI2/2比轻载时之储能至少大400 倍以上，故满载时关断主控管，其UCE电压因续流电流之值大，Ls储能又多， 所以很容易升起达到E值。

2.轻载时，并联在主控器件上的电容大小并没有改变，所以将电容在同 样的时间内充满，所需的电流也不应改变，但轻载时的工作电流比满载时的 工作电流至少要小20倍，所以在轻载时关断主控管后，要在同样的时间内 将并联电容充电至E，至少要额外设法增加大约20倍以上的充电电流，如果 充电至0.6E，则至少要设法增加大约10倍以上的充电电流。

3.现在为了要进一步减少满载的关断损耗，又将并联电容更进一步的加 大，因为只有这样才能满足ta≥1.5t0的要求，但更进一步的加大并联电容 后，tQ的位置并未改变，则轻载时若仍要求在tQ时刻将并联电容充电至0.6E 以上，则充电电流还要再大一些，至少增加10几倍到20倍，才能使该并联 电容充电至0.6E。

4.然而满载时关断主控管，基本上无需给并联电容增加充电电流，所以 这项增加的充电电流是随负载的轻重变化而反比例变化的，变化的幅度大小 达10多倍至20倍之多，显然仅依靠一个外加饱和电感是无法完成这一要求 的。

本发明的目的就是为了提供一种方法和实施方案，能有效的实现上述要 求，即一种全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法，其主电路由第一 主控器件Q1、第二主控器件Q2、第三主控器件Q3、第四主控器件Q4及主 变压器T构成全桥移相谐振高频开关电源的主电路，第一主控器件Q1的发 射极与第二主控器件Q2的集电极相连，第三主控器件Q3的发射极与第四主 控器件Q4的集电极相连，其中Q1、Q2的连接节点M与Q3、Q4的连接节点 N之间连有一含主变压器T及其漏感或外加电感Ls的支路，整个电路由外 接控制逻辑电路实施控制以完成电源变换；本发明的特征在于：改变前述主 电路中节点M、N间主变压器T及其漏感或外加电感Ls所处支路上的激磁 电流IB，使其增大到恒量无功电流IB0级，同时又不改变IB0相位滞后于外加 电压90°的性质，且磁通ΦB的大小基本不变，使得增加IB后主变压器原边 总电流在轻载时甚至能增加达10倍，而满载时只增加极少一点，这一改变 是通过增开主变压器T的空气隙实现的；在主变压器原边绕组N1基本不变 的情况下，采用在铁芯中增开空气隙l的方法，强迫IB上升到IB0，IB0应达 到如下的数值：

            IB0＝(0.6～1)I2′

式中：I2′为负载电流，当系数采取0.6时，为弱补偿情况，当系数采 用1时，为强补偿情况。

上述主变压器T上所开空气隙l应开在E型铁芯中柱上，以保证激磁电 流增加到所需的IB0值，此空气隙的大小可由实验决定。与此同时，主变压 器所需的激磁电感量LB0，在IB0决定之后，则可由如下计算式予以确定：

式中：E为主电路的外加电压，T1为周期，I平均为主电路电源输入端的 平均电流。

此外主控器件Q1、Q2、Q3、Q4的发射极与集电极间分别并联有电容器 C1、C2、C3、C4，其特征是：各电容器具体是按照式C＝I1(1.2～2.0)t0/2E 设定的，式中：I1为主变压器原边工作时的总电流，t0为主控器件关断时间。 以下对本发明作进一步说明。

在正弦电压作用下的一个铁芯变压器，如果工作在铁芯B-H曲线的线 性区，其等效电路可用图7表示。

在图7中：

    r1、r′2分别为初级和次级的铜阻；

    Ls1、L′s2分别为初级和次级线圈的漏感；

    rg为磁芯材料的铁损电阻(代表磁滞损失和涡流损失的等效电阻)；

    LB代表铁芯的激磁电感；

    Ig是铁损引起的有功电流；

    IB是激磁电感所需的磁化电流，它与外加电压有90°的相位差，

    是一个无功电流，磁化时从电源吸取能量以建立磁场，去磁化时，则

    将能量送回电源。

由于大功率变压器，一般来说，铜损、铁损都很小，在原边引起的压降 仅占原边电压的很小一部分，加上漏感引起的压降，其所占比例仍很小，作 为近似计算，都可以忽略不计，则铁芯变压器的等效电路就可以用图7c表示， 现从图7c出发，研究工作电流I1与磁化电流IB之关系。

首先将图7c的电路的矢量图画出如图8a所示，图中U1是外加电压，IB是 磁化电流，ΦB是工作磁通，U2为次边电压，反射到原边为U′2，现U′2＝U1。 I2为次边负载电流，反射到原边为I′2，则原边总电流 ${\stackrel{·}{I}}_1={\stackrel{·}{I}}_2^{\prime }+{\stackrel{·}{I}}_B,$ 即 $I_1=\sqrt{{\left(I_2^{\prime }\right)}^2+I_B^2}.$

由于磁化电流IB通常都很小，一般大致为满载时I′2的5％以下，即 I′2(满)≈20IB，因为IB之值很小，所以当负载变化时，无论是满载还是轻载， I1与I′2之差别很小，如图8b所示。

如果我们视I′2的1/20为轻载，即I′2(满)＝20I′2(轻)，则可近似认为I′2(轻) ≈IB，由图8b可得：

现若采取某种特殊手段将IB增大到IB0，而并不改变IB0相位滞后于外加电 压90°的性质，且磁通ΦB的大小可不变，甚至还可减小，即ΦB0≤ΦB，则 IB增大到IB0后的矢量图可用图8c表示，图中I′2(轻)与I′2(满)之值不变，但I1(轻) 和I1(满)的大小将发生变化，分别以I10(轻)和I10(满)表示，可列式如下：

今将IB增大到IB0，根据前面提出的要求，设IB0为IB的(12～20)倍，则因 I′2(满)≈20IB＝20I′2(轻)，故

今取IB0＝0.8I′2(满)，它相当于IB0是IB的16倍，则：

$=\sqrt{\frac{1+{16}^2}{1+1}}=11.34$

此式说明，如果将IB增大到16IB情况下，轻载时变压器原边总电流将是不增 加IB时变压器原边总电流的11.34倍。

在看看满载情况下的对比：

$=\sqrt{\frac{{20}^2+{16}^2}{{20}^2+1}}=1.279\approx 1.28$

此计算说明，在满载时若将IB增大到16IB，主变压器原边电流是未增大IB时变 压器原边电流的1.28倍，即只增大了28％，相对来说没有什么显著变化。

以上的分析计算表明，增加IB后，变压器原边总电流在轻载时大大增加， 可达十几倍，而在满载时只增加了极少一点点，这就满足了前面所提的要求。

当然，以上的分析是假设变压器外加电压为正弦波电压，所以能用矢量 图进行分析和计算，但如果工作在方波或脉冲调宽波状态，就不能用矢量图 进行描述，但以上分析所依据的基本原理和概念，仍然可以借鉴，但应以图 解分析为主。

现在让我们关注本发明是如何实现磁化电流能十多倍的大幅度增长问 题的。

为了增加磁化电流最简单的方法就是减少原边绕线的匝数，由于电感量 与绕线匝数的平方成正比，故匝数减少后，电感量将大大减小，磁化电流必 然大幅度增加，但在这种情况下，铁芯中的工作磁通将由ΦB上升到Φ′B，而 Φ′B早已进入深饱和区，如图9a2所示，此时如果接有次边绕组，其感应电压将 急剧下降。同时，由于Φ′B进入饱和区，Φ′B的数值已超过正常工作允许的最 大值，因铁芯损耗与Φ的(1.6～2.0)次方成正比，故铁芯损耗将急剧猛增，铁 芯将严重发热，所以依靠降低绕线匝数以获取10倍以上的大容量磁化电流的 方案是行不通的，也是不允许的。本专利发明提供的设计，能使IB增加10多 倍达到IB0之后，ΦB0可维持在原ΦB的数值上不变，故磁芯的铁损和发热量 没有什么变化，甚至还可以使ΦB0小于ΦB，即铁损还可以减少，与此同时， 又不改变IB0相位滞后于外加电压90°的性质。这一方法就是在磁芯截面加 空气隙l，如图9b1，由于要使激磁电流增加10多倍，所以空气隙l就应开得 比较大(可由实验决定)，这对于要求以高效率直接输出大功率为主的铁芯变 压器来说，加较大的气隙，不能不认为是一项超常规的、罕见的举措。因为 在常规情况下，增开较大的气隙或者是进一步减少绕线匝数，对要求以高效 率传送大功率的铁芯变压器而言，通常都被视为是一个禁区，并被冠以“变 压器损耗增加”、“变压器发热”、“过多丢失占空比”以及“效率大大下降” 等等“公认”的缺陷而不被人们所采纳。然而一项发明的诞生恰恰正是建立 在人们普遍不曾意识到，或认为不可能成立的事件上的一种突破，从而创立 了一个新的概念，推动了事物的向前发展。

在图9中，如果不加空气隙，则在外加电压U1作用下，只要很小的磁化 电流，就可以得到额定的工作磁通ΦB，如图9a2所示。在正常情况下，建立 同样的工作磁通ΦB，如果所需的磁化电流IB愈小，则说明铁芯愈好，或变压 器性能愈好，这是正常的观念。

如果要求U1不变，工作磁通ΦB也不变，但希望磁化电流IB要增加10多倍 以上，则显然是一个十分特殊的构思。本发明提供的方法就是加开超常量的 空气隙l，由于空气隙的磁阻远大于磁芯回路中的磁阻，故要形成同样大的 磁通ΦB(现ΦB0＝ΦB)必定需要更大的磁动势N1IB0(N1IB0也称安培匝)。在N1 不变时，则意味着需要更大的磁化电流IB0，如图9b2所示。由于铁芯变压器 增加了较大的空气隙之后，其等效的(B-H)曲线已经被直线化，故很容易找 到一个合适的空气隙，令磁化电流达到规定的IB0时，ΦB0也恰好基本等于 ΦB，或者ΦB0更小于ΦB，则可保证铁芯的铁损不致增加。此外IB0仍然时是 一个无功电流，与U1仍然有90°的相位差，这样就实现了将磁化电流IB增大 10多倍的目的。由于IB0是磁化电流，是外加电压U1的函数，当外加电压U1 已定，空气隙l的大小已定，则IB0的大小也就被相对固定，而且不论负载是 重是轻，IB0之值基本没有多少变化，所以在关断主控器件后，它在主变压器 的总电流中是一个恒定的无功电流分量，这在图8c中，已能清楚的显示出这 一特点，它的存在使重载时主变压器总电流并无多大的变化，而在轻载时， 却能使主变压器总电流增加十几倍，起到了强有力的补偿作用。因为IB0是一 个恒定的无功电流分量，故本专利发明命名为“全桥移相谐振软开关的恒量 无功电流补偿方法”。这是本专利发明创造性构思的关键特征所在。

按照上述构思，本发明可获得的效果如下：

1.由于安排主控管Q1、Q2、Q3、Q4关断后，其UCE电压上升到E的时间ta 等于(1.2～2.0)t0左右，对大多数低压降慢速的价廉场控器件而言，t0大约在 (0.6～1.0)μs左右，则ta最大值一般都可安排在1μs以上，若电源电压E为500 伏，则主控器件承受的dV/dt值为：

$\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dt}}=\frac{500}{1}\frac{V}{\mathrm{\mu s}}=500V/\mathrm{\mu s}$

可见，采用本发明设定的ta值范围，则主控管无论是快速器件或是慢速 器件，其dV/dt之值一般均可保证在每微秒500伏以下。

2.由于主控管Q1、Q2、Q3、Q4关断后，UCE上升到E的时间很长，可以到 1μs以上，由于上升速率很慢，则超调现象也基本上被完全抑制，也就是主 控管关断时，浪涌电压基本上不再出现。

3.由于轻载时，本发明设定了一个很大的无功电流IB0，使轻载时开通主 控管瞬间，其UCE值已经下降到0.4E以下，故开通主控管时的浪涌电流大大 减少，在30％以上负载时，则全部是零电压开通，浪涌电流就基本等于零。

4.由于主控管关断后，UCE上升到E的时间可以做到1μs以上，故关断损 耗大大下降(参看表1)，同时又因为设定了一个很大的无功电流分量IB0，故 轻载时的开通损耗也大大下降，其总的效果是，负载在相当宽的范围，都可 以取得很高的效率，采用本项软开关技术制作的电源模块，一般情况下可使 模块整机的效率达95％以上。

上述四条正是高频开关电源生产厂家迄今为止一直未能很好解决的技 术难题，本发明提供的技术方案，针对性的解决了这些问题，必将使高频开 关电源的现有指标得到很大的提高。

本发明适用于通信用高频开关电源模块、高频电力操作电源模块、高频 焊机电源模块，以及以24伏、48伏、60伏、110伏、220伏直流输出为基础的 大功率工作电源场合，应用面十分广阔。

本说明书附图说明如下：

图1是全桥移相谐振高频开关电源主电路电原理图。

图2是主电路中Q4管在关断前后，各电极上电压、电流随时间t变化的 轨迹。

图3是当Q4管并联的电容C4采用不同数值时，在关断Q4管后，电压 UCE4可能具有的不同倾斜度的电压上升曲线。

图4是当Q4管并联的电容C4加大后，关断Q4管前后，各电极上电压、 电流随时间t变化的轨迹。

图5是当Q4管并联的电容C4进一步加大后，关断Q4管前后，各电极 上电压、电流随时间t变化的轨迹。

图6a是加大主控管并联电容后，不采取任何措施时，在各种不同大小 负载情况下，关断主控管后，电压UCE上升的轨迹。

图6b是加大主控管并联电容后，在各种不同大小负载情况下关断主控 管，若采用本专利发明特定构思所能期望达到的UCE电压上升轨迹。

图7是正弦波电压作用下的铁芯变压器。

图7a是铁芯变压器原边、次边绕组及其电压、电流。

图7b是铁芯变压器的等效电路图。

图7c是铁芯变压器简化等效电路图。

图8是正弦电压作用下，铁芯变压器的矢量图。

图8a是铁芯变压器简化等效电路的电压、电流矢量图。

图8b是铁芯变压器在轻载和重载时，简化等效电路中电压、电流的矢 量图。

图8c是铁芯变压器增大无功电流分量达到IB0值后，在轻载和重载时简 化等效电路中电压、电流的矢量图。

图9是铁芯变压器无气隙及有气隙时的磁化曲线及矢量图。

图9a1是无气隙铁芯变压器。

图9a2是无气隙铁芯变压器的磁化曲线。

图9a3是无气隙铁芯变压器电压、电流矢量图。

图9b1是有气隙的铁芯变压器。

图9b2是有气隙的铁芯变压器磁通和磁化电流的关系曲线。

图9b3是有气隙的铁芯变压器电压、电流矢量图。

图10是电源输出给移相桥的平均电流和脉冲调宽波电流。

图11是主变压器外加电压U1与负载电流I′2以及磁化电流IB0瞬时值波 形图。

有关本发明特定的“全桥移相谐振软开关的恒量无功电流补偿方法”的 具体设计实施方法如下：

1.按图1电路，根据要求的输出功率和额定的输入电压E，按常规 方法选定磁芯材料尺寸，并决定其有效截面积S(cm2)，按Bm＝800～1000 高斯设计变压器原边绕组匝数N1，N1计算式为：

                    U1＝4N1BmSf·10-8             (6)

其中：U1为外加电压E，Bm为工作磁通密度G(高斯)，S为铁芯有效

      截面积cm2，f为工作频率Hz

2.次边匝数N2可根据次边需要的输出电压U2进行计算，因加有较 大的空气隙，耦合系数略有减少，故计算出的次边匝数应追加约2％作为弥 补。

3.根据输出功率P的大小，可求出电源E应给出的平均电流值I平均 (计算中设效率为95％)

在电源E和移相桥之间若串一直流电流表，其指示之值即此I平均之值， I平均是电源支路输出的一项有功电流。

4.求I′2并决定IB0：

由于外加电压E应有±15％的拉偏，故在典型状态下，移相桥实际工 作在占空比大约为0.65状态，则电源E给出的有功电流实际是一个PWM脉 冲调宽波，此脉冲调宽波电流的大小可按图10求得：

求出I′2之后，按前述之设计，因设定IB0＝(0.6～1)I′2，则

      IB0＝(0.6～1)1.538I平均＝(0.923～1.538)I平均       (9)

若取中间值IB0＝0.8I′2，则：

                IB0＝0.8·1.538I平均＝1.23I平均          (10)

在原边绕组N1不变的情况下，铁芯增开空气隙l，强迫激磁电流IB0 上升到公式(10)计算所得之值即可，这里空气隙的大小可由实验决定。

5.求LB0：

参看图11，根据电感电路接通直流电源的电流起始斜率的计算式，在 IB0决定之后可写出下式：

$I_{B0}=\frac{E}{L_{B0}}·0.65·\frac{T_1}{4}$

若取中间值IB0＝0.8I′2，则：

6.求C1、C2、C3、C4之值：

一般情况下，C1＝C2＝C3＝C4，其计算步骤如下：

(1)根据输出功率大小，以及输入电压、输出电压选定所用的主控 器件，并由手册查出其关断时间t0

(2)设满载时，对电容充电至电压E的时间为ta，ta大小根据公式 (3)指定为：

           ta＝(1.2～2.0)t0

(3)求最大工作电流I1：

根据图11，I′2与U1同相，在 $t=0.65\frac{T_1}{2}$ 时刻主控管关断，此瞬间变压 器中的总电流I1为：

       I1＝I′2+IB0＝I′2+(0.6～1)I′2               (12)

现取IB0＝0.8I′2，则

       I1＝1.8I′2＝1.8·1.538I平均＝2.768I平均      (13)

(4)求C1、C2、C3、C4之值：

当主控器件关断后，变压器支路MN的续流电流即为I1，此续流电流 一路经上桥臂电容C3(或C1)，一路经下桥臂C4(或C2)对电容提供放电 电流和充电电流。由于上下桥臂之电容相等，故其中一路的充电电荷量，也 必然和另一路的放电电荷量相等，因而可认为其中一路的平均充电电流必定 与另一路的平均放电电流相等，均近近似为I1的二分之一，由此可近似求出 C1～C4之值。

因： $\frac{\mathrm{dQ}}{\mathrm{dt}}=C\frac{\mathrm{du}}{\mathrm{dt}}$

即 $\frac{1}{2}{I}_1=C\frac{E}{t_a}$

$C=\frac{I_1{t}_a}{2E}=\frac{I_1(1.2~2.0)t_0}{2E}---\left(14\right)$

现取ta＝1.5t0，IB0＝0.8I′2，则

实际制作时，因C1，C2系工作在滞后桥臂，在充电时属于升压续流， 需要更多的能量，为保证充电电压的高度，可将C1、C2的取值比C3、C4减 小10％～20％为宜。

最后，需要特别指出，上述计算方法满足了本发明所特有的创造性构思， 但本发明的保护范围显然并不局限于仅仅是上述列出的若干计算方法和计 算式，还包括本领域技术人员为满足本发明特有的创造性构思而延伸出的显 而易见的各种派生的替换方案，以及为满足这一构思而采用各种可资选择的 不同的计算方法。例如在本发明特有的设置恒量无功电流的基础上，再额外 加一个小的饱和电感，由于轻载时无功电流已经大大增加，则此饱和电感的 作用就得以充分发挥，补偿作用也得以提升，但这明显的是属于在本发明创 造性构思基础上延伸出的一种派生方案。