在与此同时提交的美国专利6163472以及美国专利4599685中， 直接的3相AC到DC矩阵变换器采用逐一控制的开关、直接在直流 电动机的输入端合成所需的平均DC电压波形，同时把DC输出电流 以与AC电压同相的正弦波形的形式在各AC输入线之间分配。所述 专利的直接的DC矩阵变换器与先有的DC-PWM(直流-脉宽调制) 变换器之间的差异在于，先有的变换器产生固定电压的DC电力，与 电池大致一样，然后按照需要、利用电压的某一部分、通过脉宽调 制合成平均起来合适的DC电压，而在所述申请中，通过直接从AC 电源进行脉宽调制合成在所需电流下的所需电压，同时保持正弦波 平衡和AC输入电流的单位功率因数。
在所述专利的系统中，在每个调制周期中接通和断开每个开关。 如众所周知的，仅在不导电与导电状态之间转换的过程中产生电力 开关的开关损耗；因此，减小换向次数会明显降低开关中的功耗。

本发明的目的包括以最小的换向损失、以最少的计算(处理器步 骤)、用保证DC电压和电流中脉动最小的高达10KHz或者更高的调 制频率、直接从三相AC电源提供脉宽调制合成的DC电压，在AC 电源处具有最小的失真和单位功率因数。
此项发明基于本人的以下发现：当以适当的次序来操作时、DC 矩阵变换器中所有开关可以接通并且在同一或相邻脉宽调制周期的 三个部分中的二个部分期间保持接通，这三部分包括每个脉宽调制 周期的两个电压产生部分和一个非电压产生部分。
按照本发明，DC矩阵电力开关的接通时间由瞬时电压命令信号 V*(反映出由所述DC矩阵变换器提供的电压)与固定dq坐标中三相 AC电源的瞬时大小V之比、连同在固定dq坐标中所述AC电源电 压的当前瞬时相位与跨过所述AC电源的一个周期的六个相位分区的 超前和滞后界限之间的相位关系来决定。
而且按照本发明，利用三角的角-和关系、以dq量来表示所述相 位关系，并且通过在正交dq坐标中表示的AC电源的电压与零之间 的不相等性来识别上述相位关系。
进一步按照本发明，通过正交DQ坐标中AC电源电压的各分量 间的关系来选择在脉宽调制周期的每个部分中使用的开关对。可以 以提供单向电流、双向电流并且有或没有正反馈的DC矩阵变换器来 实现本发明。
本发明提供一种通过DC矩阵变换器(18)控制DC负载(19)与一 组三相AC电力线(a，b，c)之间的电流的方法，所述DC矩阵变换器 包括：每个连接在所述AC电力线中相应的一根与所述DC矩阵变换 器的第一个DC输出端(J)之间的多个上部开关；以及每个连接在所 述AC电力线中相应的一根与所述DC矩阵变换器的第二DC输出 端(K)之间的多个下部开关，所述方法包括：
以这样的方式操作所述开关、使得每个开关在被操作而把所述 AC电力线中相应一根连接到所述DC输出端的相关的特定的一个 时、保持工作直至另一个开关已工作而把所述AC电力线之一与连接 到所述特定DC输出端，并且使得所述上部开关之一与所述下部开关 之一被同时操作，所述开关被成对操作，每对包括与一根AC电力线 相关的上部开关和与所述那根AC电力线不同的AC电力线相关的下 部开关，并且所述开关还被成组操作，每组包括与同一AC电力线相 关的上部开关和下部开关；
其特征在于：
提供电压命令信号V*，其表示由所述DC输出端提供给所述负 载的电压；
提供调制指数m*，其是所述电压命令信号V*与固定d、q座标 中所述AC电力线的电压的瞬时幅度V之比；以及
提供同相调制命令分量mq＝m*cosθ和正交调制命令分量 md＝m*sinθ；
提供(73)量$m1=\sqrt{3}\mathrm{md}/2-\mathrm{mq}/2;$
提供量$m2=\sqrt{3}\mathrm{md}/2+\mathrm{mq}/2;$
提供(56)与所述AC电力线中给定一根(a)的相位一致的瞬时 AC电力线电压在正交座标中的同相分量Vq和正交分量Vd，以及
当$\left|\mathrm{Vd}\sqrt{3}\right|<\left|\mathrm{Vq}\right|$时，如果Vq＞0则提供第一部分dα＝-m1而如果 Vq＜0则提供dα＝m1，并且如果Vq＞0则提供第二部分dβ＝m2而如 果Vq＜0则提供dβ＝-m2；
当$\mathrm{VdVq}\sqrt{3}>{\mathrm{Vq}}^2$时，如果Vq＞0则提供所述第一部分dα＝mq而 如果Vq＜0则提供dα＝-mq，并且如果Vq＞0则提供所述第二部分d β＝m1而如果Vq＜0则提供dβ＝-m1，以及
当即非$\left|\mathrm{Vd}\sqrt{3}\right|<\left|\mathrm{Vq}\right|$、也非$\mathrm{VdVq}\sqrt{3}>{\mathrm{Vq}}^2$时，如果Vq＞0则提供 所述第一部分dα＝-m2而如果Vq＜0则dα＝m2，并且如果Vq＞0 则提供所述第二部分dβ＝mq而如果Vq＜0则提供d β＝-mq，以及
在与所述AC电源电压的周期相比要小些的调制周期的连续序 列的每个周期中，在所述周期的所述第一部分dα期间操作所述开关 中的第一对开关，在所述周期的所述第二部分dβ期间操作所述开关 中的第二对开关，并且在所述周期的其余部分期间操作一组开关。
根据对附图中所说明的本发明的示例性实施例的以下详细描 述，本发明的其他目的、特征和优点会变得更加清楚。

图1是采用按照本发明控制的DC矩阵变换器的电梯系统的简要 框图。
图2是可按照本发明控制的共射极、DC矩阵变换器的示意图。
图3是包括有关本发明的电流向量的表示的AC电源电压的曲线 图。
图4是说明本发明的原理的空间向量图。
图5和6是说明在一个周期的各个分区中、本发明的各种参数 的示意图。
图7是说明用于按照本发明控制DC矩阵的不等式的空间向量 图。
图8是按照本发明、用于确定接通持续时间的示例性程序的简 化逻辑流程图。
图9-12是说明可以在其中操作各种开关的周期的各分区的示 意图。
图13是非零向量开关选择程序的逻辑流程图(简化的示例)。
图14是说明用于选择零向量的不等式的空间向量图。
图15是示例性的零向量开关选择程序的简化逻辑流程图。
图16是说明本发明原理的、在共相位基础上的一系列波形。

参照图1，DC矩阵变换器18向DC电动机19提供电流，在此 实施例中DC电动机19以机械方式连接到滑轮20，滑轮通过绳索21 连接电梯车厢22和平衡块23。DC矩阵变换器18选择性地把各对三 相AC电力线a、b、c直接连接到变换器的输出端j、k。电压可能在 j端为正而在k端为负并且常规正向电流从j端流到k端、例如当电 梯携带重负载被向上驱动时，或者k端可能为正而j端为负并且常规 正向电流从k流向j、例如当电梯携带轻负载被向下驱动时；这称为 “电动机驱动”。无论何时电梯带轻负载向上移动、带重负载向下 移动、或者减速，实际上滑动20驱动电动机19，使得电动机19起 到发电机的作用。在这种情况下，流过电动机19的正向电流的极性 与j、k端的电压极性相反；这称为“再生”。DC矩阵变换器18会 根据提供给图1的DC矩阵变换器控制器的速度命令的大小和方向、 以及电动机19工作在电动机驱动方式下还是再生方式下来适当地连 接各开关。
在此处的实例中，最终会导致DC矩阵变换器以所需方式驱动电 动机19的这些命令是由常规电梯运转控制器(未示出)提供的，后者 通过线路30向加法器31提供速度命令，加法器31减去由常规位置 与速度转换电路33响应来自与滑轮20(或电动机19、随情况而定)耦 合的适当常规编码器(未示出)的线路34上的信号而经线路32提供的 实际速度。电路33经线路37的位置输出被反馈给运转控制器以便 确定使电梯以想要的方式移动所必需的命令的连续性，这些是本领 域中众所周知的并且不构成本发明的部分。经信号线40把加法器31 的输出提供给常规速度误差比例与积分增益电路41，后者经线路42 的输出包括馈送到加法器43的电流命令I*。加法器43减去从常规 电流检测器45得到的线路44上的实际电动机电流、以便经线路46 提供电流误差信号。在电路51中以常规比例与积分增益来处理电流 误差信号，电路51的经线路52的输出包含电压命令V*。
按照本发明，电压命令的幅值与输入的AC供电电压向量在固定 dg坐标中的幅值之比决定调制指数m*，后者用于确定在AC输入电 力线上电压的脉宽调制期间接通的持续时间，以便得到用于加在负 载如电动机19上的所需DC电压。
AC电力线a、b、c上的电压馈送到常规固定三相至固定dq坐 标转换电路56以提供输出Vd、Vq，后者如已知的、在正交坐标中 定义AC电源的三相输入电压。AC电源在线路57上的幅值V只不 过是在常规单元58中实现的Vd、Vq的平方和的平方根。正交幅值 Vd、Vq还馈送到常规锁相环63，后者经线路65和66的输出分别是 反映sinθ和cosθ的信号。这些信号加在电路68上，后者把同步dq 坐标中的调制指数m*转换成所需的固定dq坐标中的调制指数分量 mq、md。mq和md信号经线路71、72馈送到持续时间与选择功能 块73，后者确定所选择的开关对或组应被接通的持续时间，并且选 择在任何给定时刻要接通的开关对或组，以执行必要的脉宽调制， 以便在DC矩阵变换器18的输出端j、k合成所需的DC电压。下面 更全面地描述功能块73。指示接通的持续时间和所选的要接通的开 关对的各信号经干线77提供给定时电路78，后者实际上对脉冲进行 实时计数、以便通过经12线的干线79向DC矩阵变换器18提供接 通门电路来实现所需的持续时间。定时电路按照常规换向方法接通 和断开各开关，使得每个输出端总是连接在AC电力线上，没有断路 间隙，以便满足已知的电流连续性约束条件。在1992年1月的IEEE Trans.Power Elec.，Holmes与Lipo的“用AC-AC矩阵变换器理论 实现可控整流器”中给出了一个换向的实例。
尽管图1中未示出，但是本发明的DC矩阵变换器需要跨AC输 入端的线间电容以支持下文所述的开关换向。这些电容连同串联的 电感器可包括在输入滤波器82内。类似地，DC矩阵变换器最好具 有包括串联电感和并联电容的输出滤波器83，在前述申请中示出了 这两种滤波器。
图2中说明DC矩阵变换器18的一个实施例。对于AC电力线 a、b、c中的每一相，有图2上部的两个功率晶体管开关和图2下部 的两个开关。图2上部的一个开关，at+、bt+、ct+会通过j端把来自 相应的一条AC电力线的电流导向电动机19，而相应的下部开关ab+、 bb+、cb+中的一个会把来自电动机19的电流导向相应的AC电力线。 这里为了说明，假定从j端向下经过电动机1 9到k端的电流为正向 电流。对于反向电流，反向下部开关ab-、bb-、cb-中的一个会把来 自相应的一条AC电力线的电流经过k端、电动机1 9导向j端，并 且上部反向开关at-、bt-、ct-中的一个会把来自j端的电流导向相应 的一条AC电力线。
DC矩阵变换器的一般工作特性示于图3中。其中，画出AC电 力线的正弦波电压Va、Vb、Vc对时间的曲线图。图3中还画出通 过图2中导通功率晶体管开关at+、bt+...cb-的不同组合得出的多个 不同电流向量i1、i2...i6。这些表示成从负电压到正电压延伸的垂直 箭头。与每个垂直箭头相联系的是带有括号中的同样名称的水平箭 头，它表示每个周期的一部分，在这部分中可以变换相应的电流向 量(在以下实例中每周期大约五十五次)、以便无论何时输入命令为正 (m*＞0)就在输出端产生正电压(Vj＞Vk)。在每个实例中，箭头的上 部被指定为流经标有a、b或c的开关的电流，符号At表示：或者晶 体管at+或者晶体管at-会在取决于如前述的电流是正向还是反向的特 定时间导通。类似地，对于电流向量i1，符号Cb表示晶体管cb+、cb- 之一会根据电流是正向还是反向而分别导通。因此，通过分别把c相 的AC电力线和a相的AC电力线连接到矩阵的k和j端，得到电流 向量i1(如下文所述，它为正向或反向)。电流向量i1可存在于从Vc＝0 的点到Va＝0的点之间的时间内。
指令的用于DC矩阵变换器的调制指数m*被转换成dq坐标中的 如下固定空间坐标：
md＝m*sinθ
mq＝m*cosθ    0＜θ＜2π
其中θ＝0对应于同步空间坐标中的AC电力线电压的q轴(图1中的 63-68)。
电流i1-i6是在输出端产生非零电压(Vj不等于Vk)的唯一可能， 可通过一次选择操作图2中的开关中的两个来获得这些电流。例如， 如果同时操作图2中的开关at+与开关bb+，会产生如图3中所示的 电流i6。如果同时操作at+和cb+，会产生图3的电流i1。如果同时 操作at+与ab+，由于在输出端未产生不同电压(Vj＝Vk)，这里被定 义为零向量的电流通过at+与ab+开关循环，使j、k端短路。DC电 压的合成是通过在相对AC电源的频率来说非常高、如10KHz的频 率下(由此得到短调制周期如100μs)的脉宽调制来实现的。在每个 100μs调制周期内，第一对开关(如At、Bb)会在调制周期的某一段(定 义为“占空比”和“持续时间”)中导通，第二对开关(如At、Cb)会 在该调制周期的某一段内导通，而且由涉及同一相位的一组开关形 成的零向量，如Bt、Bb会在剩余的时段中导通以提供零向量，如下 所述。
参照图4，说明控制DC矩阵变换器的方法的空间向量图包括如 前述的、通过使所选择的开关对导通而产生的每个电流向量li-i6。 电流向量i1-i6是分开六个相位分区s＝0、...S＝5的界线。每条界线是 一个相位分区的滞后界线和下一个接着的相位分区的超前界线。图4 中图解说明产生正输出电压情况下(m*＞0)、调制周期内具体的转矩 电流参考i*，该转矩电流参考存在于可利用i6和可利用i1的时间中 的某点上。这被定义为零相位分区(s＝0)。还示出由此而得到的调制 指数m*和相关量md、mq。对于图4中描述的调制周期，定义为Iα 的超前电流向量(或界线)是电流向量i6，而定义为Iβ的滞后电流向 量(或界线)是电流向量i1。为了接近参考向量i*，对于相应的电流向 量Iα、Iβ，各对开关接通的占空比或持续时间dα、dβ与参考向 量和相应的超前和滞后电流向量Iα、Iβ之间的角度的正弦值成正 比。在每个分区中采用的占空比由以下等式给出：
dα＝m*sin(π/3-φ)  dβ＝m*sin(φ) 0＜φ＜π/3
                      d0＝1-dα-dβ
其中φ＝0和φ＝π/3分别对应于α向量和β向量的角位置。
此外，按照本发明，为了确定开关次数，在如下每个分区中利 用三角形的角-和关系、以dq量来表示上述调制函数。使用上述等式 和φ＝π/6+θ-sπ/3的事实，其中s是图4中的分区，对于0＜s＜5， 可以表示出
dα＝m*sin[π/3-(π/6+θ-sπ/3)]＝m*sin(π/6+sπ/3-θ)
＝m*sin(π/6+sπ/3)cosθ-m*cos(π/6+sπ/3)sinθ
＝sin(π/6+sπ/3)mq-cos(π/6+sπ/3)md
以及
dβ＝m*sin(π/6+θ-sπ/3)＝m*sin(π/6-sπ/3+θ)
＝m*sin(π/6-sπ/3)cosθ+m*cos(π/6-sπ/3)sinθ
＝sin(π/6-sπ/3)mq+cos(π/6-sπ/3)md
供参考，对于每个分区s＝0到s＝5，在下表中给出以上等式中的 正弦和余弦系数值。
  s     Sin(π/6+sπ/3)     -cos(π/6+sπ/3)     Sin(π/6-sπ/3)     cos(π/6-sπ/3)   0     1/2     -√3/2     1/2     √3/2   1     1     0     -1/2     √3/2   2     1/2     √3/2     -1     0   3     -1/2     √3/2     -1/2     -√3/2   4     -1     0     1/2     -√3/2   5     -1/2     -√3/2     1     0
如果这样定义以下各量：
m1＝  md-  mq
m2＝  md+  mq
则调制函数(α和β占空比)在每个分区中通过下表中给出的量来 确定：
    s     dα     dβ     0     -m1     m2     1     mq     m1     2     m2     -mq     3     m1     -m2     4     -mq     -m1
    5     -m2     mq
这在图5和6的空间向量图中说明。因此，仅仅由量mq、m1 和m2来确定对于两个向量dα和dβ的占空度，这可在数字信号处 理器上用前述的等式来容易地计算，如图8中的步骤101-104所示。
在分区开始处的调制周期期间，用于α向量的开关时间很大， 而用于β向量的开关时间很小。在分区的中间，用于α向量的开关 时间等于用于β向量的开关时间。接近分区的末端，用于β向量的 接通时间很大而用于α向量的接通时间很小。在每个调制周期的其 余部分中，d0＝1-dα-dβ(用于零向量的持续时间)，这样接通涉及同 一AC电力线的一对开关、如Bt、Bb、以便提供零向量，由此在利 用最少的开关换向次数的同时调整输出电压的幅度。图9中示出不 同的上部开关为了传导向量α而接通的时间，而图10中示出各上部 开关为了传导向量β而接通的时间。图11中示出不同的下部开关为 了传导向量α而接通的时间，而图12中示出各下部开关为了传导向 量β而接通的时间。何时加上每个量(mq，m1，m2)以AC电源输入电压 向量所在分区的确定为条件，这种确定是通过不等式测试以及测试 m*是正是负来完成的。图7中示出对于m*＞0、定义分区界线的不等 式。这里，Vd和Vq指的是在固定坐标中的输入AC电源电压(图1， 56)。对于负命令(m*＞0)，电流向量I*被从图4中所示处偏移π弧度。
下列表格表示用于选择上下α和β开关的量。

因而，在测试不等式之前，测试107和步骤108-111关于m*的符号 来适当地定义Vd′和Vq′。从图6中可见，在由以下不等式定义的分 区0和3中|dβ|＝m2：
[Vd＞-Vq/√3 ∩ Vd＜Vq/√3]∪[Vd＜-Vq/√3∩Vd＞Vq/√3]
[|Vd|＜Vq/√3]∪[|Vd|＜-Vq/√3]
|Vd√3|＜|Vq|
如图8的测试115中所示，这在数字信号处理器上是容易测试 的。类似地，在由下列不等式定义的分区1和4中|dβ|＝m1：
[Vq＜0∩Vd＜Vq/√3]∪[Vq＞0∩Vd＞Vq/√3]
[VdVq＞Vq2/√3]∪[VdVq＞Vq2/√3]
VdVq√3＞Vq2
这在图8的测试116中确定。
剩余的分区2和5(其中|dβ|＝mq)是通过排除处理(图8中测试115 和116的否定结果)来确定的。通过在图8的测试117-119中测试Vq 的正负号来确定dβ的正负号；即如果Vq＜0则dβ＝-dβ，如图8的 步骤120-122中所示。
通过注意到图5中占空比dα相对于图6中的dβ偏移了2π/3 弧度可以容易地得出占空比dα。因此，通过在测试上述不等式时利 用下列替换，dα的确定与上述的赋值是一致的：
${\mathrm{Vd}}^{\prime \prime }=-\frac{1}{2}{\mathrm{Vd}}^{,}-\frac{\surd 3}{2}{\mathrm{Vq}}^{,}$
${\mathrm{Vq}}^{\prime \prime }=-\frac{1}{2}{\mathrm{Vq}}^{,}+\frac{\surd 3}{2}{\mathrm{Vd}}^{,}$
这是通过做出替换的步骤123和124(图8)、以及重复步骤和测 试115-122等的步骤和测试125而得到的。
一旦为α和β向量确定接通时间，必需确定要接通哪个开关以 按照图4产生向量。这是具有两个步骤的处理：确定用于非零向量 的开关、接着为零向量指定开关。
按照电压向量所在区域来确定上述占空比或持续时间所用于的 相位(即开关)。例如，图9和10中示出对于α向量和β向量指定DC 矩阵变换器中的上部电源开关。如果向量位于标有Bt的分区之一中， 则指定开关Bt。参照图10，对于开关Bt，可以共同地通过测试以下 不等式识别分区s＝1或s＝2(测试130，图13)：
[Vd′＞-Vq′/√3]∩[Vd′＞Vq′/√3]
V d′√3＞|Vq′|
为β向量指定的其余上部开关是在排除分区1和2之后、通过测试 如图7中所示的Vq的正负号来确定的；如果Vq′＞0(测试131，肯定)， 则分区是0或5并且上部β开关是At；如果Vq＜0(测试131，否定)， 则分区是3或4，而上部β开关是Ct。
通过在图9中留意到相对于图10中关于β向量的上部开关指定 的π/3弧度的相移，容易得到关于α向量的上部开关指定。由此， 如果首先做出下列替换，则关于α向量的上部开关的确定与上述指 定一致(图13的步骤135、136)：
Vd′＝1/2Vd′-√3Vq′/2
Vq′＝-1/2Vq′+√3 Vd′/2
这些指定在图13的测试与步骤138中示出。
关于α向量和β向量的下部开关指定的确定，除了关于两组的 指定之间有π弧度的相移之外，与以上所述一致。因此，当使用下 列替换时，所述确定与上述的一致(图13的步骤140、141)：
Vd″＝-Vd″
Vq″＝-Vq″
在图13的步骤和测试143中作出这些选择。
如以上所描述的，零向量i0定义为输出端j、k由一组同相开关 At，Ab；Bt，Bb；Ct，Cb短路。选择哪一组开关用于表示零向量影响共模 输出电压。每个向量i1-i6的施加导致每个输出端j、k连接到AC电 源电压Va、Vb或Vc之一。加在负载VD两端的电压差是输出相电 压之差Vj-Vk，而参考所述系统中性线的共模电压VCM等于两个输 出线电压之和除以输出相位的数量，即(Vj+Vk)/2。下表中给出由每 个向量产生的所得差值和共模电压：

  向量   i0   i0   i0   开关   At，Ab   Bt，Bb   Ct，Cb   Vj   VA   VB   VC   Vk   VA   VB   VC   VD   0   0   0   VCM   VA   VB   VC
由于线电压Va、Vb和Vc是正弦的，所以可容易地计算在一个 AC周期中、由非零向量i1至i6得出的峰值共模电压，如下计算：
VCM(峰值)＝1/2√2/3 VLL，0＜ωt≤2π
其中VLL是rms线间电压，而ωt是以弧度表示的AC相角。相反， 在相同周期中由零向量得到的峰值共模电压是：
VCM(峰值)＝√2/3 VLL，   0＜ωt≤2π
因此，不加选择的使用零向量产生峰值共模电压是关于非零向 量的二倍。
但是，能以这样的方法来选择零向量、以便减小峰值共模电压。 例如，如果零向量(At，Ab)的使用限于这样的周期：
$\frac{\pi }{3}\le \mathrm{\omega t}\le \frac{2\pi }{3}$和$\frac{4\pi }{3}\le \mathrm{\omega t}\le \frac{5\pi }{3}$
其中ωt＝0对应于线电压Va的峰值，最大共模电压由下式给定：
$\frac{\pi }{3}<\mathrm{\omega t}\le \frac{2\pi }{3}$或者$\frac{4\pi }{3}<\mathrm{\omega t}\le \frac{5\pi }{3}$
这等价于
$\frac{\pi }{3}<\mathrm{\omega t}\le \frac{2\pi }{3}$或者$\frac{4\pi }{3}<\mathrm{\omega t}\le \frac{5\pi }{3}$
所以，通过限制零向量在AC周期中的使用，把由此零向量产生的峰 值共模电压减小了一半。为了实现对整个AC周期的这种缩减因数， 对其他零向量设置同样的限制。将此总结于下表中，并且在图14中 图解说明。
零向量     允许的施加周期 (At，Ab)     π/3＜ωt＜2π/3和4π/3＜ωt＜5π/3 (Bt，Bb)     0＜ωt＜π/3和π＜ωt＜4π/3 (Ct，Cb)     2π/3＜ωt＜π和5π/3＜ωt＜0
确定用于零向量的开关组，表示为SW0，这适用于DC矩阵变 换器中上部和下部的各组开关。确定电压向量位于哪个分区是由不 等式测试来完成的。定义分区界线的不等式示于图14中。其中SW0 ＝A的这些分区是由以下不等式(图15的测试139的肯定结果)来定 义的：
$[\mathrm{Vd}>-\mathrm{Vq}\sqrt{3}\cap \mathrm{Vd}>\mathrm{Vq}\sqrt{3}]\cup [\mathrm{Vd}<-\mathrm{Vq}\sqrt{3}\cap \mathrm{Vd}<\mathrm{Vq}\sqrt{3}]$
$[\mathrm{Vd}>|\mathrm{Vq}\sqrt{3}\left|\right]\cup [-\mathrm{Vd}>|\mathrm{Vq}\sqrt{3}\left|\right]$
$\left|\mathrm{Vd}\right|>\left|\mathrm{Vq}\sqrt{3}\right|$
类似地，SW0＝B是通过测试下列不等式(图15的测试140的肯定结 果)来识别的：
$[\mathrm{Vd}>0\cap \mathrm{Vd}<\mathrm{Vq}\sqrt{3}]\cup [\mathrm{Vd}<0\cap \mathrm{Vd}>\mathrm{Vq}\sqrt{3}]$
$[{\mathrm{Vd}}^2<\mathrm{VdVq}\sqrt{3}]\cup [{\mathrm{Vd}}^2<\mathrm{VdVq}\sqrt{3}]$
$V{d}^2<\mathrm{VdVq}\sqrt{3}$
SW0＝C是通过排除法(图15的测试140的否定结果)而确定的。
如果需要，通过留意与设置占空比的算法的类似性可以简化程 序，只要做出以下替换：
Vd＝Vq
Vq＝Vd
参照图14和15在前文描述的零向量开关选择已在与此文同时 提交的美国专利NO.6166930中公开并要求其专利权。
在每个调制周期内，用于α向量、β向量以及零向量的各对和 各组开关的操作顺序是无关紧要的。因此次序可以是α、β、零； β、α、零；β、零、α；或者任何其他次序。在AC电力线之一与 输出端之一之间导电的开关从不断开、直至另一开关接通以使AC电 力线到该端导通，在这样的限制条件下，图4(连同图9-12和14)中 所示的开关对(α和β)与组(零向量)的关系表明，通过实施本发明， 使开关换向最小化。例如，当α向量为i6时，接通开关At将其作为 α向量的一部分(包括相位分区s＝0的超前界线)，并且在每个调制周 期的β部分期间，保持接通作为用于电流向量i1的开关对的一部分。 另一方面，在相位分区s＝0中的每个调制周期内，开关At可首先接通 作为电流向量i1的一部分并且保持接通作为电流向量i6的一部分。 并且即使在一个调制周期中，在α开关对与β开关对之间操作零向 量开关组，例如At开关可以在一个调制周期结尾的i6期间接通，并 且在下一个接着的调制周期的开头的i1期间保持接通。因此，在任 何情况下，两个开关在每个调制周期仅接通一次，与此前已知的先 有技术的任何方案中、每个调制周期三个开关接通的情况大不相同。 因此，在形成非零向量的过程中、开关所用的换向次数减少了三分 之一。对于零向量换向存在同样的关系。
因此，由图4中所示的空间向量图中表示的、本发明的空间向 量方法所提供的减少换向的好处可以与所述美国专利NO.6166930中 说明的、通过缩减允许的零向量施加周期来实现降低的共模电压而 提供的、对共模磁元件的降低的要求相结合。下表中给出对于m*＞0、 所有允许的向量的组合策略。

参照图4，在分区0中的小相角φ处，在每个脉宽调制周期内， 关于α向量I6，开关At(连同开关Bb)接通相对较长的时间，而关于 β向量I1，它接通相对较短的时间(连同开关Cb)。在零分区中的大 相角φ处，出现相反的情况。对于同时涉及α向量和β向量的部分， 开关At保持持续地接通。在分区0的中心，At开关保持接通的时间 最大，产生图16(a)的占空度波形。图16(b)表示对于开关at、bt和ct 的示例性的一组接通时间，而图16(c)说明将会产生的(未滤波的、理 想的)瞬时DC输出电压。
执行计算的次序(图8、13和15)与本发明不相干。当然，在每个 调制周期中能操作该对或该组开关之前，开关选择(每一对或组)以及 每对或每组的持续时间必须是已知的。在定时电路78内的选择和持 续时间信息的使用是常规的，基本上与AC-AC矩阵变换器中使用 的相同。
已经在实施例中描述了本发明，在该实施例中，有12个开关at+、 at-、...cb+、cb-，以便适应直接与再生的负载。但是，本发明也可以 在驱动单向无再生的负载的DC矩阵变换器中使用，例如用于驱动电 动工具或者其他应用场合。
已经说明本发明可以利用n型、穿通、绝缘栅双极晶体管电力 开关来实现。但是，本发明可以用p型晶体管、或者用连接成反并 联的非穿通的、绝缘栅双极晶体管来实现。