本发明涉及通过磁场感应信号的方式传感两个构件之间的移动或位置，更具 体地说，本发明涉及对读出头与标尺构件不完全平行可能产生的潜在信号误差进 行补偿的感应电流位置传感器。

目前能够提供各种各样的移动或位置传感器，如光学、电容、磁性和电感式 传感器。这些传感器常常要将发射器和接收器放置在各种几何结构中，以便测量 传感器的两个构件之间的移动。

光学、电容和磁性传感器对于易受污染影响。因此，在绝大多数的制造或车 间环境中采用这些传感器是不实际的。在车间环境中采用这类传感器需要昂贵有 时还不可靠的环境密封装置或者其它传感器封装方法，以使传感器不受灰尘、油 或铁磁颗粒的沾污。

1995年5月16日提交的美国专利申请08/441,769描述了一种在高精确度应 用中使用的感应电流位置传感器，这里将其全文引作参考。1996年5月13日提 交的美国专利申请08/645,483和08/645,490描述了增加位置感应卡尺和直尺，包 括信号发生和处理电路，这里将二者都引作参考。1997年1月29日提交的美国 专利申请08/788,469、08/790,494和08/790,459描述了利用这种感应电流传感器 的绝对位置感应卡尺和电子卷尺，这里将其都引作参考。

这种感应电流位置传感器采用两个相互之间可作相对移动的构件。读出头包 括一个产生变化磁场的有源发射器和一个接收或传感该磁场并产生接收器输出 信号的无源接收器。标尺包括多个磁通量调制器。磁通量调制器对磁场进行调 制，因此接收器中的感应电流与标尺相对读出头的位置有关。

发射器包括通过磁通量区域产生变化磁场的磁场源。接收器包括沿测量轴在 磁通量区域中按磁通量接收区的预定图案排列的接收器绕组。接收器绕组根据所 传感的变化磁场被动地产生信号。这一信号的幅度和极性是读出头相对标尺位置 的函数。接收器绕组是导电元件以预定间隔自身交叉而形成的，近似为在一端倒 转的正弦波。以这种方式，接收器绕组的相邻回路交替为顺时针方向和逆时针方 向。发射器产生的磁场通过这些方向交替变化的回路，产生极性交替变化的 EMF。

另一方面，通过适当的信号处理，如这里引用的其它美国专利申请中详细描 述的，可以交换发射器和接收器/传感器的功能。即，发射器绕组可以由导电元件 以预定间隔自身交叉而形成，相邻回路交替为顺时针方向和逆时针方向。每个回 路产生的磁场极性交替变化。在这种情况中接收器为一个简单回路。

标尺包括多个磁通量调制器，它们以预定间隔在标尺上规则地定位。当标尺 沿读出头移动时，磁通量调制器在磁通量区域内移动，对靠近这些磁通量调制器 的磁通量进行调制。磁通量区域内的磁通量调制器改变感应电流，因此接收器绕 组产生的信号将是读出头与标尺之间相对位置的函数。

利用现有的印刷电路板技术，已经制造出这些美国专利申请中所公开的感应 电流传感器、卡尺、直尺和电子卷尺。这种传感器系统通常不受颗粒，包括铁磁 颗粒、油、水和其它液体的沾污。

图1示出具有读出头110和标尺120的感应电流位置传感器100。读出头110 包括发射器绕组112和至少一个接收器绕组114。接收器绕组114限定多个正极 性回路116和多个负极性回路118。在发射器绕组内，正负极性回路116和118 沿读出头110的测量轴130延伸，重复率相当于标尺波长λ。

标尺120包括多个磁通量调制器122。磁通量调制器122既可以是磁通量削 弱器也可以是磁通量增强器。磁通量调制器122以与波长λ相等的倾斜定位。每 个磁通量调制器122沿测量轴130延伸，大约为波长λ的二分之一或更小。

磁通量削弱器是由一层薄导电材料层形成的。发射器绕组112产生的变化磁 场在薄导电层中形成涡流。涡流产生方向与发射器绕组112产生磁场相反的磁 场。这就减小或削弱了与薄导电层磁通量削弱器相邻区域中的场磁通量。

磁通量增强器是由高磁导率的材料形成的。发射器绕组112产生的磁场优先 通过高磁导率的磁通量增强器。因此，磁通量增强器中的磁通量相对较密，而与 磁通量增强器横向相邻区域中的磁通量相对较疏。

在两种情况中，磁通量调制器都对发射器绕组产生的磁场以及发射器与接收 器之间的有效磁通量耦合产生空间调制。应当明白，磁通量调制器122能够表示 磁通量削弱器或磁通量增强器的交替排列。还应当明白，引用的美国专利申请中 所公开的任何读出头配置和标尺配置都能够采用本发明的倾斜补偿技术。

当读出头110大致平行地定位在标尺120附近时，磁通量调制器122对发射 器绕组112产生的磁场进行调制。经调制的磁场感应出与接收器绕组114中与位 置有关的净EMF。

如图2所示，第二感应电流传感器100’没有环绕接收器绕组的发射器绕组。 而是，这个第二感应电流传感器有两个对称地置于接收器绕组114外侧的并串联 连接的发射器绕组112A和112B，采用这种方式减小磁场直接从发射器绕组112A 和112B到接收器绕组114。在标尺120上，磁通量调制器被回路150所替代， 回路150将磁场从发射器区传递到接收器下方的区域中。

在上部的发射器回路112A中电流顺时针流动，在下方的标尺回路152中引 起逆时针流动的感应电流。在下部的发射器回路112B中电流逆时针流动，在下 方的标尺回路154中引起顺时针流动的感应电流。因此，标尺上各交替的回路中 电流以交替的方向流动。1997年4月16日提交的美国专利申请08/xxx,xxx(专利 律师记录号No.JAO 36726)中描述了这个第二感应电流传感器的例子，这里将其 全文引作参考。

采用与图1传感器相似的方式，可以交换发射器与接收器/传感器的功能。在 这种情况下，发射器可以包括具有交替变化极性回路的绕组114，而接收器绕组 可以包括绕组112。

当读出头110’沿测量方向在标尺120’上移动时，接收器绕组114中感应的 EMF将随两个构件之间的相对位置周期变化，周期波长等于标尺上相同极性回路 之间的距离。这个第二感应电流传感器100’由相同类型的信号驱动，以与图1所 示第一感应电流传感器相同的方法对接收器信号进行处理。因此，本发明的倾斜 补偿原理可以同样应用于第一和第二感应电流传感器100和100’。

当有源读出头相对无源标尺失准时，这些传感器以及其它类似的感应传感器 会出现不希望有的误差。这种失准的一个方面就是“倾斜”。如图3所示，在倾 斜中，读出头110从平行于标尺120的位置绕倾斜轴132旋转。倾斜轴132位于 读出头110的平面内并与传感器的测量轴基本垂直。因此，读出头的一端将比读 出头的另一端更靠近标尺。

为简单起见，图1和2所示的传感器分别示出一个接收器绕组118和114。 然而，为了检测移动方向以及其它实际原因，实际装置常常有多个沿测量轴相互 移位的接收器绕组，例如以正交相放置的绕组。如果这些感应电流传感器中有一 个的读出头相对标尺元件倾斜，会出现两种主要类型的信号误差：1)一个接收器 绕组中正负回路的感应幅度出现净不平衡；2)传感器的多个接收器绕组之间输 出信号幅度出现净不平衡。一个接收器绕组中正负回路的不平衡输出在接收器绕 组信号中产生不希望有的位置不敏感的“DC”偏移，增加了接收器绕组中的不 希望有的+/-调制不平衡。多个接收器绕组之间的不同输出表现为这些接收器绕组 之间的不希望有的调制幅度失配，另外，如果各个绕组出现DC偏移，则表现为 接收器绕组之间的不希望有的DC偏移失配。应当明白，+/-调制不平衡和DC偏 移失配通常在幅度上分别远远小于DC偏置和调制幅度失配。

当采用导电标尺支撑材料时，如采用不锈钢卡尺长梁，与采用非导电标尺底 座时相比，衰减了发射磁场的强度。由于发射磁场在导电标尺支撑中产生涡流， 这又感应出会降低发射磁场的反作用场，因此发射磁场的强度被衰减。这一效应 在一定程度上降低了读出头接收器各部分附近的响应的强度，这与读出头与标尺 之间的间隙有关。因此，当读出头相对导电支撑倾斜时，这一效应会使所需的读 出头信号关系失真。

从发射器绕组到接收器绕组的串音定义为接收器绕组端子上的信号，该信号 是接收器绕组中由发射器磁场直接引起的电流产生的，与磁通量调制器无关。在 图1所示的第一感应电流传感器中，接收器绕组中的每个子回路承受来自发射器 磁场的很强的直接感应电流。然而，每个接收器绕组包括以交变方向环绕的子回 路，它们产生的感应电流具有交变的极性。由于每个接收器绕组中正负回路的数 目和大小相等，因串音的缘故在接收器绕组端子上产生的信号因此通常为零。然 而，读出头相对导电平面倾斜失准而引起的串音的增大会扰乱发射器绕组直接引 起的正负电流之间的平衡。图3示出为什么发生这种情况。

在图3中，读出头110位于导电平面123(如支撑标尺120的导电长梁)之上。 接收器绕组的三组正负回路对1-3沿测量轴定位。由于导电底座中涡流产生的反 作用场，使绕组平面内产生的场随读出头110与标尺120之间的距离而变化。由 于正负回路中的一种回路平均地比正负回路中的另一种回路更靠近导电底座，读 出头110的倾斜失准引起发射器绕组与接收器绕组之间的直接串音的增大。在图 3中，负回路平均地比正回路更靠近导电底座。因此，由于穿过负回路的净发射 器磁通量比穿过正回路的少，所以产生不平衡。这种不平衡在接收器信号中表现 为DC偏移。

如果两个接收器绕组现在如图4所示沿测量轴相互偏移，会出现另一个问 题，由于它们具有不同的平均间隙距离，串音偏移在每个接收器绕组中是不同 的。即，在两个接收器绕组之间存在DC偏置失配。此外，由于平均间隙距离不 同，两个接收器绕组中的调制幅度是不同的。

在图2所示的第二感应电流传感器中，由于发射器绕组不环绕接收器，与串 音偏移有关的问题较小。此外，两个发射器绕组的相互作用通常平衡了穿过接收 器绕组的直接发射器场。然而，如果这种平衡不完全或者受到读出头相对标尺的 滚动失准的扰乱，则产生串音偏移。滚动是绕平行于测量轴的轴转动。

正如引用的申请08/441,769、08/645,483和08/645490中描述的，为了明确 地确定位置和移动方向，通常需要至少两个接收器绕组。当第一和第二传感器中 存在多个接收器绕组时，从这些绕组的信号间的关系可计算位置。

如果接收器绕组相同但是在测量方向上相互偏移，那么，传感器的读出头相 对标尺的倾斜失准引起两个接收器绕组之间调制幅度的失配。图4示出第一和第 二感应电流传感器中两个接收器绕组114A和114B的相对位置。两个接收器绕组 114A和114B位于同一平面中，但相互之间偏移四分之一波长，产生正交输出信 号。如图4所示，倾斜失准使第一接收器绕组114A比第二接收器绕组114B更靠 近标尺120。结果，由于第一接收器绕组114A的信号比第二接收器绕组114B的 信号更强，产生调制幅度失配(信号幅度失配)。这一幅度失配引起测量误差。在 图1和2所示的第一和第二感应电流传感器的多个绕组型式中同样存在这个问 题。

图3还示出倾斜失准如何在第一感应电流传感器100和第二感应电流传感器 100’的接收器绕组中产生+/-调制不平衡。换句话说，在单个绕组中，一种极性回 路被标尺的信号调制大于另一种极性回路被标尺的信号调制。在第一和第二感应 电流传感器100和100’中，读出头110和110’和标尺120和120’较佳地分别是相 互平行定位的。然而，由于制造误差和/或容差，以及由于第一和第二感应电流传 感器100和100’各部件的磨损，读出头110和110’和标尺120和120’会变得相对 失准，如图3所示。具体说，读出头110和110’和标尺120和120’会从平面134 表示的完全平行方向上变得绕倾斜轴132倾斜θ角度。

如图3所示，倾斜的结果，“3-”负回路的位置更靠近标尺120，而“1+” 正回路的位置离标尺120最远。由于在离标尺120位置较远的接收器回路中与在 位置较近的回路产生不同的EMF，在“1+”正极性回路中产生的EMF的幅度与 在“1-”负极性回路中产生的EMF的幅度不同。同样，在“2-”负极性回路中 产生的EMF的幅度与在“2+”正极性回路中产生的EMF的幅度不同。对于测量 轴130上读出头110和110’的每一对相邻回路都是如此。

当图3表示第一感应电流传感器100时，标尺元件是磁通量调制器122，对 每个回路中感应EMF的调制随离标尺120的距离减小而增大。对“1+”回路中 产生的EMF的调制比对“1-”回路中产生的EMF的调制小，依此类推。净作用 是增大因倾斜平均更靠近标尺的回路极性的净调制信号幅度，这定义为因倾斜而 产生的+/-调制不平衡。

当图3表示第二感应电流传感器100’时，标尺元件表示耦合回路150。在这 种情况下，由发射器绕组与接收器绕组中特定回路之间的耦合回路150所提供的 感应耦合将随标尺构件120到读出头110’任何部分的距离增大而减弱。净作用再 次增大因倾斜平均更靠近标尺的回路极性的调制，这定义为因倾斜而产生的+/- 调制不平衡。因此，图2中所示的感应电流传感器100’的读出头绕组114通常是 对倾斜敏感的。应当注意，图2所示的双极性标尺120通过从理论上消除标尺场 中的DC成分而克服这个倾斜灵敏度，标尺场与读出头绕组114的倾斜灵敏度相 互作用。然而，通常可以采用其它标尺，其中，标尺场中存在明显的DC成分， 当读出头相对标尺有倾斜失准时，这个DC成分会引入到绕组114的输出信号中 的DC成分。当处理电子技术假设绕组输出信号中没有不平衡时，这将在输出位 置信号中产生误差。

因此，需要感应电流位置传感器是精确的、造价低廉的、不受污染的、并能 够产生不受倾斜失准不利影响的基本平衡的信号成分。

本发明提供一种高精确感应电流位置传感器，它能够廉价和有效地消除因倾 斜引起的误差，适合于范围广泛的各种应用，对于诸如油和铁磁颗粒不敏感，以 及造价相对低廉。

本发明提供一种具有至少一个空间调制部分的感应电流位置传感器，该空间 调制部分或是磁场发生器或是磁通量传感器，每个空间调制部分有一个空间相 位。空间调制部分限定相对沿测量轴延伸的多个极性区分布的有效磁通量耦合 区，它限定对位置输出信号的交变极性贡献。空间调制部分有至少一个这样设计 的倾斜平衡部分，即有效磁通量耦合区的形心轴对位置输出信号产生的正极性贡 献与有效磁通量耦合区的形心轴对位置输出信号产生的负极性贡献相对准。负极 性区中的总有效磁通量耦合面积也可以与正极性区中的总有效磁通量耦合面积 相等。此外，至少一个极性区中的有效磁通量耦合面积可以与相邻极性区中的有 效磁通量耦合面积不同，作为一种减小因倾斜引起的特定信号误差的手段。

每个空间调制部分有一个位于垂直测量轴平面内的限定形心轴，它沿测量轴 的位置定义如下：这样选择形心轴的位置，当所有磁通量耦合区的每个增加部分 乘以带有符号的从该增加部分到形心轴的距离时，所有这些乘积的和等于零。可 以将多个绕组的形心轴对齐，以消除因倾斜引起的特定测量误差。

本发明还提供一种采用极性对称分布回路的接收器绕组的感应电流位置传 感器，以进一步消除因倾斜引起的测量误差。通过让每个倾斜平衡部分中的磁通 量耦合区关于垂直测量轴的对称平面对称分布，对称平面的位置位于倾斜平衡部 分中包含区域的测量轴极值之间的中点。

从以下对本发明较佳实施例的详细描述中并结合以下附图，本发明的各个特 征和优点对本领域的专业人员来说是显然的。

现在参考以下附图详细描述本发明的较佳实施例，其中：

图1是第一种现有传感器配置的平面图。

图2是第二种现有传感器配置的平面图。

图3是读出头、标尺和导电标尺支撑的正视图，读出头相对标尺和支撑位置 倾斜。

图4是读出头和标尺的正视图，读出头有两个相似的绕组，它们在测量轴上 相互偏移并相对标尺位置倾斜。

图5是本发明的倾斜补偿绕组的第一实施例的平面图。

图6是本发明的倾斜补偿绕组的第二实施例的平面图。

图7是本发明的倾斜补偿绕组的第三实施例的平面图。

图8是本发明的倾斜补偿绕组的第四实施例的平面图。

图9是本发明第一组倾斜平衡绕组的侧视图。

图10是本发明第二组倾斜平衡绕组的侧视图。

图11是本发明第三组倾斜平衡绕组的侧视图。

图12是本发明的另一倾斜平衡绕组的侧视图。

图13是本发明的一对倾斜平衡绕组的侧视图，每个绕组提供不同的空间相 位，而它们的形心对齐，以消除偏移和对倾斜的幅度失配灵敏度。

图14A-C示出几种绕组结构的侧视图，表明不改变结构的空间相位的几种形 心位移。

图15是本发明的倾斜补偿绕组的第五实施例的平面图。

图16示出叠加在相对位置的间隙距离曲线上的图15的第一绕组。

图17示出图15的第一绕组的平均间隙距离。

图1 8示出叠加在相对位置的间隙距离曲线上的图15的第二绕组。

图19示出图15的第二绕组的第一和第二子绕组的平均间隙距离。

图20是具有三个不同空间相位的简单绕组的平面图。

图21是将图20所示绕组的改进平面图，使它们的形心对齐并减小三个相位 之间倾斜引起的信号幅度失配。

图5示出本发明的倾斜补偿读出头200的第一实施例。为简单起见图中仅示 出一个接收器绕组采用这个读出头200代替传感器100中的读出头110。读出头 200有一个发射器绕组210和至少一个接收器绕组220。接收器绕组220包括五 个回路222-230，更经常地为奇数个回路，其极性绕对称轴240对称排列。三个 回路222、226和230是正极性，而其余两个回路224和228是负极性回路。

读出头200与标尺120之间的倾斜会引起接收器绕组220左端232的位置比 接收器绕组右端234更靠近标尺120。在这种情况下，第一回路222向靠近磁通 量调制器122移动。结果，磁通量调制器122对穿过第一回路222磁场的调制更 大。因此，对第一回路222产生的正极性EMF的调制会比没有倾斜时应有的调 制更大。同样，负极性回路224更靠近标尺120，因此，对第二回路224中产生 的负极性EMF的调制会比没有倾斜时应有的调制更大。相反，正极性回路230 和负极性回路228离标尺的距离比它们没有倾斜时应有的距离更远，因此，对回 路228中产生的负极性EMF和回路230中产生的正极性EMF的调制会比没有倾 斜时应有的调制更小。由于正极性回路226的两部分离标尺120既靠近又离远， 它当中产生的EMF基本上不受倾斜影响。因此，正极性回路222中产生的较大 EMF调制被正极性回路230中产生的等量较小调制所补偿。同样，负极性回路 224中产生的较大EMF调制被负极性回路228中产生的等量较小调制所补偿。因 此，在各种倾斜失准下，图5所示的对称回路排列的净幅度和偏移输出信号基本 上不受影响。通常，当接收器绕组220的正极性回路和接收器绕组220的负极性 回路的形心轴对齐时提供这种倾斜补偿属性。接收器绕组220的正极性回路和接 收器绕组220的负极性回路各有一个位于垂直于测量轴平面内的限定形心轴。可 以选择形心轴在测量轴上的位置，使得当相同极性的所有磁通量耦合区的每个增 加部分乘以该增加部分到形心轴的带有符号距离时，所有这些乘积的和等于零。

通过本申请应当明白，当多个磁通量接收器(或磁通量发生器)回路重叠时， 在计算这里讨论的形心轴和有效磁通量区时必须针对每个回路独立考虑共享 区。这是考虑与绕组的磁通量耦合的一种传统方法。

图5所示的倾斜补偿的接收器绕组的第一个实施例存在一个缺点：一种极性 的回路数目大于另一种极性的回路数目，即，由于有三个正极性回路，但仅有两 个负极性回路，在输出信号中接收器绕组200具有正DC偏流。因此，尽管对倾 斜引起的一定误差进行了补偿，但是，这种设计产生其它不希望有的误差和灵敏 度。由极性不平衡引起的这种DC偏流通常要通过增加回路总数来减小。然而， 不能完全消除这种偏流。

图6示出倾斜补偿读出头300的第二个实施例。在读出头300中，通过改进 正负极性回路，使正极性回路322、326和330和负极性回路324和328环绕相 同的总面积，可以消除上述偏流。即，由正极性回路环绕的总面积与负极性回路 环绕的总面积相等。回路的EMF贡献同垂直于变化磁通量的平面内回路包围的 面积成正比。通过平衡所有正极性回路和负极性回路的总环绕面积以及使极性回 路绕形心轴340对称排列，基本可消除上述信号偏流以及输出信号的倾斜灵敏 度。

应当看到，图6所示的接收器绕组也有一个缺点。接收器绕组320的负极性 回路324和328有部分比正极性回路322、326和330更靠近发射器绕组310。 发射器绕组310产生的磁场随离开发射器绕组310距离的增大迅速减小。回路的 EMF输出直接正比于回路所环绕的磁通量。因此，回路的大小及其与发射器绕组 的邻近程度都影响着回路中产生的EMF。正极性回路322、326和330和负极 性回路324和328环绕相同的总面积。然而，由于正极性回路322、326和330 环绕的磁通量并不与负极性回路324和328的相同，在接收器绕组320中仍然存 在净偏流。

此外，具有不同大小接收器回路的读出头300会产生输出信号谐波，这引起 测量误差。

图7示出倾斜补偿读出头400的第三个示范实施例。在图7的读出头400中， 接收器绕组420的正极性回路422和428同负极性回路424和426数目相等。这 将提供无偏流的信号。正负极性回路的对称排列保证了将减小或消除因倾斜引起 的任何测量误差。然而，如果磁通量调制器122按照图1所示排列在标尺120上， 接收器绕组400几乎是无用的。在图1中，磁通量调制器122以一个波长λ的间 隔位于标尺120上。如果具有这种磁通量调制器图案的标尺120位于接收器绕组 400之上，那么接收器绕组400则不是位置敏感的。即，不管读出头与标尺的相 对位置如何，EMF输出则不发生变化。因此，必须对标尺120进行改进，使得 标尺元件和这些标尺元件的波长是图1所示长度的两倍，甚至使传感器具有有限 的行程范围。因此，这种情况是说明又一种倾斜补偿的绕组技术，但是用途有限。

图8示出本发明的另一读出头500。读出头500通过提供一个每种极性回路 数目相对的较佳接收器绕组520解决了以前实施例的问题。然而，在接收器绕组 520中，位于最靠近对称轴540的相同极性回路相互间隔半个波长(即λ/2)的距离。 这相当于用两条直线526代替图5中的中央回路226，所以负极性回路524和526 直接相互连接。此外，直线526相互之间应当尽可能靠近，从而包围最小的面积。 因此，直线526较佳地在形成读出头500的印刷电路板的相反两面相互对齐。这 可以保证直线526包围的面积为零。

采用这一方式，标尺可以采用图1所示的磁通量调制器图案，当标尺移动时 接收器绕组520将产生所需的周期性输出，而消除了以前的DC偏流来源并补偿 了倾斜对各个绕组信号的任何影响。

图9示出较佳的平衡绕组的几种变化形式。每个正负符号代表有效磁通量耦 合区的一个“单元”，符号是由该单元是位于正极性区还是位于负极性区确定的。

正如文中采用的，“极性区”在分析和描述倾斜补偿的传感器配置中有用的 思维结构。这里假设空间调制磁通量接收器(或磁通量发生器)的正极性区包含所 有对输出信号产生正极性贡献的绕组或磁通量传感器。这里假设空间调制磁通量 接收器(或磁通量发生器)的负极性区包含所有对输出信号产生负极性贡献的绕组 或磁通量传感器。应当注意，人们当然能够有意违反这些假设，在有些极性区中 包括相反极性的绕组或传感器。下面将把这些绕组或传感器称为“反传感的”。 在这种情况下，这里所述的原理和权利要求仍然能够应用，但是，这种反传感的 的绕组应当被认为是“负有效面积”。即，在计算形心、有效磁通量面积和总有 效磁通量面积时，应当将反敏感面积看作带有负符号。因此，例如，如果极性区 包括包围面积的预期极性贡献的绕组回路以及包围相等面积的反传感的绕组回 路，那么，该区中的净有效磁通量面积为零(好象没有回路)。在本发明的较佳实 施例中，假设极性区沿测量轴交替地为正和负，并具有与标尺元件相等的长度和 倾斜。

图9的第一行示出平衡绕组700的一种紧凑形式，这里，与其余回路相比， 与包围两倍磁通量的其余回路相比，中心极性区中的回路具有两倍重量。换句话 说，绕组700在负极性区704具有两倍的磁通量耦合单位面积。这较佳地是通过 让中心的极性区704中的回路的匝数为其余回路匝数的两倍实现的。这也能够通 过让中心的极性区704包围的面积比其余回路更大来实现，但是，这种方式的缺 点如上所述。如图9的第二和第三行所示，通过在绕组的中心插入相当于奇数个 半波长的空间能够获得其它平衡绕组。在图9中，绕组700、708和712都具有 相同的空间相位位置并与形心轴对齐。如果绕组702、710和714的形心与绕组 700、708和712的形心一样中心位于相同位置上，那么，绕组702、710和714 分别与绕组700、708和712相比都具有180度空间相位位移。在图9中，702、 710和714的形心轴是对齐的。

如图10所示，在绕组708和710的端部通过复制回路对，如复制的回路对 720和722，能够使绕组的长度变长。图10示出两个例子716和718，这里，在 图9第二行绕组708和710的每一端增加了一对回路。根据需要可以在端部增加 多对回路，而不会干扰绕组的平衡。

图11示出通过将图9和10的任何平衡绕组端对端串联连接如何获得新型平 衡绕组的例子。在图11中，每一行的绕组是通过图9中相应行的绕组连接在一 起而获得的。用相同方法，图12示出将图10所示绕组连接起来形成另一种平衡 绕组的例子。注意：在绕组连接点上正负极性区707的图案是连续的。

总之，通过将较短的偏置平衡绕组连接在一起能够产生偏置平衡的绕组。

为了消除倾斜引起的信号幅度失配误差，必须使绕组这样定位，在物理上它 们是形心轴对齐的，而在电学上维持它们的空间相位差。如果图10所示这种绕 组与图11所示这种绕组相结合，这是可以实现的。图13示出图10中的第一绕 组与图11中的第二绕组相结合的例子。在724处绕组对齐形心，而它们之间维 持1/4波长空间相位位移。注意：在绕组之间，极性区(沿绕组用小点记号表示) 位移1/4波长。因此，这些绕组构成一组较佳的正交绕组，对于倾斜引起的几种 可能的信号误差是不敏感的。

图13所示的这种传感器是平衡的，当绕组与标尺元件的平面和标尺下方的 任何导电平面之间存在倾斜失准时可同时消除偏置和幅度失配误差。如果仅仅对 多个具有不同空间相位绕组的幅度的倾斜平衡感兴趣，例如在采用图2所示这种 传感器的情况中，那么，可以采用图14A-C所示的绕组。有效绕组对于各个绕组 中的误差不是倾斜平衡的。图14A-C示出如何移动绕组的形心轴而不改变绕组空 间相位的一些例子。形心轴是绕该轴的倾斜不明显改变绕组整个信号幅度的旋转 轴。注意：所有绕组的极性区是对齐的，表示图14A-C的所有绕组具有相同空间 相位。

没有加号或减号的回路是绕组之间的空的空间。换句话说，电学连接可以将 这些区跨越连接到相邻回路，但是在特定极性区中没有磁通量耦合区。对于均匀 面积的回路，通过把相同单元重量分配给绕组的每对回路(每一对包括一个加号回 路和一个减号回路)，然后就质量的集合计算平衡点，可获得绕组的形心。从图4 能够导出以下定则：能够以波长λ的1/N的步程移动形心，这里N是绕组的回路 数目(N等于绕组中包含的波长数目的两倍)。

图15示出本发明的倾斜补偿读出头600的第五个较佳实施例。在读出头600 中，还示出发射器绕组620和第二接收器绕组630。第一和第二接收器绕组620 和630通常位于发射器绕组610之中。

第一接收器绕组620包括绕第一对称轴640(这也是绕组的形心轴)对称排列 的正极性回路622和负极性回路624。极性区690沿绕组长度延伸，但是图中未 全部示出。第一接收器绕组620还包括延伸到发射器绕组610之外的部分626。

第二接收器绕组630也包括两个子绕组631和635。极性区691沿绕组长度 延伸，图中未全部示出。第一子绕组631包括关于第二寸称轴642对称排列的正 极性回路632和负极性回路634。第一子绕组631还包括延伸到发射器绕组610 之外的部分633。第二子绕组635包括关于第三对称轴644对称排列的正极性回 路636和负极性回路638。第二子绕组635还包括延伸到发射器绕组610之外的 部分637。

发射器绕组610产生变化的磁通量。第一和第二接收器绕组620和630的每 个部分626、633和637包括两条相互重叠，以避免形成回路的导线。由于部分 626、633和637不形成回路，变化的磁通量在这些部分中不产生信号。

读出头600是在印刷电路板650上形成的。在印刷电路板中设置数个通路 652，使接收器绕组620和630的各个部分能够在印刷电路板的相反两面之间进 行切换。这种配置在第一和第二接收器绕组620和630的回路622、624、632、 634、636和638的重叠回路之间提供绝缘交叉。

在第一绕组620与标尺120之间的间隙距离D相对沿测量轴130第一绕组 620上位置P的图形上，图16示出当倾斜为角度θ时叠合在该图形上的第一绕组 620的侧视图。第一绕组620与标尺120之间的有效间隙距离为d1，这里d1相当 于在第一对称轴640(该轴也是绕组的形心轴)上第一绕组620与标尺120之间的距 离。绕组为图10中所示这种类型，仅仅是更长一些。因此，在第一绕组620的 所有正负回路622和624上，净EMF贡献为零。因此，如图16和17所示，第一 绕组是倾斜补偿的，相当于绕组完全与标尺120平行，间隔距离d1远离标尺120。

第二绕组630也是一个完全与标尺120平行的并与标尺120相隔距离d1的绕 组。在第二绕组630与标尺120之间的间隙距离D相对沿测量轴130第二绕组630 上位置P的图形上，图18示出当倾斜为角度θ时叠合在该图形上的第二绕组630 的侧视图。

第一子绕组631与标尺120之间的平均距离为d2，这里d2相当于在第二对 称轴642上第二绕组630与标尺120之间的距离。第二子绕组635与标尺120之 间的平均距离为d3，这里d3相当于在第三对称轴644上第二绕组630与标尺120 之间的距离。因此，如图19所示，能够对第二绕组630进行分析，作为两个具 有不同平均距离的电连接的子绕组。

因此，第二绕组630相当于一个与标尺120平行的并与标尺120相隔距离d1 的绕组。此外，每个子绕组631和635本身是倾斜补偿的，具有一个对称轴。由 于每个子绕组631和635是倾斜补偿的，因此两个绕组按照图所示组合也是倾斜 补偿的。绕组630与图12中所示的类型相似。

第一对称轴640(这也是绕组620的形心轴)也位于绕组630的形心轴上。因 此，尽管绕组620和630有空间相位差但它们的形心是对齐的，它们的输出信号 幅度的匹配将不受倾斜的影响。

本领域的专业人员将会明白，采用合适的信号处理装置，如引入的参考中详 细描述的，通过使绕组的作用倒转，从以上的实施例能够造出有用的位置传感 器。绕组620和630能够用作磁通量敏感绕组，而绕组610用作磁场发生器，产 生变化的磁通量。另一方面，可以使绕组的作用倒转，绕组620和630可以用作 磁场发生器绕组，产生变化的磁通量，而绕组610用作磁通量敏感绕组。

图20示出三个具有不同空间相位的绕组810、820和830。这些绕组中的 任何一个或者全部可以用作磁场发生器或者用作磁通量敏感器。绕组810、820 和830是沿测量轴延伸的空间调制部分，限定有效的磁通量耦合区。磁通量耦合 区相对于图20和21中短划线表示的多个极性区的分布。

绕组810、820和830中的每一个有一个位于垂直测量轴平面内的形心轴。 如上所述，选择形心轴在测量轴上的位置，使得当所有磁通量耦合区的每个增加 部分乘以带有符号的该增加部分到形心轴的距离时，所有乘积的和等于零。在图 20中，每个绕组810、820和830的形心位置位于绕组的对称点上。形心轴是不 对齐的。因此，如果在读出头上将它们组合的话，这三个空间相位绕组的信号幅 度以绕组之间信号幅度失配的形式显现倾斜灵敏度。

图21示出对图20的三相位绕组结构的一种改进，这里，绕组810的一个回 路和绕组820的一个回路移动一个完整波长λ。换句话说，至少一个极性区具有 总磁通量耦合区，该耦合区不同于绕组810’和820’中相邻极性区的总磁通量耦合 区。这允许绕组810和820的形心轴位移，而不改变它们的空间相位，正如前面 针对图14A-C所讨论的。在这种情况下，绕组810’中有一个回路850已经位移一 个波长λ，绕组820’中有一个回路860已经位移一个波长λ。因此，回路850在 其相应的极性区中定义一个磁通量耦合单位面积，而相邻极性区具有三个磁通量 耦合单位面积，下一个极性区有两个磁通量耦合单位面积。

在图21中，所有绕组的形心在840处对齐。使这些回路850和860位移而 使形心对齐是以各个绕组信号内的一定倾斜误差为代价，有效地消除三个相位之 间幅度调制失配倾斜灵敏度。在有些情况中，维持绕组-绕组信号幅度匹配可能是 设计中主要考虑的，因此这种倾斜补偿技术有时是有用的。

根据以上的详细描述，本领域的专业人员将会看到，采用本发明的倾斜补偿 的感应电流位置传感器能够消除几种或者全部倾斜引起的输出信号误差。此外， 与这里揭示的各均匀回路组相类似，可以给具有均匀灵敏度的分立磁通量传感 器，如霍尔效应器件等分配单位灵敏度，因而分配单位有效耦合面积。因此，在 配置这种传感器的倾斜不敏感阵列中，这里所揭示的倾斜补偿结构是有益的。

因此，虽然结合上述的特定实施例已经对本发明作了描述，但是，本领域的 专业人员显然能够作出许多替代、改进和改变。于是，以上所给出的本发明的较 佳实施例只是作为示范说明，而不是一种限制。在不背离以下权利要求书中限定 的本发明的精神和范围的条件下可以作出各种改变。