本发明涉及一种不用位置传感器，靠推定转子角度对电动机进行旋转驱动 的无位置传感器电动机控制装置。具体来说，涉及一种以高分辨率实现高精度 的角度推定，相电压即便饱和也能实现角度推定，而且感应电压常数变化也能 实现高精度的角度推定的无位置传感器电动机控制装置。

没有机械换流机构的无刷电动机需要根据转子角度进行电气换流。

现有的电动机控制装置，利用无刷电动机上装配的霍尔元件、旋转变压器、 或光编码器等位置传感器，获得转子角度信息。因此，位置传感器那部分使成 本升高，也使无刷电动机体积变大。

作为省略该位置传感器来实现低成本和小型化的现有无位置传感器电动机 控制装置，已知的有日本专利特开昭64-43095号公报中揭示的方案(以下称为 “已有技术例1”)和电气学会论文集D117卷1号1997年98～104页记载的方 案(以下称为“已有技术例2”)。以下说明该现有的无位置传感器电动机控制 装置。另外，考虑与实施例的统一，部分修改了这些文献所用值的名称。

上述现有的无位置传感器电动机控制装置对Y形接线的3相无刷电动机进 行控制。

图27示出已有技术例1的无位置传感器电动机控制装置的框图，图28示 出时序图。另外，图28中考虑到与本发明对比上的方便，部分修改了信号名 称。

图27中，已有技术例的无位置传感器电动机控制装置，首先检测各相定 子绕组所流相电流(iu、iv、iw)、各相定子绕组所加相电压(vu、vv、vw)、中 性点电压(vn)。接着，进行下述式(1)、式(2)、式(3)运算，求得各相定子绕组 所感应的感应电压值eu、ev、ew。式中，R为电阻，L为电感。而d(iu)/dt、 d(iv)/dt、d(iw)/dt分别为iu、iv、iw的时间微分。 eu＝vu-vn-R·iu-L·d(iu)/dt

                     …(1) ev＝vv-vn-R·iv-L·d(iv)/dt

                     …(2) ew＝vu-vn-R·iw-L·d(iw)/dt

                     …(3)

接着，向比较电路35(图27)输入感应电压值eu、ev、ew。比较电路35对 上述感应电压值eu、ev、ew同各感应电压乘上一固定常数k(0≤k)的k·eu、k·ev、 k·ew进行大小比较，得到相应比较结果(b)C1、(c)C2、(d)C3、(e)C4、(f)C5、 (g)C6的各信号(图28)。上述各信号输入至逻辑电路36(图27)。该逻辑电路36 输出驱动信号(h)DSU+、(i)DSU-、(j)DSV+、(k)DSV-、(1)DSW+、(m)DSW-(图27 和图28)，用以驱动定子绕组输出手段16(图27)。由上述驱动信号控制定子绕 组所流电流，使转子按规定方向旋转。

已有技术例1根据感应电压进行大小比较，确定各相导通区间，但电动机 没有推定转子角度的角度推定手段。图28中(b)C1的时序图，示出C1为高电 平的区间，但C1高电平区间当中没有经过细分的信息。例如无法知道当前处 于C1高电平区间当中的初始区间，还是正中位置，或是结束区间。而且未检 测电动机角速度，因而也无法知道C1高电平区间持续多少长时间。仅仅知道 当前C1～C6当中哪一信号为高电平。

因而，无法利用正弦波等波形对电动机进行驱动，以平滑地驱动电动机。 实施例1中，电动机各相所加电压在导通区间内恒定。

本发明目的之一在于，通过推定电动机角度，按正弦波波形驱动电动机， 使电动机得到平滑的驱动。

图29示出已有技术例2的无位置传感器电动机控制装置的框图，图30示 出电动机和驱动电路的分析模型图。

图29中，已有技术例2首先求得目标角速度(dθ/dt)与推定模型输出的 推定角速度(dθmb/dt)的误差信号Δω＝(dθ/dt)-(dθmb/dt)，将误差信号Δ ω输入至速度控制模块(PI控制电路)。速度控制模块所输出的目标电流，产生 达到目标角速度所需的转矩。由该目标电流减去实际电流i。该差值Δi输入 至电流控制模块(PI控制)。电流控制模块将流过目标电流所需的电压作为γ- δ轴上表示的电压输出。将该所需电压和推定模型输出的感应电压(em)相加。 这样相加得到的在γ-δ轴上表示的电压，变换为u、v、w轴上表示各定子绕组 上所加电压的电压后，该u、v、w轴上的电压实际加在电动机各定子绕组上。

如上所述，u轴、v轴、w轴是指定子绕组各相对应的静止轴。

γ轴和δ轴是指以无位置传感器电动机控制装置推定的无位置传感器电动 机模型转子的磁偶极子的中心为原点，与推定转子的磁偶极子为相同方向的γ 轴(连接S极和N极的轴)和相对γ轴正向(逆时针方向)超前90度的δ轴所组成 的、与推定转子共同旋转的座标。

同样，d轴和q轴是指以电动机实际转子的磁偶极子的中心为原点，与实 际转子的磁偶极子为相同方向的d轴(连接S极和N极的轴)和相对d轴正向(逆 时针方向)超前90度的q轴所组成的、与实际转子共同旋转的座标。

图29的反馈环路中，检测出各相定子绕组所流的相电流，对这些相电流 值进行座标变换，生成γ轴电流值iγ和δ轴电流值iδ。

iγ及iδ等与电压vγ及vδ之间的关系由下面式(79)和式(80)表示(iγ 及iδ为γ轴电流分量和δ轴电流分量)。θm为转子推定角度。 vγ＝{R+Lγδ(dθm/dt)+Lγ(d/dt)}iγ

 +{-Lδ(dθm/dt)-Lγδ(d/dt)}iδ

 +e(-sinΔθ)                             (79) vδ＝{Lγ(dθm/dt)-Lγδ(d/dt)}iγ

 +{R-Lγδ(dθm/dt)+Lδ(d/dt)}iδ

 +e(cosΔθ)                              (80)

若设置Lγδ0、LγLd、LδLq、Δθ＝θ-θm(θ表示转子的实际角 度，θ m表示转子的推定角度)，iγ和iδ(用γ-δ轴表示的实际定子绕组电流) 便表示如下。 iγ(n)＝(1-R·T/L d)·iγ(n-1)

   +(dθm/d t)·Lq·T/Ld·iδ(n-1)

   +(T/Ld)·vγ(n-1)

   +(T·e/Ld)·(sinΔθ)                (81) iδ(n)＝{-(dθm/dt)·(Ld·T/Lq)·iγ(n-1)

   +(1-R·T/Lq)·iδ(n-1)

   +(T/Lq)·vδ(n-1)

   +(T·e/Lq)·(-cosΔθ)               (82)

T为运算时间间隙，即iγ(n)和iγ(n-1)间的时间差。

同样，在表述无刷电动机模型的γ轴和δ轴电压方程式中套用电动机常 数，γ轴电流模型值iγm(推定的γ轴电流分量)和δ轴电流模型值iδm(推定 的δ轴电流分量)如式(83)和式(84)所示。 iγm(n)＝(1-R·T/Ld)·iγ(n-1)

  +{(dθm/dt)·Lq·T/Ld·iδ(n-1)

  +(T/Ld)·vγ(n-1)

  +(T·em/Ld)·0                       (83) iδm(n)＝{-(dθm/dt)·(Ld·T/Lq)·iγ(n-1)

  +(1-R·T/Lq)·iδ(n-1)

  +(T/Lq)·vδ(n-1)

  +(T·em/Lq)·1                       (84)

(与设置Δθ＝0时的iγ(n)及iδ(n)的公式相同)

实际γ轴电流值iγ及δ轴电流值iδ同推定的γ轴电流模型值iγm及δ 轴电流模型值iδm之间的误差，即γ轴电流误差值Δiγ(n)＝iγ(n)-iγm(n) 和Δiδ(n)＝iδ(n)-iδm(n)，由式(81)至式(84)变为下式。 Δiγ(n)＝(T/Ld)·e(sinΔθ)

    (T/Ld)·e(Δθ)                       (85) Δiδ(n)＝(T/Lq)·(em-e·cosΔθ)

    (T/Lq)·Δe                           (86)

由上述公式所示，速度感生电动势推定误差Δe与Δiδ(n)成正比，位置 推定误差Δθ与Δiγ(n)成正比。

于是，已有技术例2如后面述及的那样，根据式(86)推定感应电压(感生 电动势)，根据式(85)推定转子角度。

实际的电动机，由于感应电压的变化依赖温度，所以感应电压e、电压v γ和电压vδ是随温度变化的。而未考虑温度变化的推定模型中，感应电压em、 电压vγm和电压vδm没有随温度变化。

实际上，感应电压em随温度变化，因此，尽管vγ(n-1)和vδ(n-1)随温 度变化，在温度变化时实测的式(81)和式(82)减去温度没有变化时推定的式(83) 和式(84)的结果，即式(85)和式(86)中，对温度的变化量不同的e和Δe、Δi γ(n)和Δiδ(n)之间却用比例式表示。因此，感应电压的温度变化产生推定角 度的误差。

已有技术例2中，由式(85)和式(86)，分别对电流误差Δiγ(n)和Δiδ(n) 乘以速度感生电动势常数Kv和位置推定增益Kp，求得推定感应电压em(n)和推 定角度θm(n)。 em(n)＝em(n-1)-KpΔiδ(n)               (87) θm(n)＝θm(n-1)+(T/Kv)·e m(n)

  +Kp·sgn{θm(n-1)}·Δiγ(n)      (88) sgn{θm(n-1)}＝1∶θm(n-1)≥0

          -1∶θm(n-1)＜0

图29中，推定模型(速度感生电动势·位置·速度的推定)通过反馈实测 的iγ和iδ，计算推定模型所具有的同推定iγm和iδm的误差信号，将该结 果所得到的Δiγ(n)和Δiδ(n)代入式(87)和式(88)，求得速度感生电动势(感 应电压)em(n)和推定角度(位置)θm(n)。

由式(87)和式(88)，按下面公式求得推定角速度(dθm/dt)。 dθm/dt＝(1/T){θm(n)-θm(n-1)}

   ＝{em(n)/Kv}

 +(Kp/T)·sgn{θm(n-1)}·Δiγ(n)                  (89)

已有技术例2中，推定角速度(dθm/dt)进一步通过LPF(低频滤波器)后输 出，以消除噪声的影响。

如上所述，已有技术例2由式(87)和式(88)，求得速度感生电动势(感应 电压)em(n)和推定角度θm(n)，由式(89)求得推定角速度(dθm/dt)。

但实际上，式(87)和式(88)中作为恒定系数使用的速度感生电动势常数Kv 具有温度依赖性。因此缺点在于，随夏冬季节环境温度的变化、电动机运转初 始时段至连续运转时段设备内部温度的升高，推定模型的推定角度其误差变 大。

而且，已有技术例2的文献，采用在γ-δ轴上表示的电压，推定电动机 转子角度。因此，需要将γ-δ轴上表示的电压变换为u轴、v轴和w轴上表示 的定子绕组相电压，或反之将u轴、v轴和w轴上表示的定子绕组相电压等变 换为γ-δ轴上的信号。

已有技术例1的无位置传感器电动机控制装置，在相电压饱和时也能检测 出角度。但根据所求得的感应电压值eu、ev、ew生成比较结果，仅仅是根据该 比较结果的逻辑确定导电相，所以关于转子角度的信息只是相电压切换点信 息。因而，已有技术例1中实施例所记载的150度导通方式这种情形，即便全 部信息相符，也仅仅具有电气角30°的分辨率(哪一相应有电流流过这种信 息)。

而且，已有技术例1仅检测出角度，不进行角度推定，电动机定子绕组上 加的是方波电压。因此，定子绕组流过的是方波状电流，发生转矩波动。

若要使定子绕组流过正弦波电流，便需要对角度进行推定。

而且，速度根据分辨率低的角度生成，因而速度控制性差。

已有技术例2的无位置传感器电动机控制装置，可按高分辨率推定角度。 但已有技术例2，用γ-δ轴上表示的电压(旋转座标系)来推定电动机转子角 度。因而，需要将γ轴和δ轴上表示的电压按表示各相所加电压的u轴、v轴 和w轴进行座标变换，或反之将u轴、v轴和w轴上表示的信号座标变换为γ 轴和δ轴上表示的信号。

对电动机进行正弦波驱动时，容易将γ-δ轴上表示的电压变换为u轴、v 轴和w轴上表示的定子绕组相电压，或反之将u轴、v轴和w轴上表示的定子 绕组相电压等变换为γ-δ轴上的信号。但要由正弦波以外的波形(例如梯形波 或方波等)驱动时，存在的问题是，将例如电动机定子绕组所加的梯形波或方 波变换为γ轴和δ轴上的波形，极其困难。

而且已有技术例2中，式(81)、式(82)、式(83)和式(84)均引入了信号波 形为正弦波这种假定。因而存在的问题是，若将已有技术例2的方式用于正弦 波以外波形的话，便产生推定角度误差。

因此，例如增大电动机角速度或输出转矩而加大所需相电压的话，相电压 便饱和，尤其是各相电压波形不是正弦波，因而无法正确推定角度，无法实现 高的角速度或大的输出转矩。

而且，已有技术例2的无位置传感器电动机控制装置，根据式(87)和式(88) 进行角度推定。因而存在的问题是，速度感生电动势常数Kv如上所述随温度 变化，所以角度推定误差随环境温度的变化或设备内部温度的升高等而增大。

另外，相电阻值R也随温度变化，但相电压方程式中，相电阻值本身较小， 因而对角度推定所造成的影响较小。

本说明书中，“相电压方程式”这一术语，是针对电动机定子绕组的相的 方程式的含义。相电压方程式可包含例如式(26)等严密方程式，也可包含式(50) 这种简化方程式。属于这样一种概念，只要与电动机定子绕组的相的方程式对 应，也可以包含本说明书未记载的方程式。

本说明书和权利要求书的记载当中，术语“方程式”和术语“函数”用于 相同含义。

此外，已有技术例2中，在输入目标角速度(dθ/dt)起至电动机各相加上 电压这一路径，还进行加推定感应电压em的运算。

但缺点在于，感应电压e属于随温度变化的值，因而加上未考虑温度变化 的推定感应电压em，在温度变化时推定角度的残留误差便增大。

本发明正是解决上述问题，其目的在于，提供一种以高分辨率实现高精度 角度推定，即便相电压饱和也能实现高精度角度推定，而且，即便感应电压常 数变化也能实现高精度角度推定的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求1的无位置传感器电动机控制装置，其电动机各定子绕组 加上以电动机定子绕组目标电流、所述定子绕组实测电流、所述电动机转子推 定角度为变量的函数所导出的电压。

利用本发明，可获得在较宽温度范围内实现高精度角度推定的无位置传感 器电动机控制装置。

本发明权利要求3的无位置传感器电动机控制装置，按电动机定子绕组参 数所导出的信号进行角度推定。

利用本发明，可获得甚至相电压等达到饱和区域的较宽电压范围或电流范 围内实现高精度角度推定的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求5的无位置传感器电动机控制装置，计算出推定信号(推 定模型)和基于测定数据的信号之间角度误差，对推定信号进行修正，使该角 度误差减小。

利用本发明，可以获得靠例如具有正弦波推定信号的角度推定手段，在甚 至相电压等达到饱和区域的较宽电压范围或电流范围内实现高精度角度推定的 无位置传感器电动机控制装置。

在本发明说明书和权利要求书记载中，术语“推定信号”和术语“推定模 型”用于相同含义。不论哪一术语，都应广义地解释为至少包含作为所推定的 角度的推定角度的信号或数据这种含义。

本发明权利要求6的无位置传感器电动机控制装置，计算出推定信号和基 于测定数据的信号之间角度误差和振幅误差，对推定信号进行修正使得该角度 误差和振幅误差减小。

利用本发明，可获得即便负荷变化或角速度变化时，也能正确推定角速度 的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求7的无位置传感器电动机控制装置，根据实测数据，对构 成推定信号(推定模型)的函数的系数当中至少一个系数值进行修正。

利用本发明，可获得角度推定精度高的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求8的无位置传感器电动机控制装置，构成不包含感应电压 和与感应电压实际等效因素的角度推定控制系统。

利用本发明，可获得在较宽温度范围内实现高精度角度推定的无位置传感 器电动机控制装置。

本发明权利要求9的无位置传感器电动机控制装置，从电动机定子绕组多 个相当中选择一相，根据该相数据对推定信号进行修正。

利用本发明，可获得对任何转子角度，都以高精度进行角度推定的无位置 传感器电动机控制装置。

本发明权利要求10的无位置传感器电动机控制装置，误差信号大小超过 某一范围时，判断电动机未得到正常控制。

利用本发明，可获得角度推定控制系统偏离同步范围或保持范围时，可通 过使电动机减速等，迅速解脱异常状态的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求12的无位置传感器电动机控制装置，利用误差信号乘以 与角速度具有对应关系的增益所得到的值，对推定信号进行修正。

按照本发明，可获得在较宽速度范围内实现高精度角度推定的无位置传感 器电动机控制装置。

本发明权利要求14的无位置传感器电动机控制装置，对推定信号修正量 设置界限。

利用本发明，可获得不因噪声而容易变动的无位置传感器电动机控制装 置。

本发明权利要求17的无位置传感器电动机控制装置，在旋转方向指令从 正转方向变化为反转方向时，将定子绕组至少2相的电流传感器所检测出的所 述相电流值相互交换，并将定子绕组至少2相的电压指令值相互交换。

利用本发明，可获得通过少量更换便适应正转和反转，而且正转和反转时 共用大部分电路模块或程序模块的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求18的无位置传感器电动机控制装置，将从定子绕组经检 测或运算的电压减去感应电压以外分量所导出的感应电压作为推定信号。

利用本发明，可获得在较宽温度范围内实现高精度角度推定的无位置传感 器电动机控制装置。

权利要求18记载当中，“定子绕组经运算的电压”是包含定子绕组目标 电压的意思。

本发明权利要求31的无位置传感器电动机控制装置，具有与定子绕组电 流相同波形的推定信号。

利用本发明，可获得在较宽温度范围内实现高精度角度推定的无位置传感 器电动机控制装置。

本发明权利要求43记载的发明，具有与相电压相同波形的推定信号。

利用本发明，可获得靠低成本小型微处理器等进行角度推定，而且运算时 间少的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求1记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，电动机各定子绕组加上以电动机定子绕组目标电流、所述定子绕组 实测电流、所述电动机转子推定角度为变量的函数所导出的电压。

本发明控制装置的状态方程式，不包含感应电压(感生电动势)或磁通因 素。因而，没有取决于温度的因素，因而具有电动机转子角度的推定精度不会 随温度变差的作用。

本说明书和权利要求书记载中，“推定角度”是经推定的角度的含义，“推 定角速度”是经推定的角速度的含义。

本说明书和权利要求书记载中，术语“转子角度”、术语“转子相位”和 “转子位置”用于相同含义。

本说明书和权利要求书记载中，术语“目标角速度”是含有与目标角速度 成正比的目标转速的概念。同样，术语“推定角速度”是含有与推定角速度成 正比的推定转速的概念。角速度和转速实际上是同一因素。

本发明权利要求2记载的发明，为权利要求1所述的无位置传感器电动机 控制装置，其特征在于，所述定子绕组的目标电流，由以所述转子目标角速度、 所述转子的推定角速度为变量的函数导出。

本发明控制装置的状态方程式，不包含感应电压(感生电动势)或磁通因 素。因而，没有取决于温度的因素，因而具有电动机转子角度的推定精度不会 随温度变差的作用。

本发明权利要求3记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，具有对电动机转子推定角度进行推定的角度推定手段，所述角度推 定手段具有：波形与所述电动机定子绕组相电压、相电流、感应电压当中某一 信号相同的第一信号，或所述第一信号的角度信息。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，在例如3相电动 机驱动装置场合，具有为u、v、w轴上信号的第一信号。因而具有这样的作用， 在电动机定子绕组相电压、或相电流等和推定信号之间进行运算方面，不需要 进行座标旋转，只要用u、v、w轴便可以运算。

如已有技术例2那样，角度推定手段具有γ轴、δ轴或d轴、q轴推定模 型(推定信号)时，电动机定子绕组相电压、或相电流等之间进行运算方面，需 要进行座标旋转。当电动机定子绕组相电压或相电流等为正弦波时，容易进行 座标旋转，但当该相电压等并非正弦波时，难以进行座标旋转。这种场合存在 这样的问题，若利用与该相电压等为正弦波时相同的计算式，进行简略的座标 变换，转子角度推定误差便增大。

例如电动机角速度或输出转矩增大，从而所需相电压变大的话，定子绕组 各相的相电压便饱和，各相电压波形并非为正弦波(而是为梯形波或方波)。这 种场合，如已有技术例2那样，在具有γ轴、δ轴或d轴、q轴推定模型的装 置当中，无法正确进行角度推定，无法实现高角速度或大输出转矩。

反之，本发明的无位置传感器电动机控制装置，不需要进行座标旋转，因 而容易实现非正弦波推定模型(推定信号)的生成。因此存在这样的作用，即便 增大电动机角速度或输出转矩所需的相电压变大，定子绕组各相相电压饱和， 各相电压波形不是正弦波，也能正确进行角度推定，从而能实现高角速度和大 输出转矩。

已有技术例2中式(81)等是以转子永久磁铁磁化采取正弦波为前提的，但 本发明的无位置传感器电动机控制装置中，转子永久磁铁的磁化波形是任意 的。因而，本发明具有这样的作用，即便是转子永久磁铁磁化波形为正弦波以 外的波形、感应电压具有正弦波以外波形的电动机，也能实现高精度的转子角 度推定。

本发明权利要求4记载的发明，为权利要求3所述的无位置传感器电动机 控制装置，其特征在于，设所述定子绕组电流为正弦波信号进行处理。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，设定子绕组电流为正弦波信号进 行处理，因而具有简化角度推定所需计算这种作用。因此具有这样的作用，能 够利用小型、低成本微处理器在较短运算时间内进行角度推定。

而且，定子绕组具有大电感分量，因而定子绕组电流波形不容易饱和，在 定子绕组相电压波形饱和时仍接近正弦波，因此具有这样的作用，定子绕组相 电压波形饱和时，也因定子绕组电流波形近似正弦波使得角度误差较小。

本发明权利要求5记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，

具有对电动机转子推定角度进行推定的角度推定手段，

所述角度推定手段计算出所述推定角度和由包含所述电动机定子绕组相电 流的信息所导出角度之间的角度误差或与角度误差有对应关系的振幅误差，并 且对所述推定角度进行修正，使得所述角度误差或与角度误差有对应关系的振 幅误差减小。

已有技术例对推定模型波形进行修正，使得根据测定信息等导出信号与推 定模型波形本身之间的误差减小，但本发明的无位置传感器电动机控制装置其 角度推定手段，计算出角度误差这种特定参数，对推定角度进行修正，使得该 角度误差减小。

例如，实际电动机驱动波形为方波(或梯形波)时，已有技术例中角度推定 手段需要有方波(或梯形波)推定模型。反之，本发明的无位置传感器电动机控 制装置，具有这样的作用，在上述场合，角度推定手段具有正弦波推定模型， 可计算出该方波(梯形波)角度和该正弦波角度之间的角度误差，对正弦波的推 定模型进行修正，使得角度误差减小。因此具有容易生成推定模型这种作用。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，即便电动机角 速度或输出转矩增大，从而所需相电压变大，定子绕组各相相电压饱和，各相 电压波形并非正弦波，也能正确进行角度推定，并能实现高角速度或大输出转 矩。

而且，本发明的无位置传感器电动机控制装置中，转子永久磁铁磁化波形 是任意的。因而本发明具有这样的作用，即便是转子永久磁铁磁化波形为正弦 波以外波形，感应电压为正弦波以外波形的电动机，也能实现高精度的转子角 度推定。

本发明权利要求6记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，

具有生成一包含电动机转子推定角度的推定信号的角度推定手段，

所述角度推定手段

计算出所述推定信号的所述推定角度和由包含所述电动机定子绕组相电流 的信息所导出角度之间的角度误差或与角度误差有对应关系的振幅误差，并且 对所述推定信号进行修正，使所述角度误差或与角度误差有对应关系的振幅误 差减小，

计算出所述推定信号的振幅和由包含所述电动机定子绕组相电流的信息导 出的振幅之间的振幅误差，并且对所述推定信号进行修正，使所述振幅误差减 小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，计算出角度误差和振幅误差这种 特定参数，并对推定角度进行修正，使得该角度误差减小。

因此，本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，实际电 动机信号波形为方波(或梯形波)时，角度推定手段具有正弦波推定模型，可计 算出该方波(或梯形波)角度和该正弦波角度的角度误差，并对正弦波推定模型 进行修正使得角度误差较小。因此，具有容易生成推定模型这种作用。

而且会有这样的问题，推定模型的振幅和实际电动机信号波形的振幅存在 振幅误差的话，该振幅误差会对角度误差造成影响，使推定角度的精度变差。 利用本发明具有这样的作用，可设置减小振幅误差的反馈环路，正确地计算出 角度误差。因此，具有可实现高精度的角度推定这种作用。

例如，可通过配备以比相应时间足够快的方波信号作为时钟输入的计数 器，按推定模型的过零点开始该计数器的正向计数，在基于检测结果的信号过 零点将该计数值锁存到与计数器具有相同级数的D触发器，来直接检测或计算 推定模型和基于检测结果的信号之间的角度差(角速度×时间差)。但通常这种 直接检测或计算角度误差的方法，很难而且精度差。因此，通常如后面实施例 那样，在特定时刻采用检测或计算2个信号的电平差，将该电平差变换为角度 误差的方法。这是因为，此方法容易进行误差检测，检测精度也高。

但将电平误差变换为角度误差的方法容易受到信号振幅误差的影响。本发 明尤其对用此方法进行角度误差检测的装置特别有效。

而且，大多时候检测结果的信号电平随负载变化或角速度变化而变化。利 用本发明有这样的作用，在发生负荷变化或角速度变化时，可正确地进行角度 推定。因而具有这样的作用，可获得在较宽角速度范围内实现高精度的转子角 度推定的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求7记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，

具有对电动机转子推定角度进行推定，并有至少以所述推定角度为变量的 函数的角度推定手段，

所述角度推定手段根据以包含所述电动机定子绕组相电流的信息为基础所 导出值，对所述函数的系数当中至少一个系数值进行修正。

要对无位置传感器电动机进行正弦波驱动，需要有对电动机转子角度进行 推定的角度推定手段。角度推定手段通过控制，使得角度推定手段所具有的推 定模型(推定信号)角度和基于检测结果的角度之间角度误差减小，来推定正确 的角度。

推定模型具有以推定角度为变量的函数时，在该函数变量(角度)以外，系 数(例如信号振幅)不正确时，也无法正确进行角度推定。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，则不仅对变量， 还对函数的系数进行修正，使得函数本身与实际电动机相同，因此具有提高作 为变量的角度其推定精度这种作用。

本发明权利要求8记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，

具有对电动机转子角度进行推定的角度推定手段，

从所述角度推定手段的输出端至所述角度推定手段反馈输入端的信号路 径，其传递特性不包含感应电压、转子的交链磁通和起电常数。

如前文所述，感应电压、转子交链磁通和起电常数均随温度变化。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，从角度推定手段的输出端至角度 推定手段的反馈输入端的信号路径，其传递特性不包含上述取决于温度的因 素。因而，本发明具有角度推定手段的角度推定精度不会随温度变化而变差这 种作用。

本说明书和权利要求书的记载中，术语“感应电压”和术语“起电电压” 为相同含义。术语“起电常数”和“感应电压常数”以及“感生电动势常数” 用于相同含义。

本发明权利要求9记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置，其 特征在于，

具有对电动机转子推定角度进行推定的角度推定手段，

所述角度推定手段，选择所述电动机定子绕组的相，根据所选择的所述相 的相电压或相电流或感应电压修正所述推定角度。

角度推定手段，根据基于检测结果的信号或值修正内置的推定模型，正确 地进行角度推定。但通常根据单一信号(例如特定相u轴的相电压)进行修正的 话，便会存在角度误差检测精度高的角度和低的角度。因此，存在角度推定精 度取决于角度而忽高忽低这种问题。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在多个定子绕 组相当中，选择可检测出最大角度误差的相，根据所选择的所述相的相电压等 对所述推定角度进行修正，不论何种转子角度，总能实现高精度的角度推定。

本发明权利要求10记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有生成一包含电动机转子角度的推定信号的角度推定手段，

包含所述电动机定子绕组电流的信息所导出值和所述推定信号所导出值之 间的误差超过规定范围时，判断所述电动机未得到正常控制。

无位置传感器电动机控制装置，根据检测数据等对电动机转子角度进行推 定，但由于某种原因，角度推定误差超过一定范围时(因此例如推定角速度和 实际角速度完全为不同值时)，然后即便根据检测数据等对推定角度进行修正， 修正也不正确，当然无法正确地进行角度推定(角度推定控制不收敛)。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有可检测角度推定误差超过一 定范围这种作用。因此，利用通常的反馈环路而角度推定控制始终不收敛时， 可通过采取使电动机停止等其他措施，使之迅速地脱离失控状态(失调)。

本发明权利要求11记载的发明，为权利要求10所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述误差超过规定范围时，使所述电动机减速或停止。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有在检测出角度推定误差超过 一定范围时使电动机减速或停止这种作用。尤其在使电动机停止时，能够可靠 地使角度推定控制回到正常状态。而且，即便使电动机减速，也具有可使角度 推定控制回到正常状态的可能性提高这种作用。

例如具有高速旋转时角度推定手段和低速旋转时角度推定手段的无位置传 感器电动机控制装置，在高速旋转时，高速旋转用角度推定手段失调的情况下， 使电动机减速，由低速旋转用角度推定手段进行角度推定，在得到正确推定角 度时再次加速电动机，重新开始高速旋转用角度推定手段所进行的角度推定。

本发明权利要求12记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有一所具有的推定信号包含电动机转子角度和角速度信息的角度推定手 段，

所述角度推定手段，

生成误差信号，作为包含所述电动机定子绕组电流的信息所导出值和所述 推定信号所导出值之间的误差，并

利用所述误差信号乘上与所述角速度有对应关系的增益的值，修正所述推 定信号。

用误差信号乘以固定增益得到的修正量对推定信号进行修正时，存在这样 的问题，电动机角速度慢时修正量过大，电动机角速度快时修正量过小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，其角度推定手段具有这样的作 用，用误差信号乘以与所述角速度具有对应关系的增益得到的值这种修正量， 对推定模型进行修正，从较慢的角速度至较快的角速度，可得到适当的修正量， 并在较宽的速度范围内实现高精度的角度推定。

本发明权利要求13记载的发明，为权利要求12所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述增益的绝对值有随所述角速度加快而增大的时候，并且不减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，在角速度慢时用 的是误差信号乘以小增益因数得到的修正量，而角速度快时用的则是误差信号 乘以大的增益得到的修正量，来对推定模型进行修正。因此具有这样的作用， 可在角速度慢至角速度快范围内得到适当修正量，可在较宽速度范围实现高精 度角度推定。

本发明权利要求14记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有一所具有的推定信号包含电动机转子角度和角速度信息的角度推定手 段，

所述角度推定手段，

生成误差信号，作为包含所述电动机定子绕组电流的信息所导出值和所述 推定信号所导出值之间的误差，并

利用所述误差信号所导出的修正量，修正所述推定信号，而且

使得所述修正量不超过与所述角速度具有对应关系的上限值和下限值中至 少一个。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有防止用过大的修正量对推定 信号进行修正这种作用。例如，在因偶然的噪声得到错误的误差信号时，也能 防止推定信号大幅度变化，超出角度推定手段的同步范围或保持范围这种问 题。

本发明权利要求15记载的发明，为权利要求14所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述上限值或下限值的绝对值有随所述角速度加快而增大的时候，而且不 减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，防止利用过大的修正量对推定信 号进行修正，但判断修正量是否过大的判断电平取决于电动机角速度。因此具 有这样的作用，可通过根据角速度使修正量上限值或下限值变化，在角速度慢 至角速度快范围内设定适当的上限值或下限值，从而能在较宽速度范围内进行 抗噪声的角度推定。

本发明权利要求16记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有对电动机转子推定角度和推定角速度进行推定的角度推定手段，

所述角度推定手段，

具有以所述推定角度、所述推定角速度和定子绕组经检测或运算的电流当 中至少一个为参数的补偿量数据表，并

利用与所述参数对应的补偿量，对所述推定角度进行补偿。

本发明的角度推定手段具有的作用是，通过拥有与上述参数相对应的补偿 量数据表，能以比仅靠运算进行角度推定的装置高的精度进行角度推定。

本发明权利要求17记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 包括：

检测电动机定子绕组电流值即相电流值的电流传感器；

根据所述电动机转子推定角度生成一相电压指令值以指示所述定子绕组所 加电压的指令值的电压指令值生成手段；

根据所述相电压指令值在所述定子绕组上施加电压的驱动手段；

生成所述推定角度的角度推定手段；

输出一旋转方向指令以指示所述转子所旋转方向的指令的旋转方向指令手 段，

其特征在于，

所述旋转方向指令指示反转方向时，将至少2相的所述相电流值相互交换， 并将至少2相的所述相电压指令值相互交换。

本发明具有这样的作用，可实现一种无位置传感器电动机控制装置，仅靠 非常少的更换便适应正转和反转，并且正转时和反转时，电路模块或程序模块 大部分均可以共用。

本发明权利要求18记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有对电动机转子推定角度进行推定的角度推定手段，

所述角度推定手段具有：通过从定子绕组经检测或运算的相电压减去感应 电压以外分量所导出的感应电压，波形相同的第二信号，或由所述第二信号导 出的第三信号，或所述第二信号或者所述第三信号的角度信息。

本发明通过从定子绕组经检测或运算的电压当中减去除感应电压以外分 量，导出感应电压。

如已有技术例那样用感应电压生成推定信号时，温度变化所造成的感应电 压变化使得角度推定精度变差。例如象已有技术例2那样，按式(87)和式(88) 求得感应电压的方法，所导出的推定角度θm取决于温度。

本发明通过从定子绕组经检测或运算的电压当中减去除感应电压以外分 量，导出感应电压的无位置传感器电动机控制装置，可正确获得感应电压。该 感应电压的大小取决于温度，但u轴感应电压、v轴感应电压、w轴感应电压其 相对大小并不取决于温度，因此在角度推定方面不会带来任何影响。因此，本 发明具有可在较宽温度范围内实现高精度的角度推定手段这种作用。

本发明的角度推定手段，作为推定信号，基本上有与u、v、w(3相电动机 场合)中某一相感应电压波形相同的第二信号。但不限于此，角度推定手段也 可以具有从上述第二信号导出的第三信号，例如在γ轴和δ轴(或d轴和q轴) 上表示的感应电压。这是因为，两者具有互换性，对上述问题，具有相同效果。

作为数字信息，角度推定手段可以按原样具有例如正弦波的上述第二信号 波形，或者也可以仅具有角度信息。

例如也包含这种情形，电动机定子绕组所加的相电压波形为方波或梯形 波，推定模型为与定子绕组所加上的相电压波形具有相同角度的正弦波。这是 因为，该正弦波具有方波或梯形波相电压的角度信息。

如上所述，作为推定信号，角度推定手段具有u、v、w(3相电动机场合) 中某一相感应电压，这点在容易生成正弦波以外的推定模型方面较为理想。

本发明权利要求19的方面，为权利要求18所述的无位置传感器电动机控 制装置，其特征在于，

所述第二信号或所述第三信号或所述角度信息，由以所述电动机定子绕组 经检测或运算的相电压、所述定子绕组经检测的相电流和所述电动机转子推定 角度为变量的函数所导出。

本发明，根据与温度独立的定子绕组经检测的相电压和所述定子绕组经检 测的相电流等导出感应电压，或者根据定子绕组经检测的相电压等导出感应电 压。根据这些因素导出的感应电压所推定的角度，如上所述不受温度变化的影 响。本发明具有提供可在较宽温度范围内实现高精度的角度推定的角度推定手 段这种作用。

本发明权利要求20记载的发明，为权利要求18所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

计算由所述第二信号或所述第三信号或所述角度信息所导出信号同通过所 述定子绕组经检测或运算的相电压减去感应电压以外分量所导出感应电压之间 的角度误差，或与角度误差具有对应关系的振幅误差，

并对所述第二信号、或所述第三信号、或所述角度信息的推定角度进行修 正，使得所述角度误差或与角度误差具有对应关系的振幅误差减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在实际电动机 感应电压波形为方波(或梯形波)时，也可以具有正弦波的推定模型，计算出该 方波(或梯形波)的角度同该正弦波角度之间的角度误差，对正弦波推定模型进 行修正，使得角度误差减小。因此，具有不需要生成方波(或梯形波)的推定模 型，推定模型的生成容易这种作用。

因而，本发明的无位置传感器电动机控制装置中，具有这样的作用，即便 电动机角速度或输出转矩增大，从而所需相电压变大，定子绕组各相相电压饱 和，各相电压波形并非正弦波，也能正确地进行角度推定，并能实现高角速度 或大输出转矩。

本发明的无位置传感器电动机控制装置中，转子永久磁铁磁化波形任意。 因而，本发明具有这样的作用，即便是转子永久磁铁磁化波形为正弦波以外波 形，感应电压具有正弦波以外波形的电动机，也能实现高精度的转子角度推定。

本发明权利要求21记载的发明，为权利要求20所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

计算所述第二信号或所述第三信号的振幅同通过所述定子绕组经检测或运 算的相电压减去感应电压以外分量所导出感应电压的振幅之间的振幅误差，

并对所述第二信号或所述第三信号的振幅进行修正，使得所述振幅误差减 小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在推定模型的 振幅和实际电动机信号波形振幅之间的振幅误差给角度推定带来不良影响时， 通过设置减小该振幅误差的反馈环路，可正确计算出角度误差。因此，具有可 实现高精度的角度推定这种作用。

对于在特定时刻检测或计算出2个信号电平差，将该电平差变换为角度误 差，来检测角度误差的装置，尤其有效。

而且，还有信号振幅随负荷变化或角速度变化而变化时也能正确进行角速 度推定这种作用。所以有这样的作用，可获得在较宽角速度范围内实现高精度 的转子角度推定的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求22记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有一所具有的感应电压推定信号包含电动机转子角度信息的角度推定手 段，

所述角度推定手段，在根据包含所述电动机定子绕组各相电流的信息所导 出的所述各相感应电压同所述感应电压推定信号之间误差当中，选择最大误 差，并修正所述推定信号，使得所述最大误差减小。

角度推定手段通过按检测结果的信号或值对内置的推定模型进行修正，来 正确推定角度。但通常根据特定相(u轴)的感应电压进行修正的话，便存在角 度误差检测精度高的角度和低的角度。因此，存在角度推定精度取决于角度而 忽高忽低这种问题。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在多个定子绕 组相当中，选择可检测出最大角度误差的相，根据所选择的所述相的感应电压 等对所述推定角度进行修正，因而对任何转子角度，总能实现高精度的角度推 定。

对“各相感应电压同所述感应电压推定信号之间误差”的计算，是考虑各 相角位移(若为3相电动机便相互错开120度)来计算误差的含义。除了权利要 求22以外，对于权利要求23、34和35也一样。

例如，设感应电压的推定信号在u、v、w轴上具有一定角度。

在一个实施例中，对各相感应电压分别进行座标变换，使之与推定信号的 角度相同，计算出该座标变换后感应电压和推定信号之间的误差。

另一实施例中，对推定信号进行座标变换，使之与各个相的角度为相同角 度，并计算出该座标变换后推定信号和各相感应电压之间的误差。

本发明权利要求23记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有一所具有的感应电压推定信号包含电动机转子角度信息的角度推定手 段，

所述角度推定手段，

在根据包含所述电动机定子绕组各相电流的信息所导出的所述各相感应电 压当中，选择感应电压最小的相，并

对所述推定信号进行修正，使得所述所选择相的感应电压同所述感应电压 推定信号之间误差减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在多个定子绕 组相当中，选择可检测出最大角度误差的相，根据所选择的所述相的感应电压 等对所述推定角度进行修正，因而对任何转子角度，总能实现高精度的角度推 定。

而且，权利要求23的发明当中具有这样的作用，不需要对全部相计算出 误差，通过比较各相感应电压，选择感应电压最小的相这种简单方法，来选择 在正常状态下误差最大的相，仅对该选择的相进行误差运算，因而完成运算所 需时间少。

本发明权利要求24记载的发明，为权利要求21所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述第二信号或所述第三信号的振幅超过规定范围时，使所述电动机减速 或停止。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有可检测作为推定信号的第二 信号或第三信号振幅超过一定范围这种作用。因此，利用通常的反馈环路而角 度推定控制始终不收敛时，可通过采取使电动机停止等其他措施，可使之迅速 地脱离失控状态(失调)。

本发明权利要求25记载的发明，为权利要求20所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

利用作为所述角度误差或与角度误差具有对应关系的振幅误差同与所述电 动机转子推定角速度具有对应关系的增益的乘积值的修正量，对所述第二信 号、或所述第三信号、或所述角度信息的推定角度进行修正。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，具有这样的作 用，用误差信号乘以与所述角速度具有对应关系的增益得到的值，对推定模型 进行修正，从较慢的角速度至较快的角速度，都可得到适当的修正量，从而能 在较宽的速度范围内实现高角度推定。

本发明权利要求26记载的发明，为权利要求25所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述增益的绝对值有随所述角速度加快而增大的时候，并且不减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，在角速度慢时用 的是误差信号乘以小增益得到的修正量，而角速度快时用的则是误差信号乘以 大的增益得到的修正量，来对推定模型进行修正。因此具有这样的作用，可在 角速度慢至角速度快范围内得到适当的修正量，可在较宽速度范围实现高角度 推定。

本发明权利要求27记载的发明，为权利要求20所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

使得作为所述第二信号、或所述第三信号、或所述角度信息修正值的修正 量不超过与所述电动机角速度具有对应关系的上限值和下限值中至少一个。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有防止用过大的修正量对推定 信号进行修正这种作用。例如，在因偶然的噪声得到错误的误差信号时，也能 防止推定信号大幅度变化，超出角度推定手段的同步范围或保持范围这种问 题。

本发明权利要求28记载的发明，为权利要求27所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述上限值或下限值的绝对值有随所述角速度加快而增大的时候，并且不 减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，防止利用过大的修正量对推定信 号进行修正，但判断修正量是否过大的判断电平取决于电动机角速度。因此具 有这样的作用，可通过根据角速度使修正量上限值或下限值变化，在角速度慢 至角速度快范围内设定适当的上限值或下限值，并能在较宽速度范围内进行抗 噪声的角度推定。

本发明权利要求29记载的发明，为权利要求20所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

具有以所述推定角度、所述电动机推定角速度和所述定子绕组经检测或运 算的电流当中至少一个为参数的补偿量数据表，并

利用所述数据表与所述参数对应的补偿量，对所述第二信号、或所述第三 信号、或所述角度信息的推定角度进行补偿。

本发明的角度推定手段具有这样的作用，通过拥有与上述参数相对应的补 偿量数据表，能以比仅靠运算进行角度推定的装置高的精度进行角度推定。

本发明权利要求30记载的发明，为权利要求18所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

利用假定为正弦波信号的所述电动机定子绕组经检测或运算的电流，导出 所述感应电压以外分量。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，设定子绕组电流为正弦波信号进 行处理，因而具有简化角度推定所需计算这种作用。因此具有这样的作用，能 够利用小型、低成本微处理器在较短运算时间内进行角度推定。

而且，定子绕组具有大电感分量，所以定子绕组电流波形不容易饱和，在 定子绕组相电压波形饱和时仍接近正弦波，因此具有这样的作用，定子绕组相 电压波形饱和时，也因定子绕组电流波形近似正弦波而角度误差较小。

本发明权利要求31记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有对电动机转子角度进行推定的角度推定手段，

所述角度推定手段，具有与定子绕组电流波形相同的第四信号、或由所述 第四信号导出的第五信号、或所述第四信号或所述第五信号的角度信息。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，以定子绕组电流信号为基准进行 角度推定。如式(72)所示，感应电压所导出的推定角度的角度误差和定子绕组 电流所导出的推定角度的角度误差等效。因而电流所导出的推定角度相对于温 度稳定。通常，定子绕组的电流值相对于温度稳定。

因而，本发明具有可以在较宽温度范围内实现高推定精度的角度推定手段 这种作用。

本发明的角度推定手段，作为推定信号，基本上有以u、v、w(3相电动机 场合)中某一相的相电流波形相同的第四信号。但不限于此，角度推定手段也 可以具有上述第四信号导出的第五信号，例如在γ轴和δ轴(或d轴和q轴)上 表示的定子绕组电流信号。这是因为，两者具有互换性，对上述问题，具有相 同效果。

作为数字信息，角度推定手段可以按原样具有例如正弦波的上述第四信号 波形或第五信号波形，或者也可以仅具有角度信息。

例如也包含这种情形，电动机定子绕组所加的相电流波形为方波，推定模 型为与定子绕组所加上的相电流波形具有相同角度的正弦波。这是因为，该正 弦波具有方波相电流的角度信息。

如上所述，作为推定信号，角度推定手段具有u、v、w(3相电动机场合) 中某一相相电流，这点在容易生成正弦波以外的推定模型(由于不需要进行座 标旋转)方面较为理想。

本发明权利要求32记载的发明，为权利要求31所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

计算出所述第四信号或所述第五信号或所述角度信息同定子绕组电流所导 出信号之间的角度误差或与角度误差具有对应关系的振幅误差，

并对所述第四信号、或所述第五信号、或所述角度信息的推定角度进行修 正，使得所述角度误差或与角度误差具有对应关系的振幅误差减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在实际电动机 电流波形为方波时，也可以具有正弦波的推定模型，计算出该方波的角度同该 正弦波角度之间的角度误差，对正弦波推定模型进行修正，使角度误差减小。 因此，具有不需要生成方波的推定模型，推定模型的生成容易这种作用。

因而，本发明的无位置传感器电动机控制装置中，具有这样的作用，即便 电动机角速度或输出转矩增大，从而所需相电压变大，定子绕组各相相电压饱 和，各相电压波形并非正弦波，也能正确地进行角度推定，并能实现高角速度 或大输出转矩。

本发明的无位置传感器电动机控制装置中，转子永久磁铁磁化波形任意。 因而，本发明具有这样的作用，即便是转子永久磁铁磁化波形为正弦波以外波 形，感应电压具有正弦波以外波形的电动机，也能实现高精度的转子角度推定。

本发明权利要求33记载的发明，为权利要求32所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

计算出所述角度推定手段所具有的所述第四信号或所述第五信号的振幅同 定子绕组电流所导出信号之间的振幅误差，

并对所述第四信号、或所述第五信号的振幅进行修正，使得所述振幅误差 减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在推定模型的 振幅和实际电动机信号波形振幅之间的振幅误差给角度推定带来不良影响时， 通过设置减小该振幅误差的反馈环路，可正确计算出角度误差。因此，具有可 实现高精度的角度推定这种作用。

对于在特定时刻检测或计算出2个信号电平差，将该电平差变换为角度误 差，来检测角度误差的装置，尤其有效。

而且，还有信号振幅随负荷变化或角速度变化而变化时也能正确进行角速 度推定这种作用。所以有这样的作用，可获得在较宽角速度范围内实现高精度 的转子角度推定的无位置传感器电动机控制装置。

本发明权利要求34记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有一所具有的定子绕组电流推定信号包含电动机转子角度信息的角度推 定手段，

所述角度推定手段，在所测定的所述电动机定子绕组各相电流同所述电流 推定信号之间的误差当中，选择最大的误差，并对所述推定信号进行修正，使 得所述最大误差减小。

角度推定手段通过按检测结果的信号或值对内置的推定模型进行修正，来 正确推定角度。但通常根据特定相(u轴)的相电流进行修正的话，便存在角度 误差检测精度高的角度和低的角度。因此，存在角度推定精度取决于角度而忽 高忽低这种问题。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在多个定子绕 组相当中，选择可检测出最大角度误差的相，根据所选择的所述相的相电流等 对所述推定角度进行修正，不论何种转子角度，总能实现高精度的角度推定。

本发明权利要求35记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有一所具有的定子绕组电流推定信号包含电动机转子角度信息的角度推 定手段，

所述角度推定手段，在所测定的所述电动机定子绕组各相电流当中，选择 最小的电流相，并对所述推定信号进行修正，使得所述所选择相的电流同所述 电流推定信号之间的误差减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，在多个定子绕 组相当中，选择可检测出最大角度误差的相，根据所选择的所述相的相电流等 对所述推定角度进行修正，因而对任何转子角度，总能实现高精度的角度推定。

而且，权利要求35的发明当中具有这样的作用，不需要对全部相计算出 误差，通过比较各相感应电压，选择感应电压最小的相这种简单方法，来选择 在正常状态下误差最大的相，仅对该选择的相进行误差运算，因而完成运算所 需时间少。

本发明权利要求36记载的发明，为权利要求32所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度误差或与角度误差具有对应关系的振幅误差超过规定范围时，使 所述电动机减速或停止。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有可检测角度推定误差超过一 定范围这种作用。因此，利用通常的反馈环路而角度推定控制始终不收敛时， 可通过采取使电动机停止等其他措施，使之迅速地脱离失控状态(失调)。

本发明权利要求37记载的发明，为权利要求32所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

利用作为所述角度误差或与角度误差具有对应关系的振幅误差同与所述电 动机转子推定角速度具有对应关系的增益的乘积值的修正量，对所述第四信 号、或所述第五信号、或所述角度信息的推定角度。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，具有这样的作 用，用误差信号乘以与所述角速度具有对应关系的增益得到的值，对推定模型 进行修正，从较慢的角速度至较快的角速度，都可得到适当的修正量，从而能 在较宽的速度范围内实现高角度推定。

本发明权利要求38记载的发明，为权利要求37所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述增益的绝对值有随所述角速度加快而增大的时候，并且不减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置其角度推定手段，在角速度慢时用 的是误差信号乘以小增益因数得到的修正量，而角速度快时用的则是误差信号 乘以大的增益得到的修正量，来对推定模型进行修正。因此具有这样的作用， 可在角速度慢至角速度快范围内得到适当的修正量，可在较宽速度范围实现高 的角度推定。

本发明权利要求39记载的发明，为权利要求32所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

使得作为所述第四信号、或所述第五信号、或所述角度信息修正值的修正 量不超过与所述电动机角速度具有对应关系的上限值和下限值中至少一个。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有防止用过大的修正量对推定 信号进行修正这种作用。例如，在因偶然的噪声得到错误的误差信号时，也能 防止推定信号大幅度变化，超出角度推定手段的同步范围或保持范围这种问 题。

本发明权利要求40记载的发明，为权利要求39所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述上限值或下限值的绝对值有随所述角速度加快而增大的时候，并且不 减小。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，防止利用过大的修正量对推定信 号进行修正，但判断修正量是否过大的判断电平取决于电动机角速度。因此具 有这样的作用，可通过根据角速度使修正量上限值或下限值变化，在角速度慢 至角速度快范围内设定适当的上限值或下限值，从而能在较宽速度范围内进行 抗噪声的角度推定。

本发明权利要求41记载的发明，为权利要求32所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述角度推定手段，还

具有以所述推定角度、所述电动机推定角速度和所述定子绕组经检测或运 算的电流当中至少一个为参数的补偿量数据表，并

利用所述数据表与所述参数对应的补偿量，对所述第四信号、或所述第五 信号、或所述角度信息的推定角度进行补偿。

本发明的角度推定手段具有这样的作用，通过拥有与上述参数相对应的补 偿量数据表，能以比仅靠运算进行角度推定的装置高的精度进行角度推定。

本发明权利要求42记载的发明，为权利要求31所述的无位置传感器电动 机控制装置，其特征在于，

所述电动机定子绕组经检测或运算的电流，作为正弦波进行处理。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，设定子绕组电流为正弦波信号进 行处理，因而具有简化角度推定所需计算这种作用。因此具有这样的作用，能 够利用小型、低成本微处理器在较短运算时间内进行角度推定。

而且，定子绕组具有大电感分量，因而定子绕组电流波形不容易饱和，在 定子绕组相电压波形饱和时仍接近正弦波，因此具有这样的作用，定子绕组相 电压波形饱和时，也因定子绕组电流波形近似正弦波使得角度误差较小。

本发明权利要求43记载的发明，为一种无位置传感器电动机控制装置， 其特征在于，

具有对电动机转子推定角度进行推定的角度推定手段，

所述角度推定手段，具有定子绕组经检测或运算的相电压、为相同波形的 第六信号、或由所述第六信号导出的第七信号、或所述第六信号或第七信号的 角度信息。

本发明的无位置传感器电动机控制装置，具有这样的作用，可通过使与定 子绕组经检测或运算的相电压波形相同的信号等作为推定模型，能够运算时间 少地利用低成本、小型微处理器等进行角度推定。

(附图的简单说明)

图1为表示实施例1中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图2为表示实施例1中驱动部的电路图。

图3为表示实施例1中速度控制部结构的框图。

图4为表示实施例1中电流控制部结构的框图。

图5为表示实施例1中角度推定部结构的框图。

图6为表示实施例1中失调检测部结构的框图。

图7为实施例1中座标系的说明图。

图8为表示实施例1中u相感应电压值与感应电压基准值的偏差的波形 图。

图9为实施例1中相对于推定速度的增益与极限关系图。

图10为实施例1中相对于推定速度的感应电压振幅上限值与下限值关 系图。

图11为表示实施例2中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图12为表示实施例2中角度推定部结构的框图。

图13为表示实施例3中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图14为表示实施例3中电流控制部结构的框图。

图15为表示实施例4中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图16为表示实施例4中角度推定部结构的框图。

图17为表示实施例5中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图18为表示实施例5中角度推定部结构的框图。

图19为表示实施例5中各相感应电压值与推定相特征标关系的波形图。

图20为表示实施例6中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图21为表示实施例6中角度推定部结构的框图。

图22为表示实施例6中失调检测部结构的框图。

图23为实施例6中相对于推定速度的相电压振幅上限值与下限值关系 图。

图24为表示实施例7中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图25为表示实施例7中速度控制部结构的框图。

图26为表示实施例7中角度推定部结构的框图。

图27为表示已有技术例1中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图28为表示已有技术例1中无位置传感器电动机控制装置的时序图。

图29为表示已有技术例2中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。

图30为已有技术例2中无位置传感器电动机控制装置的分析模型图。

下文，参照附图，对本发明的无位置传感器电动机控制装置实施形态 的具体实施例加以说明。 (实施例1)

下文，说明实施例1的无位置传感器电动机控制装置。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置由定子绕组各相的相电压方 程式求感应电压值，然后求该感应电压值与感应电压基准值的偏差，修正推 定角度θm使该偏差收敛于零。于是，以高分辨率实现高精度角度推定，即 使相电压饱和也能实现角度推定，且即使感应电压常数等电动机常数变化也 能实现高精度推定。

在本说明书及权利要求书记载中，术语“误差”与“偏差”含义相同。

首先，说明实施例1的无位置传感器电动机控制装置。

(图1说明)

图1是实施例1的无位置传感器电动机控制装置构成框图。 IPMSM(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor：内置永久磁铁的同 步电动机)10设置缠绕流过相电流的绕组11u、11v、11w的定子(未图示)及 与该定子(未图示)相对且接近配置的转子12。其中，定子绕组11u、11v、11w 呈y型连接(各定子绕组11u、11v、11W一端连接于1点)，该无刷电动机10 在转子12内部配置永久磁铁13，通过相电流产生的磁通与该永久磁铁13 产生的磁通的相互作用，使转子12旋转。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置由下述部件构成：输出u相 模拟电流值iua的电流传感器21，输出v相模拟电流值iva的电流传感器 21v，输入u相模拟电流值iua、v相模拟电流值iva、模拟速度指令值ω*a 及旋转方向指令ωdir*并输出开关指令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwl 和伺服ON(伺服接通)信号sv*的微机(意为“微型计算机”或“微处理器”)22， 输入开关指令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwl和伺服ON信号sv*并控 制加至定子绕组11u、11v、11w的电压驱动部30。

(图2说明)

图2是表示实施例1的驱动部30构成的电路图。驱动部30包括：电源 31，集电极连接电源31的正极、发射极分别连接相绕组11u、11v、11w的 上侧IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)32u、 32v、32w，分别与上侧IGBT 32u、32v、32w反向并联的上侧续流二极管33u、 32v、33w，集电极分别连接定子绕组11u、11v、11w、发射极连接电源31 负极的下侧IGBT 34u、34v、34w，分别与下侧IGBT 34u、34v、34w反相并 联的下侧续流二极管35u、35v、35w，根据开关指令信号guh、gul、gvh、gvl、 gwh、gwl及伺服ON信号sv*分别控制上侧IGBT 32u、32v、32w的栅极电 压与下侧IGBT 34u、34v、34w的栅极电压的前置驱动器36。

微机22硬件方面由CPU、ROM、RAM、定时器、端口及连接这些部件的 总线构成。

微机22功能上由下述部件构成：输入模拟速度指令值ω*a及推定速度 ωm并输出γ轴电流指令值iγ*与δ轴电流指令值iδ*的速度控制部40，输出u 相模拟电流值iua、v相模拟电流值iva、旋转方向指令ωdir*、γ轴电流指 令值iγ*、δ轴电流指令值iδ*及推定角度θm并输出u相电流值iu、v相电 流值iv、u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*、w相电压指令值vw*及 开关指令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwl的电流控制部50，输入γ轴 电流指令值iγ*、δ轴电流指令值iδ*、推定角度θm和推定速度ωm然后产生 补偿量α的补偿量产生部60，输出u相电流值iu、v相电流值iv、u相电压 指令值vu*、v相电压指令值vv*、w相电压指令值vw*和补偿量α并输出推 定角度θm、推定速度ωm和感应电压振幅推定值em的角度推定部70，输入 推定速度ωm和感应电压振幅推定值em并输出伺服ON信号sv*的失调检测 部90。

在说明书与权利要求书叙述中，术语“推定速度”与“推定角速度” 均意指角速度。

(图3说明)

图3是实施例1的速度控制部40的构成框图。速度控制部40由下述部 件构成：输入模拟速度指令值ω*a并输出速度指令值ω*的ADC(Analog Digital Converter：模/数转换器)41，输入速度指令值ω*和推定速度ωm并 输出转矩指令值T*的转矩指令值产生部42，输入转矩指令值T*并输出γ轴 电流指令值iγ*和δ轴电流指令值iδ*的电流指令值产生部43。

(图4说明)

图4是实施例1的电流控制部50的构成框图。电流控制部50由下述部 件构成：输入u相模拟电流值iua并输出交换前u相电流值iu1的ADC51u， 输出v相模拟电流值iva并输出交换前v相电流值iv1和ADC51v，输入交 换前u相电流值iu1、交换前v相电流值iv1及旋转方向指令ωdir*并输出 u相电流值iu和v相电流iv的相电流交换部52，输入γ轴电流指令值iγ*、 δ轴电流指令值iδ*和推定角度θm并输出u相电流指令值iu*、v相电流指令 值iv*和w相电流指令值iw*的相电流指令值产生部53，输入u相电流值iu、 v相电流值iv、u相电流指令值iu*、v相电流指令值iv*和w相电流指令值 并输出u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*和w相电压指令值vw*的相 电压指令值产生部54，输入u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*、w 相电压指令值vw*和旋转方向指令ωdir*并输出交换后u相电压指令值 vu*1、交换后v相电压指令值vv*1和交换后w相电压指令值vw*1的相电压 指令值交换部56，输入交换后v相电压指令值vu*1、交换后v相电压指令 值vv*1和交换后w相电压指令值vw*1并输出开关指令信号guh、gul、gvh、 gvl、gwh、gwl的PWM控制器57。

(图5说明)

图5是实施例1的角度推定部70的构成框图。角度推定部70由下述部 件构成：输入u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*和w相电压指令值vw* 并输出u相电压值vu、v相电压值vv和w相电压值vw的相电压值产生部71， 输入u相电流值iu、v相电流值iv、u相电压值vu、v相值vv、w相电压值 vw、推定角度θm和推定速度ωm并输出u相感应电压值eu、v相感应电压值 ev和w相感应电压值ew的感应电压运算部72，输入推定角度θm和补偿量α 并输出推定相特征标η的推定相选择部73，输入推定相特征标η、u相感应 电压值ev、v相感应电压值ev和w相感应电压值ew并输出感应电压选择值 es的感应电压选择值选择部74，输入推定相特征标η、推定角度θm、补偿 量α和感应电压振幅推定值em并输出感应电压基准值esm的感应电压基准 值产生部75，输入感应电压选择值es和感应电压基准值esm并输出偏差ε 的偏差产生部76，输入推定速度ωm并输出比例增益κp、积分增益κi、比例 极限ζp和积分极限ζi的增益极限产生部77，输入推定特征标η、偏差ε、比 例增益κp、积分增益κi、比例极限ζp、积分极限ζi并输出推定角度θm和推 定速度ωm的角度速度修正部78，输入u相感应电压值eu、v相感应电压值 ev和w相感应电压值ew并输出感应电压振幅推定值em的感应电压振幅推 定值修正部80。

感应电压振幅推定值修正部80由输入u相感应电压值eu、v相感应电 压值ev和w相感应电压值ew并输出感应电压振幅运算值ec的感应电压振 幅运算值产生部81，以及输入感应电压振幅运算值ec并输出感应电压振幅 推定值em的感应电压振幅推定值变更部82构成。

(图6说明)

图6是实施例1的失调检测部90的构成框图，失调检测部90由输入推 定速度ωm并输出感应电压振幅失调判断上限值eouth和感应电压振幅失调 判断下限值eoutl的感应电压失调判断值产生部91，以及输入感应电压振 幅失调判断上限值eouth、感应电压振幅失调判断下值eoutl和感应电压振 幅推定值em并输出伺服ON信号sv*的失调判断部92构成。

(图7说明)

接着说明座标系。图7是实施例1的座标系的说明图。图7中，为使说 明简单起见，示出磁极数为2的IPMSM。

d轴和q轴是形成实际转子12的角度θ的轴。设d轴与配置在转子12 的永久磁铁13的磁通方向相同，q轴相对于d轴方向超前90度。定子绕组 11u与d轴形成的角为角θ。

在图7中，设反时针旋转方向为正转。在正转方向旋转时角度θ递增。 该正转方向是流经定子绕组11u、11v、11w的电流依次变化的方向。

γ轴与δ轴是推定角度θm确定的轴。设自定子绕组11u旋转推定角度θm 形成的轴为γ轴，δ轴相对于γ轴方向超前90度。进而设角度θ与推定角度θm 的差为角度误差Δθ(＝θ-θm)。

在图7中，表示有正角度误差Δθ的时刻，当角度推定中不存在误差， 即角度误差Δθ为零时，推定角度θm与角度θ一致，d轴与γ轴一致。q轴与δ 轴一致。

在下文说明中，角度θ、推定角度θm与角度误差Δθ用电气角表示。下文 在不特别说明时，与角度有关的值均以电气角表示。这里，机械角表示转子 12的角度，(电气角)＝(p/2)·(机械角)。式中，p是磁极数。

位于实施例1的无位置传感器电动机控制装置外部的速度指令值产生 部(未图示)产生模拟速度指令值ω*a。

位于实施例1的无位置传感器电动机控制装置外部的旋转方向指令产 生部(未图示)产生旋转方向指令ωdir*。令IPMSM10正转时，旋转方向指令 ωdir*＝F(Forward)。又，令IPMSM10反转时，旋转方向指令 ωdir*＝R(Reverse)。

接着，说明本发明实施例1的无位置传感器电动机控制装置的工作。

电流传感器21u、21v分别检测流经定子绕组11u、11v的电流，产生u 相模拟电流值iua、v相模拟电流值iva。

(图2说明)

下面说明驱动部30的工作。

驱动部30在伺服ON信号sv*为高电平(“H”)时，控制施加至定子绕 组11u、11v、11w的电压。又，在伺服ON信号为低电平(“L”)时，停止通 电。

电源31向驱动部30提供电力。

在伺服ON信号sv*为“H”时，前置驱动器36控制上侧IGBT32u的栅 极电压，使开关信号guh为“H”时，上侧IGBT32u通电，而当开关信号guh 为“L”时，上侧IGBT32u不通电。另一方面，控制下侧IGBT 34u的栅极电 压，使开关信号gul为“H”时，下侧IGBT34通电，而当开关信号gul为 “L”时，下侧IGBT 34u不通电。又，对v相和w相也同样，根据开关信号 gvh、gvl、gwh、gwl控制上侧IGBT32v、32w、下侧IGBT 34v和34w的栅 极电压。

且，在伺服ON信号sv*为“L”时，预驱动器36控制上侧IGBT 32u、32v、 32w及下侧IGBT 34u、34v、34w的栅极电压，使全部IGBT不通电。

接着，说明微机22的工作。 (图3说明)

首先，说明速度控制部40的工作。

速度控制部40在每个设定时间启动，控制γ轴电流指令值iγ*和δ轴电 流指令值iδ*，使按ADC41、转矩指令值产生部42、电流指令值产生部43 的顺序进行下述工作，从而转子12以外部输入的模拟速度指令值ω*a所要 求的速度旋转。

ADC41把模拟值的模拟速度指令值ω*a模/数变换成数字值的速度指令 值ω*。

转矩指令值产生部42用比例积分控制(PI控制)控制转矩指令值T*，使 推定速度ωm成为速度值ω*要求的那样。如下式(4)所示，速度指令值ω*与 推定速度ωm的差用比例增益kpW、积分增益KIW进行比例积分控制的结果 为转矩指令值T*。

T*＝KPW·(ω*-ωm)+KIW·∑(ω*-ωm)                      …(4)

电流指令值产生部43产生γ轴电流指令值iγ*与δ轴电流指令值iδ*，使 IPMSM10的输出转矩为转矩T*。

如下式(5)所示，设转矩指令值T*用某设定值KT除所得的结果为电流 指令值振幅ia。如下式(6)所示，设-sim(βT)与电流指令值振幅ia相乘结 果为γ轴电流指令值iγ*。另一方面，如下式(7)所示，CON(βT)与电流指令振 幅ia相乘结果为δ轴电流指令值iδ*。这里，βT是提供电流指令值振幅ia 时，实现最大输出转矩或最大效率的电流相位，为0度至45度向某个设定 角度。在后称该相位为电流指令相位βT。 ia＝T*/KT                         …(5) iγ*＝-ia·sin(βT)               …(6) iδ*＝ia·cos(βT)                …(7) (图4说明)

接着，说明电流控制部50的工作。

电流控制部50每逢某个设定时间(电流控制周期)启动，控制开关信号 huh、gul、gvh、gvl、gwh、gwl，使以ADC 51u、51v、相电流值交换部52、 相电流指令值产生部53、相电压指令值产生部54、相电压指令值交流部56、 PWM控制器57的顺序进行下述工作，按照γ轴电流指令值iγ*及δ轴电流指令 值iδ*，在定子绕组11u、11v、11w中流过电流。

ADC 51u、ADC 51v分别把模拟值的模拟u相电流值iua、模拟v相电流 值iva进行模/数变换，变换成数字值的交换前u相电流值iu1、交换前v 相电流值iv1。

相电流值交换部52，在正转指令时，令交换前的相电流值为原来的相 电流值。在逆转指令时，变换交换前的相电流值。

如下式(8)所示，在旋转方向指令ωdir*＝F时，令交换前u相电流值iu1 为u相电流值iu，交换前v相电流值iv1为v相电流值iv。又，在旋转方 向指令ωdir*＝R时，如下式(9)所示，令交换前u相电流值iu1及交换前v 相电流值iv1分别为v相电流值iv和u相电流值iu。

iu＝iu1、iv＝iv1(ωdir*＝F时)             …(8)

iu＝iv1、iv＝iu1(ωdir*＝R时)             …(9)

相电流指令值产生部53把推定角度θm的旋转座标系，即γδ轴上的γ轴 电流指令值iγ*与δ轴电流指令值iδ*变换到固定座标系。产生流过各相的电 流指令值且为正弦波形的、相互偏移120度电气角的u相电流指令值iu*、 v相电流指令值iv*和w相电流指令值iw*。具体如下式(10)、(11)、(12) 所示。 iu*＝{(2/3)}·{iγ*·cosθm-iδ*·sinθm}

                                 …(10) iv*＝{(2/3)}·{iγ*·cos(θm-120°)

                 -iδ*·sin(θm-120°)}

                                 …(11) iw*＝{(2/3)}·{iγ*·cos(θm+120°)

                 -iδ*·sin(θm+120°)}

                                 …(12)

相电压指令值产生部54首先求w相电流值。如下式(13)所示，使u相 电流值iu与v相电流值iv的和符号为负，即为w相电流值iw。

iw＝-(iu+iv)                     …(13)

然后，用比例积分控制(PI控制)控制u相电压指令值vu*，使u相电流 值iu成为u相电流指令值所要求的值。如下式(14)所示，u相电流指令值iu* 与u相电流值iu的差，用比例增益KPK、和积分增益KIK进行比例积分控 制的结果为u相电压指令值vu*。但，因为不能向定子绕组11u、11v、11w 施加比电源31的电压还高的电压，所以驱动部30设置下式(15)所示的限制。 这里，E是电源31的电压值。

又，对v相和w相也同样地，分别如下式(16)、(17)、(18)、(19)所示， 产生v相电压指令值vv*、w相电压指令值vw*。 vu*＝KPK·(iu*-iu)+KIK·∑(iu*-iu)

                           …(14) -(E/2)≤vu*≤(E/2)             …(15) vv*＝KPK·(iv*-iv)+KIK·∑(iv*-iv)

                           …(16) -(E/2)≤vv*≤(E/2)             …(17) vw*＝KPK·(iw*-iw)+KIK·∑(iw*-iw)

                           …(18) -(E/2)≤vw*≤(E/2)             …(19)

相电压指令值交换部56，在正转指令时，使各相的相电压值为其原来 的值。在逆转指令时，变换u相和v相电压指令值。

在旋转方向指令ωdir*＝F时，如下式(20)所示，设u相电压指令值vu* 为交换后v相电压值vu*1，v相电压指令值vv*为交换后v相电压指令值 vv*1。在旋转方向指令ωdir*＝R时，如下式(21)所示，u相电压指令值vu* 和v相电压指令值vv*分别为交换后v相电压指令值vv*1和交换后u相电 压指令值vu*1。

vu*1＝vu*、vv1*＝vv*     (ωdir*＝F时)       …(20)

vu*1＝vv*、vv1*＝vu*     (ωdir*＝R时)       …(21)

PWM控制器57对交换后u相电压指令值vu*1、交换后v相电压指令值 vv*1和交换后w相电压指令值ww*进行脉宽调制(PWM：Pulse Width Modulation)。具体而言，产生具有某个设定频率和E/2振幅的三角波，比 较该三角波与交换后u相电压指令值vu*1，在交换后u相电压指令值vu*1 大时，使开关信号guh为“H”，gul为“L”。另一方面，在交换后u相电 压指令值vu*1小时，使开关信号guh为“L”，gul为“H”。又，在开关 信号guh、gul的状态变迁时，设置开关信号guh、gul两者均为“L”的短 时间(该短时间称为空载时间)。又，对v相和w相也同样地，分别根据交换 后v相电压指令值vv*1和交换后w相电压指令值vw*1，产生开关信号gvh、 gvl、gwh和gwl。

(图1说明)

接着，说明作为实施例1特征之一的补偿量产生部60的工作。

补偿量产生部60每当电流控制部工作结束时开始工作。该补偿量产生 部60产生补偿量α，该补偿量表示对角度推定部70中推定角度θm进行补偿 的量。虽然角度推定部70产生精度良好的推定角度θm，但多少还含有误差。 因此，用预试验等求出该误差编制成表格。具体而言，如下式(22)所示，采 用相对于60度除推定角度的余项(θm％60)、推定速度ωm、γ轴电流指令值iγ* 和δ轴电流指令值iδ*的补偿量α的表αtable。这里，使用60除推定角度θm 的余项(θm％60)的因为产生周期按电气角60度变化的误差。

α＝αtable(θm％60°，ωm，iγ*，iδ*)      …(22)

(图5说明)

接着，说明作为实施例1特征之一的角度推定部70的工作。

首先，说明角度推定部70的工作原理。

角度推定部70通过修正推度角度θm与感应电压振幅推定值em，实现角 度推定。

即，角度推定部70首先产生感应电压的基准值(感应电压基准值esm)。 然后修正推定角度θm使该感应电压基准值esm的角度(相位)与定子绕组 11u、11v、11w的由相电压方程式求得的感应电压值(u相感应电压值eu、 v相感应电压值ev、w相感应电压值ew)的相位一致。又，修正感应电压振 幅推定值em，使感应电压基准值esm的振幅(感应电压振幅推定值em)与感 应电压值(u相感应电压eu、v相感应电压值ev、w相感应电压值ew)的振幅 一致。

首先，说明使感应电压值相位与感应电压基准值相位一致的方法。 (图8说明)

图8是表示实施例1的u相感应电压值与感应电压基准值的偏差的波形 图。图8中，感应电压值比感应电压基准值滞后20度电气角。又，感应电 压值的振幅是感应电压基准值振幅(感应电压振幅推定值em)的90％。

在u相的感应电压值(u相感应电压基准值eu)与u相的感应电压基准值 (u相感应电压基准值eum)的相位不一致时，两者的差，即偏差(u相偏差εu) 不为零。由此，通过修正推定角度θm使相位一致，从而该u相偏差εu收敛 于零。

这里，由推定角度θm选择进行推定的相。u相、v相、w相各自偏移120 度电气角。因此，常用相位差对偏差影响最大的相进行角度推定可提高推定 精度。即，电气角0度～30度、150度～210度及330度～360度中，u相 偏差εu大致为最大，因而用u相推定推定角度θm。在该范围以外，用v相 或w相推定推定角度θm。

图8中，在推定角度θm＝0度附近时，u相偏差εu为正。由此，在推定 角度θm位于该区间时，若偏差ε为正，则判定推定角度超前，修正推定角度 使之滞后。反之，若偏差ε为负，则判断推定角度θm滞后，修正推定角度θm 使之超前。

又，在图8中，在推定角度θm＝180度附近时，u相偏差εu为负。由此， 当推定角度θm位于该区间时，若偏差ε为负，则判断推定角度θm超前，修正 推定角度θm使之延滞。反之，若偏差ε为正，则判断推定角度θm滞后，修正 推定角度使之超前。

下面，说明使感应电压振幅与感应电压基准值振幅(感应电压振幅推定 值em)一致的方法。

求所有相的感应电压值(u相感应电压值eu、v相感应电压值ev和w相 感应电压值ew)，运算幅值，把它作为感应电压振幅推定值em。

通过上述工作，修正推定角度θm与感应电压振幅推定值em，使感应电 压值与感应电压基准值一致，从而推定角度。

进而，在实施例1中，根据推定速度ωm使采用偏差修正推定角度θm时 的增益与极限变化，由此使控制稳定化。

又，在实施例1中，通过使感应电压基准值esm相位仅变化补偿量α， 可进一步提高角度推定精度。

接着，详细说明角度推定部70的工作。角度推定部70每逢某个设定的 周期(角度推定周期：ΔT)启动，按相电压值产生部71、感应电压值运算部 72，推定相选择部73、感应电压选择值选择部74、感应电压基准值产生部 75、偏差产生部76、增益极限产生部77、角度速度修正部78、感应电压振 幅运算值产生部81、感应电压振幅推定值变更部82的顺序进行下述工作， 产生推定角度θm与推定速度ωm。

又，使电流控制部50、补偿量产生部60、角度推定部70顺序工作，从 而使角度推定周期ΔT与电流控制周期相同。

角度推定周期ΔT不取决于电动机构造而取决于微机处理能力。在本实 施例中，角度推定周期ΔT是67μ秒。若用电气角Δθ表示电动机转子磁极数 为4的本实施例的角度推定周期ΔT，则在电动机转速1800rpm(角速度60π/ 秒)时，由下式可知，Δθ为1.45度。

Δθ＝360度×(4极/2)×67μs×(1800rpm/60s)＝1.45度

由上所述，ΔT是非常小的值，可进行接近于实时的角度推定。

因此，可不像已有技术那样，因离散采样(每60度电气角进行角度推定) 引起响应延迟(产生采样周期一半期间的延迟)。该近似于实时的响应性，在 电动机急速加速或减速时，可实现比已有技术高的随动性。

上述可由非常短的角度推定周期推定角度，在其它所有实施例中均是 相同的。

相电压值产生部71，如下式(23)、(24)、(25)所示，以相电压指令值vu*、 vv*、vw*作为相电压值vu、vv、vw。

vu＝vu*              …(23)

vv＝vv*              …(24)

vw＝vw*              …(25)

感应电压值运算部72产生各相感应电压值(u相感应电压值eu、v相感 应电压值ev、w相感应电压值ew)。对感应电压值解各相的相电压方程式。 具体而言，如下式(26)、(27)、(28)所示。这里，d/dt表示时间微分，与 三角函数有关的微分运算所表示的dθ/dt中，采用把推定速度ωm变换成电 气角速度的方程式。用欧拉一次近似求d(iu)/dt、d(iv)/dt、d(iw)/dt。 又，如式(13)所示，w相电流值iw为u相电流值iu和v相电流值iv之和 取相反符号。其中，R是定子绕组每一相的电阻，1a是定子绕组每一相漏电 感，La是定子绕组每相的有效电感的平均值，Las是定子绕组每相的有效电 感幅值。 eu＝vu    -R·iu    -(la+La)·d(iu)/dt    -Las·cos(2θm)·d(iu)/dt    -Las·iu·d{cos(2θm)}/dt    +0.5·La·d(iv)/dt    -Las·cos(2θm-120°)·d(iv)/dt    -Las·iv·d{cos(2θm-120°)}/dt    +0.5·La·d(iw)/dt    -Las·cos(2θm+120°)·d(iw)/dt    -Las·iw·d{cos(2θm+120°)}/dt

                            …(26) ev＝vv    -R·iv    -(la+La)·d(iv)/dt    -Las·cos(2θm+120°)·d(iv)/dt    -Las·iv·d{cos(2θm+120°)}/dt    +0.5·La·d(iw)/dt    -Las·cos(2θm)·d(iw)/dt    -Las·iw·d{cos(2θm)}/dt    +0.5·La·d(iu)/dt    -Las·cos(2θm-120°)·d(iu)/dt    -Las·iu·d{cos(2θm-120°)}/dt

                            …(27) ew＝vw    -R·iw    -(la+La)·d(iw)/dt    -Las·cos(2θm-120°)·d(iw)/dt    -Las·iw·d{cos(2θm？120°)}/dt    +0.5·La·d(iu)/dt    -Las·cos(2θm+120°)·d(iu)/dt    -Las·iu·d{cos(2θm+120°)}/dt    +0.5·La·d(iv)/dt        -Las·cos(2θm)·d(iv)/dt    -Las·iv·d{cos(2θm)}/dt

                             …(28)

推定相选择部73把偏差最大的相作为推定中使用的相(推定相)。又， 也考虑补偿量α。如下式(29)所示，(推定角度θm+补偿量α)为0度以上但 未满30度时，使推定相特征标η为0。在(推定角度θm+补偿量α)为30度以 上但未满90度时，推定相特征标η为1……。(推定角度θm+补偿量α)为270 度以上未满330度时，推定相特征标η为5。且，(推定角度θm+补偿量α)在 330度以上但未满360度时，使指定相特征标η为0。其中，推定相特征标η ＝0、3时，推定相是u相；推定相特征标η＝1、4时，推定相是w相，推 定相特征标η＝2、5时，推定相是v相。

η＝0推定相＝u相(0°≤θm+α＜30°时)

η＝1推定相＝w相(30°≤θm+α＜90°时)

η＝2推定相＝v相(90°≤θm+α＜150°时)

η＝3推定相＝u相(150°≤θm+α＜210°时)

η＝4推定相＝w相(210°≤θm+α＜270°时)

η＝5推定相＝v相(270°≤θm+α＜330°时)

η＝0推定相＝u相(330°≤θm+α＜36°时)

                                       …(29)

感应电压选择值选择部74把推定相的感应电压值作为感应电压选择值 es。如下式(30)所示，在推定相特征标η＝0及3时，u相感应电压值eu为 感应电压选择值es。在推定相特征标η＝2及5时，v相感应电压值ev为感 应电压选择值es。

在推定相特征标η＝1和4时，w相感应电压值ew为感应电压选择值es。

es＝eu(η＝0、3时)

es＝ev(η＝2、5时)

es＝ew(η＝1、4时)                       …(30)

感应电压基准值产生部75产生推定相的感应电压值的基准值，即感应 电压基准值esm。如下式(31)所示，在推定相η＝0、3时，u相的感应电压 基准值(u相感应电压基准值eum)为感应电压基准值esm。在推定相η＝2、5 时，v相感应电压基准值(v相感应电压基准值evm)为感应电压基准值esm。 在推定相η＝1、4时，w相的感应电压基准值(w相感应电压基准值ewm)为感 应电压基准值esm。

若转子永久磁铁按正弦波磁化，则各相的感应电压基准值esm为正弦 波。

esm＝eum(η＝0、3时)

esm＝evm(η＝2、5时)

esm＝ewm(η＝1、4时)

eum＝-em·sin(θm+α)

evm＝-em·sin(θm+α-120°)

ewm＝-em·sin(θm+α-240°)                    …(31)

偏差产生部76产生感应电压选择值es与感应电压基准值esm的偏差ε。 如下式(32)所示。从感应电压选择值es减去感应电压基准值esm即为偏差ε。

ε＝es-esm                                     …(32)

(图9说明)

增益极限产生部77产生推定速度ωm变大时也变大的比例增益κp、积分 增益κi、比例极限ζp与积分极限ζi。如图9(a)所示，推定速度ωm比某个设 定值ω1小时，比例增益κp为某个设定值kp1。而当推定速度ωm比某个设定 值ω2大时，比例增益kp为某个值κp2。进而，推定速度ω位于从ω1至ω2的 范围中时，用(ω1，κp1)与(ω2，κp2)间的插值为比例增益kp。同样，如图 9(b)、(c)、(d)所示，可产生积分增益ki、比例极限ζp和积分极限ζi。

角度速度修正部78修正推定角度θm使偏差ε收敛于0。又，产生推定速 度ωm。

首先，产生表示修正方向的修正符号σ。如下式(33)所示，推定相特征 标η＝0、2、4时，修正符号σ为-1。推定相特征标η＝1、3、5时，修正符 号σ为1。

σ＝-1(η＝0、2、4)

σ＝+1(η＝1、3、5)              …(33)

然后，在每个角度推定周期产生超前量θmp，表示推定角度θm超前多少。 如下式(34)所示，取限定的值为超前量比例项θmpp，从而使偏差ε乘修正符 号σ及比例增益kp所得的相乘结果的绝对值不超过比例极限ζp，如下式(35) 所示，取限定值为超前量积分项θmPi，从而偏差ε乘修正符号σ与积分增益ki 所得的相乘结果的绝对值不超过积分极限ζi。积分超前量积分项θmPi的积 分结果与超前量比例项θmpp相加的和为超前量θmp。

θmpp＝κp·σ·ε、-ζp≤θmpp≤ζp                    …(34)

θmpi＝κi·σ·ε、-ζi≤θmpi≤ζi                    …(35)

θmp＝θmpp+∑θmpi                                     …(36)

接着，使推定角度θm前移超前量θmp。如下式(37)所示，积分超前量θmp 的结果为推定角度θm。

θm＝∑θmp                                             …(37)

超前量θmp经一阶数字低通滤波器(LPF)处理后即为推定速度ωm。具体 而言，如下式(38)所示。其中：ωm(n)是本次推定速度，ωm(n-1)是上次推 定速度。又，KTPW是每单位速度超前量变化的系数。KLW是低通滤波器系数， 取从0至1的值，其值越小，则低通滤波效果越大。

ωm(n)＝KLW·(KTPW·θmp)+(1-KLW)·ωm(n-1)             …(38)

感应电压振幅运算值产生部81，根据各相感应电压值的绝对值相加结 果，产生感应电压运算值ec。如下式(39)所示，某设定系数KEC与u相感 应电压值eu的绝对值、v相感应电压值ev的绝对值及w相感应电压值ew 的绝对值的相加结果相乘即为感应电压运算值ec。其中，系数KEC如下式(40) 所示提供，设各相感应电压为正弦波，则乘该系数，以便把各相绝对值的和 变换成振幅。又，θm％60是60除推定角度θm时的余项。

ec＝KEC·(|eu|+|ev|+|ew|)       …(39)

KEC＝0.5/sin{(θm％60)+60°}    …(40)

感应电压振幅推定值变更部82，将感应电压振幅运算值ec经一阶数字 低通滤波器(LPF)处理后的值作为感应电压振幅推定值em。具体而言，如下 式(41)所示。其中，em(n)是本次感应电压振幅推定值，em(n-1)是上次感 应电压振幅推定值。KLEM是低通滤波器系数，取0至1的值，其值越小则 低通滤波效果越大。

又，低通滤波器求感应电压振幅运算值ec与上次感应电压振幅推定值 em(n-1)的误差(振幅误差)，在其上乘系数KLEM的结果加至上次感应电压 振幅推定值em(n-1)，作为本次感应电压振幅推定值em(n)。由此，通过使 用低通滤波器，计算振幅误差，修正感应电压振幅推定值em(n)使该振幅误 差变小。

em(n)＝KLEM·ec+(1-KLEM)·em(n-1)         (41)

(图6说明)

接着，说明作为实施例1特征之一的失调检测部90的工作。

首先，说明失调检测部90的工作原理。

IPMSM10由于配置永久磁铁13，一旦转子12旋转，则产生感应电压。 该感应电压的振幅与转子12旋转速度成比例地变大。这里，角度推定部70 把该感应电压振幅推定为感应电压振幅推定值em。

例如，用户设定参数时，偶尔也会输入错误的值作为角度推定部70使 用的电感，从而失调。失调时，在角度推定部70推定的感应电压振幅推定 值em与推定速度ωm间产生矛盾。

失调检测部90检测该矛盾，使伺服ON信号sv*为“L”，阻止驱动部30 通电。又，向实施例1的无位置传感器电动机控制装置外部输出伺服ON信 号sv*，使上级CPU和用户得知。上级CPU作再启动等处理，用户进行参数 变更等，从而使失调恢复原状。 (图10说明)

详细说明失调检测部90的工作。

感应电压振幅失调判断值产生部91产生预测为转子12以推定速度ωm 旋转时发生的感应电压幅度范围的上限值和下限值。图10是感应电压振幅 上限值eouth与感应电压振幅下限值eoutl相对于实施例1的推定速度ωm 的关系图。如图10所示，感应电压振幅失调判断上限值eouth截距为 EOUTH0、斜率为EOUT1的相对于推定角度ωm的线性函数。又，感应电压振 幅失调判断下限值eoutl是与ωm轴交点为EOUTL0、斜率为EOUTL1的相对 于推定角度ωm的线性函数。

在感应电压振幅推定值em位于感应电压振幅失调判断上限值eouth与 感应电压振幅失调判断下限值eoutl所表示的范围以外时，失调判断部92 判断为失调。如下式42所示，在感应电压振幅推定值em比感应电压振幅失 调判断下限值eoutl小时，判断为失调，使伺服ON信号sv*为“L”。又， 在感应电压振幅推定值em比感应电压振幅失调判断上述限值eouth大时， 也判断为失调，使伺服ON信号sv*为“L”。在上述情况以外，判断为不失 调，使伺服ON信号sv*为“H”。   sv*＝L(em＜eoutl)   sv*＝H(eoutl≤em≤eouth)   sv*＝L(em＞eouth)        …(42)

通过上述工作，实施例1的无位置传感器电动机控制装置可以高分辨 率、高精度地推定角度。又，实施例1的无位置传感器电动机控制装置，即 使相电压饱和，也可推定角度。而且，实施例1的无位置传感器电动机控制 装置，在感应电压常数变化时，也能高精度地推定角度。

在其它实施例中，在偏差ε比预定值大时，失调检测部90判断为失调， 使伺服ON信号sv*为“L”。又，在偏差ε比预定值小时，判断为无失调， 使伺服ON信号sv*为“H”。

在该实施例中，为了防止失调检测部90因单脉冲噪声引起误工作，偏 差ε比预定值大的状态，连续预定时间以上或连续预定次数以上时，才判断 为失调，使伺服ON信号sv*为“L”。这样安排更好。

下文，说明实施例1的无位置传感器电动机控制装置的效果。

已有技术的无位置传感器电动机控制装置产生3相感应电压值，根据 该感应电压值产生比较结果，根据该比较结果的逻辑用矩形波进行驱动。由 此，在通电相切换时，电流失真，产生转矩波动。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，产生感应电压基准值，采 用其与感应电压值的差即偏差ε，修正推定角度θ。而且，根据修正的推定角 度θm产生正弦波形的相电流指令值iu*、iv*、iw*，进行控制，由此，流过 正弦波状的相电流。

这样，实施例1的无位置传感器电动机控制装置采用感应电压值与感 应电压基准值的偏差ε产生推定角度θ，流过正弦波状的相电流，由此，可实 现减少转矩波动的无位置传感器电动机控制装置。

已有技术例1的无位置传感器电动机控制装置，运算各相的感应电压 值，在其0交叉中，指定角度。这样做，电气角每旋转1次，可检测6次角 度，分辨率是60度电气角。由此，若补插该角度使用，则速度急剧变化时 不能响应。又，若根据该角度产生速度进行速度控制，速度率控制响应性低。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，产生感应电压基准值，采 用与感应电压值的差即偏差ε，修正推定角度θm。该推定角度θm的修正，在 每个角度推定周期ΔT进行，因而求得的推定角度θm分辨率高，精度也高。 且，根据该推定角度θm产生的推定速度ωm精度也高。

这样，实施例1实现一种无位置传感器电动机控制装置，该装置在每 个角度推定周期ΔT求偏差ε，修正推定角度θm，由此，始终以高分辨率产生 高精度推定角度θm。

若考虑推定相固定于某个特定相，则仅能在某个特定角度附近推定角 度。例如，推定相是u相时，仅在角度0度和180度附近实现角度推定。由 此，在其它角度，因不能推定角度，推定角度θm的精度变差。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，由推定角度θm切换用于推 定的相(推定相)。该例中，产生该推定相的感应电压基准值esm，产生该推 定相的感应电压值即感应电压选择值es。采用感应电压基准值esm与感应 电压选择值es的差即偏差ε，修正推定角度θm。由此，常用对推定角度θm 的推定误差影响最明显的相的偏差ε，修正推定角度θm。

这样，实施例1由推定角度θm切换用于推定的相，由此，可实现始终 进行高精度推定角度θm推定的无位置传感器电动机控制装置。

已有技术例2的无位置传感器电动机控制装置，以流过定子绕组的相 电流与施加至定子绕组间的电压为正弦波型为前提，在d轴与q轴表示的旋 转座标系中进行控制。因此，转子速度和输出转矩增大从而所需相电压变大 时，相电压饱和，不能正确推定角度，不能实现高角速度和大的输出转矩。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，根据定子绕组各相的相电 压方程式，产生感应电压基准值esm，用其与感应电压值的差即偏差ε，修 正推定角度θm。定子绕组相电压方程式，即使相电流与相电压不是正弦波形 状也成立，因而即使相电压饱和也能推定推定角度θm。

这样，实施例1根据定子绕组各相的相电压方程式修正推定角度θm， 由此，即使相电压饱和也能产生推定角度θm，可实现以高速和大的输出转矩 驱动电动机的无位置传感器电动机控制装置。

已有技术例2的无位置传感器电动机控制装置，把电动机常数即电阻 值、d轴电感、q轴电感和感应电压常数用于方程式，推定角度。因此，一 旦驱动电动机从而电动机温度变化，永久磁铁的磁通量即变化，所以感应电 压常数变化，不能正确推定角度。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，由各相的感应电压值修正 感应电压振幅推定值em，用该感应电压振幅推定值em产生感应电压基准值 esm，求随角度误差变化的偏差ε，产生推定角度θ。这里，不由速度和感应 电压常数求感应电压值，通过从各相的相电压减去感应电压以外的成分求感 应电压振幅推定值em，因而不受感应电压常数变化的影响。

这样，实施例1通过修正感应电压振幅推定值em，可实现即使感应电 压常数变化也可产生高精度推定角度θm的无位置传感器电动机控制装置。

若考虑不检测失调的情况，失调时，即使向无位置传感器电动机控制 装置提供速度指令，但根据该速度指令，转子12不旋转。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，产生预测为转子12以推定 速度ωm旋转时发生的感应电压振幅范围的上限值eouth与下限值eoutl。 在感应电压推定值em位于该上限值eouth与下限值eoutl范围之外时，判 断为失调，使伺服ON信号sv*为“L”。由此阻止驱动部30通电。又，也 向实施例1的无位置传感器电动机控制装置的外部输出伺服ON信号sv*， 进行上级CPU再启动和用户再设定参数等。

这样，实施例1通过检测推定速度ωm与感应电压振幅推定值em的矛盾， 可实现检测失调的无位置传感器电动机控制装置。

若考虑角度推定增益为一定的情况，则因转子旋转实际增益变化。若 偏差ε的大小相同，则使超前量θp变化的量相同。这里，与高速时比较，在 低速时，每个角度推定周期ΔT，超前角度(超前量θp)小。由此，低速时， 相对于超前量θp，超前量θp变化的比例变大。由此，若低速时设定成最佳 增益，则高速时增益变小，若高速时设定成最佳增益，则低速时增益变大。 因而，不能从低速至高速均为最佳增益，使角度推定成为不稳定。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，若推定速度ωm变大，则使 比例增益κp与积分增益κi变大。因而，可从低速至高速均保持最佳增益。

这样，实施例1通过根据速度使角度推定增益变化，可实现从低速至 高速均可稳定进行角度推定的无位置传感器电动机控制装置。

又，关于角度推定限制也同样，实施例1通过根据速度使角度推定极 限变化，从而实现从低速至高速均能稳定进行角度推定的无位置传感器电动 机控制装置。

考虑不使用补偿量α的情况。不使用补偿量α时的角度推定部70虽然可 产生精度良好的推定角度θm，但多少会含有误差。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置通过预先进行实验等方法求 得该误差，制成表格，产生表示补偿推定角度θm的量的补偿量α。由此，根 据把该补偿量加至推定角度θm所得的角度，产生感应电压基准值esm，从而 补偿角度推定误差。

这样，实施例1根据补偿量α补偿角度推定误差，进而实现可精度良好 地推定角度的无位置传感器电动机控制装置。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，在逆转指令时，交换u相 电流值iu与v相电流值iv、u相电压指令值vu*与v相电压指令值vv*。由 此，其作用与改变u相定子绕组11u和v相定子绕组11v的连接相同，因而 仅用简单的软件变更即可实现逆转。

这样，实施例1通过逆转指令时彼此交换相电流值、相电压指令值， 可实现仅用简单的软件变更即容易地使转子逆转的无位置传感器电动机控制 装置。

(实施例2)

下面，说明本发明实施例2的无位置传感器电动机控制装置。实施例1 的无位置传感器电动机控制装置，由电流控制部50产生的相电压指令值 vu*、vv*、vw*，生成相电压值vu、vv、vw。实施例2的无位置传感器电动 机控制装置，附加电压传感器，直接检测相电压。于是，以高分辨率实现高 精度角度推定，即使相电压饱和也能实现角度推定，且即使感应电压常数变 化，也可实现高精度角度推定。

首先，说明实施例2的无位置传感器电动机控制装置的构成。图11是 实施例2的无位置传感器电动机控制装置的构成框图。图12是实施例2的 角度推定部的构成框图。

(图11说明)

实施例2的无位置传感器电动机控制装置，与实施例1的无位置传感 器电动机控制装置比较，附加电压传感器223u、223v、223w，分别检测定 子绕组11u、11v、11w的端电压，输出u相模拟电压值vua、v相模拟电压 值vva、w相模拟电压值vwa。又，微机222的构成与实施例1不同。该微 机222中的电流控制部250与角度推定部270与实施例1不同。又，该角度 推定部270中的相电压值产生部271与实施例1不同。

关于输入输出，与实施例1的不同点在于：电流控制部250不输出相电 压指令值vu*、vv*、vw*角度推定部270输入模拟相电压值vua、vva、vwa， 代替相电压指令值vu*、vv*、vw*。

其它构成与实施例1相同，附加相同符号省略其说明。

下文，说明实施例2的无位置传感器电动机控制装置的工作。

电压传感器223u、223v、223w检测分别加至定子绕组11u、11v、11w 的电压，产生u相模拟电压值vua、v相模拟电压值vva、w相模拟电压值vwa。 对这些模拟相电压值作适当的低通滤波处理。

(图12说明)

相电压值产生部271由模/数转换器构成，对分别为模拟值的u相模拟 电压值vua、v相模拟电压值vva、w相模拟电压值vwa作模/数变换，变换 成数字值的u相电压值vu、v相电压值vv、w相电压值vw。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置，由相电压指令值vu*、vv*、 vw*产生相电压值vu、vv、vw。实施例2的无位置传感器电动机控制装置附 加电压传感器直接检测相电压，可取得与实施例1同样的作用，因而可获得 与实施例1相同的效果。

又，实施例2通过附加电压传感器223u、223v、223w，直接检测定子 绕组11u、11v、11w的电压，提高相电压值vu、vv、vw的精度，可实现推 定角度θm的推定精度更高的无位置传感器电动机控制装置。

(图13说明)

下面，说明本发明实施例3中无位置传感器电动机控制装置。实施例1 的无位置传感器电动机控制装置产生3相的相电流指令值iu*、iv*、iw*， 并按照该相电流指令值iu*、iv*、iw*控制电流使电流流经定子绕组11u、 11v、11w。实施例3的无位置传感器电动机控制装置将相电流变换成推定角 度θm的旋转座标系中γδ轴上的γ轴电流值iγ、δ轴电流值iδ，分别使它们按 照γ轴电流指令值iγ*、δ轴电流指令值iδ*那样进行电流控制。于是，根据 流过定子绕组的电流和加给定子绕组的电压以高分辩率推定高精度的角度， 且即使相电压饱和也能推定角度。

首先，说明实施例3无位置传感器电动机控制装置的结构。图13是表 示实施例3无位置传感器电动机控制装置结构的框图。只是微型计算机(下 文简称为“微机”)322与实施例1的不同。另外，该微机322中电流控制 部350与实施例1的不同。其它结构与实施例1的相同，与实施例1相同结 构赋以相同标号并省略其说明。

(图14说明)

电流控制部350输入模拟u相电流值iua、模拟相电流iva、旋转方向 指令ωdir*、γ轴电流指令值iγ*、δ轴电流指令值iδ*、推定角度θm和推定 速度ωm，输出u相电流值iu、v相电流值iv、u相电压指令值vu*、v相电 压指令值vv*、w相电压指令值vw*和开关指令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、 gwl。

电流控制部350的构成包含：输入模拟u相电流值iua输出交换前u相 电流值iul的ADC51u；输入模拟v相电流值iva输出交换前v相电流值iul 的ADC51v；输入交换前u相电流值iul、交换前v相电流值ivl和旋转方向 指令ωdir*输出u相电流值iu和v相电流值iv的相电流值交换部52；输入 u相电流值iu、v相电流值iv和推定角度θm输出γ轴电流值iγ和δ轴电流值 iδ的三相二相变换部353；输入γ轴电流值iγ、δ轴电流值iδ、γ轴电流指令 值iγ*、δ轴电流指令值iδ*和推定速度ωm输出γ轴电压指令值vγ*和δ轴电压 指令值vδ*的电压指令值产生部354；输入γ轴电压指令值vγ*、δ轴电压指令 值vδ*和推定角度θm输出u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*和w相 电压指令值vw*的二相三相变换部355；输入u相电压指令值vu*、v相电压 指令值vv*、w相电压指令值vw*和旋转方向指令ωdir*输出交换后u相电压 指令值vu*1、交换后v相电压指令值vv*1和交换后w相电压指令值vw*1 的相电压指令值交换部56；输入交换后u相电压指令值vu*1、交换后v相 电压指令值vv*1和交换后w相电压指令值vw*1输出开关指令信号guh、gul、 gvh、gvl、gwh、gwl的PWM控制器57。

下面，说明实施例3无位置传感器电动机控制装置的工作。只是电流 控制部350的工作与实施例1的不同。其它组成部分的工作与实施例1的相 同，故省略其说明。

电流控制部350，每当设定的某个时间(电流控制周期)进行启动，按照 ADC51u、51v、相电流值交换部52、三相二相变换部353、电压指令值产生 部354、二相三相变换部355、相电压指令值交换部56、PWM控制器57的顺 序进行下面的工作，并按照γ轴电流指令值iγ*、及δ轴电流指令值iδ*控制 开关指令信号guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwl使电流流入定子绕组11u、11v、 11w。

ADC51u、51v及相电流值交换部52与实施例1的相同，故省略其说明。

三相二相变换部353将表示流入定子绕组11u、11v、11w的电流的电流 值变换为推定角度θm的旋转座标系中γδ轴上的γ轴电流值iγ和δ轴电流值 iδ。就加给定子绕组11u、11v、11w的电压而言，后述的二相三相变换部355 对三相二相变换部353的变换进行逆变换。具体而言，三相二相变换部353 按照下式(43)、(44)产生γ轴电流值iγ和δ轴电流值iδ。 iγ＝{(2)}·{iu·sin(θm+60°)+iv·sinθm}

                                   …(43) iδ＝{(2)}·{iu·cos(θm+60°)+iv·cosθm}

                                   …(44)

电压指令值产生部354用比例积分控制(PI)和非相干控制控制γ轴电压 指令值vγ*使γ轴电流值iγ如同γ轴电流指令值iγ*。而且，用比例积分控制(PI) 和非相干控制控制δ轴电压指令值vδ*使δ轴电流值iδ如同δ轴电流指令值 iδ*。

按照下式(45)，对用比例增益KPD及积分增益KID比例积分控制γ轴电 流指令值iγ*与γ轴电流值iγ的差的结果加上将γ轴电流指令值iγ*乘以一相 定子绕组平均电阻R的结果后，减去q轴电感Lq乘以角速度ωe再乘以δ轴 电流指令值iδ*的结果，并将该运算结果作为γ轴电压指令值vγ*。这里，角 速度ωe由推定速度ωm计算。 vγ*＝KPD·(iγ*-iγ)+KID·∑(iγ*-iγ)

 +R·iγ*-ωe·Lq·iδ*                …(45)

按照下式(46)，对用比例增益KPQ及积分增益KIQ比例积分控制δ轴电 流指令值iδ*与δ轴电流值iδ的差的结果加上将δ轴电流指令值iδ*乘以相电 阻R的结果后，加上d轴电感Ld乘以角速度ωe再乘以γ轴电流指令值iγ*的 结果，再加上将永久磁铁13的dq轴绕组交链磁通有效值ψ乘以角速度ωe 的结果，并将该运算结果作为δ轴电压指令值vδ*。 vδ*＝KPQ·(iδ*-iδ)+KIQ·∑(iδ*-iδ)

 +R·iδ*+ωe·Ld·iγ*+ωe·ψ        …(46)

二相三相变换部355将推定角度θm的旋转座标系的γδ轴上的γ轴电压 指令值vγ*和δ轴电压指令值vδ*变换到固定座标，产生u相电压指令值vu*、 v相电压指令值vv*和w相电压指令值vw*加给定子绕组11u、11v、11w。具 体而言，按照下式(47)、(48)、(49)进行。其中，驱动部30不能将比电源 31电压大的电压加给定子绕组11u、11v、11w，因而设定像式(15)、(17)、 (19)那样的限制。 vu*＝{(2/3)}·{vγ*·cosθm

               -vδ*·sinθm}

                             …(47) vv*＝{(2/3)}·{vγ*·cos(θm-120°)

               -vδ*·sin(θm-120°)}

                             …(48) vw*＝{(2/3)}·{vγ*·cos(θm+120°)

               -vδ*·sin(θm+120°)}

                             …(49)

相电压指令值交换部56及PWM控制器57与实施例1的工作相同，故省 略其说明。

其它结构的工作与实施例1的相同，省略其说明。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置产生3相相电流指令值iu*、 iv*、iw*，进行电流控制。按照实施例3的无位置传感器电动机控制装置， 即使在推定角度θm的旋转座标系的γδ轴上进行电流控制也能获得与实施例 1相同的作用，故具有与实施例1相同的效果。

(实施例4)

下面，说明本发明实施例4中无位置传感器电动机控制装置。实施例1 的无位置传感器电动机控制装置用精确的相电压方程求得感应电压值。而实 施例4的无位置传感器电动机控制装置采用简化的相电压方程求得感应电压 值，故能缩短角度推定的运算时间。

(图15说明)

首先，说明实施例4的无位置传感器电动机控制装置。

图15是表示实施例4中无位置传感器电动机控制装置结构的框图，图 16是表示实施例4中角度推定部结构的框图。只有微机422与实施例1的 不同。该微机422中的速度控制部440、电流控制部450和角度推定部470 与实施例1的不同。该角度推定部470中的感应电压值运算部472与实施例 1的不同。其它结构与实施例1的相同，与实施例1相同的结构赋以相同标 号并省略其说明。

速度控制部440输入模拟速度指令值ω*a和推定速度ωm，输出γ轴电压 指令值vγ*、δ轴电流指令值iδ*、电流指令振幅ia和电流指令相位βT。电 流控制部450输入模拟u相电流值iua、模拟v相电流值iva、旋转方向指 令ωdir*、γ轴电流指令值iγ*、δ轴电流指令值iδ*和推定速度ωm，输出u相 电压指令值vu*、v相电压指令值vv*、w相电压指令值vw*和开关指令信号 guh、gul、gvh、gvl、gwh、gwl。角度推定部470输入电流指令振幅ia、 电流指令相位βT、u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*、w相电压指 令值vw*和补偿量α，输出推定角度θm、推定速度ωm和感应电压振幅推定 值em。

下面，说明实施例4的无位置传感器电动机控制装置的工作。速度控 制部440及电流控制部450分别与实施例1的速度控制部40及电流控制部 50相比，只是输出不同，工作相同。感应电压值运算部472以外的组成部 分与实施例3的相同。因此，省略说明该感应电压运算部472以外的结构。

(图16说明)

感应电压值运算部472产生各相的感应电压值(u相感应电压值eu、v 相感应电压值ev、w相感应电压值ew)。对感应电压值解各相相电压方程， 并对其简化。具体而言，设定相电流值iu、iv、iw为正弦波，根据电流指 令振幅ia、电流指令相位βT产生相电流iu、iv、iw，将这代入式(26)、(27)、 (29)并加以简化，获得下式(50)、(51)、(52) eu＝vu    +R·ia·sin(θm+βT)    +1.5·(la+La)·cos(θm+βT)    -1.5·Las·cos(θm-βT)        …(50) ev＝vv    +R·ia·sin(θm+βT-120°)    +1.5·(la+La)·cos(θm+βT-120°)    -1.5·Las·cos(θm-βT-120°)  …(51) ew＝vw    +R·ia·sin(θm+βT-240°)    +1.5·(la+La)·cos(θm+βT-240°)    -1.5·Las·cos(θm-βT-240°)  …(52)

实施例1的无位置传感器电动机控制装置用精确的相电压方程求得感 应电压值。按照实施例4的无位置传感器电动机控制装置，即使采用简化了 的相电压方程也能求得感应电压值，故能获得与实施例1相同的效果。

实施例4与实施例1相比，简化了各相的相电压值，所实现的无位置 传感器电动机控制装置能缩短运算感应电压值(u相感应电压值eu、v相感 应电压值ev、w相感应电压值ew)的时间。

实施例4使用各相电流波形假定为正弦波的相电流值，因此其无位置 传感器电动机控制装置即使噪声混入电流传感器21u、21v要检测的模拟相 电流值iua、iva，这种噪声也不会影响角度的推定。

(实施例5)

下面，说明本发明实施例5中无位置传感器电动机控制装置。实施例1 的无位置传感器电动机控制装置用推定角度θm替换推定相。实施例5的无 位置传感器电动机控制装置将各相内感应电压值最小的相作为推定相。

(图17及图18说明)

首先，说明实施例5的无位置传感器电动机控制装置的结构。

图17是表示实施例5的无位置传感器电动机控制装置结构的框图，图 18是表示实施例5中角度推定部570的结构的框图。只有微机522与实施 例1的不同。该微机522中角度推定部570与实施例1的不同。其它结构与 实施例1所示的相同，与实施例1相同的结构赋以相同标号，并省略其说明。

(图19说明)

下面，说明实施例5无位置传感器电动机控制装置的工作。

推定相选择部573将各相内感应电压值最小的相作为推定相。图19是 表示实施例5中各相感应电压值与推定相特征标关系的波形图。按照下式(53) 和图19，各相内感应电压值最小的相为u相，v相感应电压值为正，而w相 感应电压值为负时，推定相特征标为0，推定相为u相。对其它情况也可从 下式(53)和图19求得推定相特征标η和推定相。

η＝0    推定相＝u相    (|eu|最小、ev＞0、ew＜0时)

η＝1    推定相＝w相    (|ew|最小、ev＞0、eu＜0时)

η＝2    推定相＝v相    (|ev|最小、ew＞0、eu＜0时)

η＝3    推定相＝u相    (|eu|最小、ew＞0、ev＜0时)

η＝4    推定相＝w相    (|ew|最小、eu＞0、ev＜0时)

η＝5    推定相＝v相    (|ev|最小、eu＞0、ew＜0时)

                                             …(53)

实施例1的无位置传感器电动机控制装置用推定角度θm替换推定相。 按照实施例5的无位置传感器电动机控制装置也可将各相内感应电压值最小 的相作为推定相，获得与实施例1相同的作用，故能得到与实施例1同样的 效果。

(实施例6)

下面，说明本发明实施例6中无位置传感器电动机控制装置。实施例1 的无位置传感器电动机控制装置根据感应电压值与感应电压基准值esm的差 修正推定角度θm。实施例6的无位置传感器电动机控制装置大大简化了相 电压方程，产生相电压基准值，求得相电压与相电压基准值的偏差，修正推 定角度θm使该偏差收敛于0。    

实施例1的无位置传感器电动机控制装置修正定子绕组各相相电压方 程系数中的感应电压振幅。而实施例6的无位置传感器电动机控制装置修正 相电压振幅。

于是，所实现的无位置传感器电动机控制装置能以高分辩率完成高精 度角度推定，相电压饱和也能推定角度，且即使电动机常数变化也能高精度 推定角度。

(图20说明)

首先，说明实施例6的无位置传感器电动机控制装置的结构。

图20是表示实施例6中无位置传感器电动机控制装置结构的框图。实 施例6无位置传感器电动机控制装置的微机622与实施例1的不同。该微机 622中的补偿量产生部660、角度推定部670和失调检测部690与实施例1 的不同。其它结构与实施例1相同，赋以相同标号并省略其说明。

在实施例1中，角度推定部70输出感应电压振幅推定值em，失调检测 部90输入该感应电压振幅推定值em。而在实施例6中，分别输入输出相电 压振幅推定值vm代替该感应电压振幅推定值em。也即，在实施例6中，角 度推定部670输出相电压振幅推定值vm，失调检测部690输入相电压振幅 推定值vm。

(图21说明)

图21是表示实施例6中角度推定部670的结构的框图。角度推定部670 包含：输入u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*和w相电压指令值vw*， 输出u相电压值vu、v相电压值vv和w相电压值vw的相电压值产生部71； 输入推定角度θm和补偿量α，输出推定相特征标η的推定相选择部73；输 入推定相特征标η和u相电压值vu、v相电压值vv和w相电压值vw，输出 相电压选择值vs的相电压选择值选择部674；输入推定相特征标η、推定 角度θm、补偿量α和相电压振幅推定值vm，输出相电压基准值vsm的相电 压基准值产生部675；输入相电压选择值vs和相电压基准值vsm，输出偏差 ε的偏差产生部676；输入推定速度ωm，输出比例增益κp、积分增益κi、比 例极限ζp和积分极限ζi的增益极限产生部77；输入推定相特征标η、偏 差ε、比例增益κp、积分增益κi、比例极限ζp和积分极限ζi、输出推定 角度θm和推定速度ωm的角度速度修正部78；输入u相电压值vu、v相电 压值vv和w相电压值vw，输出相电压振幅推定值vm的相电压振幅推定值 修正部680。

相电压振幅推定值修正部680包括：输入u相电压值vu、v相电压值vv 和w相电压值vw，输出相电压振幅运算值vc的相电压振幅运算值产生部 681；输入相电压振幅运算值vc，输出相电压振幅推定值vm的相电压振幅 推定值变更部682。

(图22说明)

图22是表示实施例6中失调检测部690的结构的框图。失调检测部690 包括：输入推定速度ωm，输出相电压振幅失调判断上限值vouth和相电压 振幅失调判断下限值voutl的相电压失调判断值产生部691；输入相电压振 幅失调判断上限值vouth、相电压振幅失调判断下限值voutl和相电压基准 值vm，输出伺服接通信号sv*的失调判断部692。

下面，说明本发明实施例6无位置传感器电动机控制装置的工作。

补偿量产生部660、角度推定部670及失调检测部690以外的其它组成 部分的工作与实施例1的相同，故省略其说明。

首先，说明实施例6无位置传感器电动机控制装置中角度推定的原理。

在dq轴中，电压方程表示为下面的式(54)。控制d轴电流值id、q轴 电流值iq时，d轴电压值vd、q轴电压值vq唯一确定，因而其电压相位 βv也唯一确定，如下式(55)所示。 vd＝R·id-ωe·Lq·iq vq＝R·iq+ωe(ψ+Ld·id)             …(54) βv＝-atan[{R·id-ωe·Lq·iq}/

       {R·iq+ωe·(ψ+Ld·id)}]

                                 …(55)

这里，产生具有该电压相位的相电压基准值vsm，对推定角度θm和作 为相电压基准值的振幅的相电压振幅推定值vm进行修正，使该相电压基准 值vsm与相电压一致。由此，实现角度的推定。

使两者一致的方法采用与实施例1同样的原理。当求电压相位时，使 用作为推定轴γδ轴上的指令值的γ轴电流指令值iγ*和δ轴电流指令值iδ*代 替使用这些电流的d轴电流值id和q轴电流值iq。且该电压相位包含在补 偿量α中。

改变检测失调的方法。当转子12旋转的速度增大时，因感应电压加大 而需要施加大的相电压。为此，加大了电流控制部50产生的相电压指令的 振幅。

在实施例1中，使用感应电压的振幅与速度成比例来检测失调。相电 压指令值的振幅也随速度而加大，因此，在实施例6中以与实施例1相同的 方法使用相电压指令值的振幅检测失调。

现在，详细说明实施例6位置传感器电动机控制装置的工作。

首先，说明补偿量产生部660。

每当电流控制部50工作结束时补偿量产生部660开始工作。该补偿量 产生部660产生补偿量α代表在角度推定部670中补偿角度推定θm的量。 该补偿量足以补偿电压相位和角度推定的误差。

先产生电压相位部分(α1)。这可使用γ轴电流指令值iγ*和δ轴电流指 令值iδ*改写式(55)，表达为下式(56)。再产生角度推定误差部分(α2)， 这与实施例1相同，如下式(57)所示。然后按下式(58)将两者的和作为补偿 量α。   α1＝-atan[{R·iγ*-ωe·Lq·iδ*}/

       {R.iδ*+ωe·(ψ+Ld·iγ*)}]     …(56)   α2＝αtable(θm％60°，ωm，iγ*，iδ*)

                                        …(57)   α＝α1+α2                               …(58)

下面，说明角度推定部670的工作。

相电压产生部71和推定相选择部73与实施例1的相同，故省略其说明。

相电压选择值选择部674将推定相的相电压值作为相电压选择值vs。 按照下式(59)，当推定相特征标η＝0或3时，将u相电压值vu作为相电 压选择值vs。当推定相特征标η＝2或5时，将v相电压值vv作为相电压 选择值vs。当推定相特征标η＝1或4时，将w相电压值vw作为相电压选 择值vs。

vs＝vu    (η＝0、3时)

vs＝vv    (η＝2、5时)

vs＝vw    (η＝1、4时)

                         …(59)

相电压基准值产生部675产生相电压基准值vsm作为推定相的相电压值 的基准值。按照下式(60)，当推定相η＝0，3时，将u相的相电压基准值(u 相电压基准值vum)作为相电压基准值vsm。当推定相η＝2，5时，将v相 的相电压基准值(v相电压基准值vvm)作为相电压基准值vsm。当推定相η ＝1，4时，将w相的相电压基准值(w相电压基准值vwm)作为相电压基准值 vsm。 vsm＝vum(η＝0、3时) vsm＝vvm(η＝2、5时) vsm＝vwm(η＝1、4时) vum＝-vm·sin(θm+α) vvm＝-vm·sin(θm+α-120°) vwm＝-vm.sin(θm+α-240°)     …(60)

偏差产生部76产生相电压选择值vs与相电压基准值vsm的偏差ε。按 照下式(61)，将相电压选择值vs减去相电压基准值vsm作为偏差ε。 ε＝vs-vsm            …(61)

增益极限产生部77及角度修正部78与实施例1的相同，故省略其说明。

相电压振幅运算值产生部681根据各相相电压值的绝对值相加的结果产 生相电压运算值vc。按照下式(62)，对u相电压值vu的绝对值、v相电压 值vv的绝对值和w相电压值的绝对值vw的相加结果乘以设定的某个系数KEC 作为相电压运算值vc。这里，系数KEC按式(40)提供，各相假定为正弦波， 乘该系数是为了将各相绝对值的和变换为振幅。 vc＝KEC·(|vu|+|vv|+|vw|)    …(62)

感应电压振幅推定值变更部682将相电压振幅运算值vc经一阶数字低 通滤波器(LPF)滤波后的值作为相电压振幅推定值vm。具体而言，变成下式 (63)。这里，vm(n)为本次相电压振幅推定值，vm(n-1)为前次相电压振幅推 定值。KLEM为低通滤波器的系数，取0至1的值，KLEM越小低通滤波器的 效果越大。 vm(n)＝KLEM·vc+(1-KLEM)·vm(n-1)

                          …(63)

(图23的说明)

下面，详细说明失调检测部690的工作。

相电压振幅失调判断值产生部691产生预测为转子以推定速度ωm旋转 时发生的相电压振幅大小范围的上限值和下限值。图23为实施例6中相电 压振幅上限值vouth和相电压振幅下限值voutl相对于推定速度ωm的关系 图。按照图23，将相电压振幅失调判断上限值vouth取作为截距为VOUTH0、 斜率为VOUTH1的相对于推定角度ωm的线性函数。将相电压振幅失调判断 下限值voutl取作与ωm轴交点为VOUTL0、斜率为VOUTL1的相对于推定角 度ωm的线性函数。

失调判断部692，当相电压振幅推定值vm在相电压振幅失调判断上限 值vouth与下限值voutl的范围外时，判断为失调。按照下式(64)，相电压 振幅推定值vm小于相电压振幅失调判断下限值voutl时，判断为失调，将 伺服接通信号sv*设为L。当相电压振幅推定值vm大于相电压振幅失调判断 上限值vouth时，判断为失调，将伺服接通信号sv*设为L。其它情况下， 判断为不失调，将伺服信号sv*设为H。 sv*＝L(vm＜voutl) sv*＝H(voutl≤vm≤vouth) sv*＝L(vm＞vouth)       …(64)

实施例1的无位置传感器电动机控制装置通过工作使感应电压值与感 应电压基准值esm的偏差收敛于0，产生推定角度θm。按照实施例6的无 位置传感器电动机控制装置也是通过工作使相电压值与相电压基准值vsm的 偏差收敛于0，作用与实施例1的相同。因此，实施例6具有与实施例1相 同的效果。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置对推定角度θm和感应电压振 幅推定值em进行修正使感应电压值与感应电压基准值相等。因此，要有运 算时间用于运算各相的感应电压值(u相感应电压值eu、v相感应电压值ev、 w相感应电压值ew)。        

实施例6的无位置传感器电动机控制装置对推定角度θm和相电压振幅 推定值vm进行修正使相电压值与相电压基准值相等。这里，由于利用电流 控制部50产生各相的相电压值(u相电压值vu、v相电压值vv、w相电压值 vw)，故在角度推定部70中不需要运算时间。

这样，实施例6所提供的无位置传感器电动机控制装置通过使相电压 值与相电压基准值vsm相等，从而实现运算时间少的角度推定。

(实施例7)

下面，说明本发明实施例7中无位置传感器电动机控制装置。实施例1 中无位置传感器电动机控制装置根据感应电压值与感应电压基准值的偏差修 正推定角度θm。实施例6中无位置传感器电动机控制装置大大简化相电压 方程，产生相电压基准值，求取相电压值与相电压基准值的偏差，按照使该 偏差收敛于0来修正推定角度θm。

本发明的要旨着眼于各相定子绕组的相电压方程，实施例1着眼于感 应电压，实施例6着眼于相电压。这样一来，本发明可作种种变化。实施例 7表示其一例，着眼于相电流。实施例7的无位置传感器电动机控制装置按 照产生相电流基准值，求得相电流与该相电流基准值的偏差，利用该偏差与 感应电压偏差相等使该偏差收敛于0，这样来修正推定角度θm。

从实施例1至6的无位置传感器电动机控制装置控制IPMSM(内置永久 磁铁同步电动机)。而实施例7的无位置传感器电动机控制装置控制SPMSM(表 面永久磁铁同步电动机)。

(图24的说明)

图24为表示实施例7中无位置传感器电动机控制装置结构框图。 SPMSM(表面永久磁铁同步电动机：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor)710设有：绕有让相电流流过的定子绕组11u、11v、11w的定子(未 图示)；与该定子相向且靠近配置的转子712。这里，定子绕组11u、11v、11w 接成Y形。该无刷电动机710的永久磁铁713配置在转子的表面，通过相电 流产生的磁通与该永久磁铁713产生的磁通相互作用，使转子712旋转。

实施例7的无位置传感器电动机控制装置，其微机722与实施例1的不 同。该微机722中的速度控制部740和角度推定部770与实施例1的不同。 其它结构与实施例1的相同，赋以同一标号，省略其说明。

(图25的说明)

图25为表示实施例7中速度控制部结构的框图。速度控制部740中的 电流指令值产生部743与实施例1的不同。速度控制部740中的其它结构与 实施例1的相同，省略其说明。

(图26的说明)

图26是表示实施例7中角度推定部结构的框图。角度推定部770包含： 输入u相电压指令值vu*、v相电压指令值vv*和w相电压指令值vw*，输出 u相电压值vu、v相电压值vv和w相电压值vw的相电压值产生部71；输入 u相电压值vu、v相电压值vv、w相电压值vw、推定角度θm、推定速度ωm、 u相电流值iu和v相电流值iv，输出u相感应电压值eu、v相感应电压值 ev、w相感应电压值ew的感应电压值运算部72；输入推定角度θm和补偿 量α，输出推定相特征标η的推定相选择部73；输入推定相特征标η、u相 电流值iu和v相电流值iv，输出相电流选择值is的相电流选择值选择部 774；输入推定相特征标η、推定角度θm、补偿量α、感应电压振幅推定值 em、u相电流值iu、v相电流值iv、u相电压值vu、v相电压值vv和w相 电压值vw，输出相电流基准值ism的相电流基准值产生部775；输入相电流 选择值is和相电流基准值ism输出偏差ε的偏差产生部776；输入推定速 度ωm、输出比例增益κp、积分增益κi、比例极限ζp和积分极限ζi的增益 极限产生部77；输入推定相特征标η、偏差ε、比例增益κp、积分增益κi、 比例极限ζp和积分极限ζi，输出推定角度θm和推定速度ωm的角度速度 修正部778；输入u相感应电压值eu、v相感应电压值ev和w相感应电压 值ew，输出感应电压振幅推定值em的感应电压振幅推定值修正部80。

感应电压振幅推定值修正部80与实施例1的相同，省略其说明。

下面，说明本发明实施例7的无位置传感器电动机控制装置的工作。

在实施例7中，除速度控制部740及角度推定部770外的其它组成部分 与实施例1的相同，省略其说明。

首先，说明速度控制部740的工作。

每当某个设定的时间起动速度控制部740，按照ADC41、转矩指令值产 生部42、电流指令值产生部743的顺序进行下面的工作，控制γ轴电流指令 值γi*和δ轴电流指令值δi*使转子712按照外部输入的模拟速度指令值ω*a 的速度旋转。

ADC21及转矩指令值产生部42的工作与实施例1的相同，省略其说明。

电流指令值产生部743产生γ轴电流指令值γi*和δ轴电流指令值δi*使 SPMSM710的输出转矩如同转矩指令值T*。

按照式(5)，把用某个设定的值KT除以转矩指令值T*的结果作为电流 指令值振幅ia。按照下式(65)，取γ轴电流指令值iγ*为0。另外，按照下式 (66)，将δ轴电流指令值iδ*作为电流指令值振幅ia。 iγ*＝0                       …(65) iδ*＝ia                      …(66)

下面，说明角度推定部770的工作。

首先，说明相电流基准值与相电流值的偏差的含义。

在SPMSM710中，u相的相电压方程表达为下式(67)。这里，vu表示u 相电压值，eu表示u相感应电压值，R表示相电阻值，iu表示u相电流值， L表示电感，d/dt表示对时间的微分。这里，u相感应电压值eu并不表示 从下述相电压方程运算后的相感应电压值eu本身。 vu＝eu+R·iu+L·d(iu)/dt    …(67)

利用一次欧拉(Euler)近似离散式(67)，再解u相电流值iu，这就是下 式(68)。iu(n)是角度推定部770本次起动时的u相电流值。iu(n-1)、 vu(n-1)、eu(n-1)分别为角度推定部770前次起动时的u相电流值iu、u相 电压值vu、u相感应电压值eu。ΔT是角度推定周期，表示角度推定部770 起动的周期。 iu(n)＝iu(n-1)  +ΔT/L·{vu(n-1)-eu(n-1)-R·iu(n-1)}

                           …(68)

感应电压值eu(n-1)表达为下式(69)。这里，e是感应电压振幅，θ(n- 1)是角度推定部770前次起动时的角度θ。感应电压的波形假定为正弦波。 eu(n-1)＝-e·sin{θ(n-1)}      …(69)

另一方面，模型化的电动机中，用下式(70)表示离散后的方程。这里， ium是u相电流基准值，eum是u相感应电压基准值。u相感应电压基准值 eum(n-1)表达为下式(71)。这里，em为感应电压振幅推定值，θm(n-1)为 角度推定部770上次起动时的推定角度θm。 ium(n)＝iu(n-1)   +ΔT/L·{vu(n-1)-eum(n-1)-R·iu(n-1)}

                            …(70) eum(n-1)＝-em·sin{θm(n-1)}    …(71) 这里，按照下式(72)，u相中取u相电流值iu与相电流基准值ium的偏差(u 相偏差εu)。然后，如果相电压方程中的电阻R和电感L适当，则u相偏差 εu与u相感应电压值和感应电压基准值的偏差成比例。但与实施例1相比， 其符号不同。 εu＝iu(n)-ium(n)    ＝-ΔT/L·{eu(n-1)-eum(n-1)}

                          …(72)

因而，能适应与实施例1相同的考虑，工作得使u相电流值iu与相电 流基准值ium相等，完成角度推定。但因偏差符号不同，故修正推定角度θ m的方向相反。

现在来详细说明角度推定部770的工作。角度推定部770每当某个设定 的周期(角度推定周期：ΔT)就起动，并按照相电压值产生部71、感应电压 值运算部72、推定相选择部73、相电流选择值选择部774、相电流基准值 产生部775、偏差产生部776、增益极限产生部77、角度速度修正部778、 感应电压振幅运算值产生部81、感应电压振幅推定值变更部82的顺序进行 下面工作，产生推定角度θm和推定速度ωm。

按照电流控制部750、补偿量产生部60、角度推定部770的顺序工作， 设定角度推定周期ΔT与电流控制周期相同。

相电流选择值选择部774将推定相的相电流值作为相电流选择值is。 按照下式(73)，当推定相特征标η＝0或3时，u相电流值iu作为相电流选 择值is。当推定相特征标η＝2或5时，v相电流值iv作为相电流选择值is。 进而当推定相特征标η＝1或4时，w相电流值iw作为相电流选择值is。

is＝iu    (η＝0、3时)

is＝iv    (η＝2、5时)

is＝iw    (η＝1、4时)

                         …(73)

相电流基准值产生部775取推定相的相电流基准值作为相电流基准值 ism。按照下式(74)，当推定相特征标η＝0或3时，将u相电流基准值ium 作为相电流基准值ism。当推定相特征标η＝2或5时，将v相电流基准值 ivm作为相电流选择值ism。进而当推定相特征标η＝1或4时，将w相电 流基准值iwm作为相电流基准值ism。u相电流基准值ium表达为式(70)，v 相电流基准值ivm及w相电流基准值iwm用下式(75)表达。

ism＝ium    (η＝0、3时)

ism＝ivm    (η＝2、5时)

ism＝iwm    (η＝1、4时)

                              …(74) ivm(n)＝iv(n-1)   +ΔT/L·{vv(n-1)-evm(n-1)-R·iv(n-1)} iwm(n)＝iw(n-1)   +ΔT/L·{vw(n-1)-ewm(n-1)-R·iw(n-1)}

                              …(75)

偏差产生部776产生偏差ε。按照下式(76)，取相电流选择值is与相 电流基准值ism的偏差作为偏差ε。 ε＝is-ism                        …(76)

增益极限产生部77与实施例1的相同，省略其说明。

角度速度修正部778修正推定角度θm使偏差ε收敛于0，并产生推定 角度ωm。

先产生表示修正方向的修正符号σ。按照下式(77)，当推定相特征标η ＝0、2、4时，取修正符号σ为1。当推定相特征标η＝1、3、5时，取修 正符号σ为-1。

推定角度θm的修正方法与实施例1的相同，省略其说明。

σ＝+1    (η＝0、2、4)

σ＝-1    (η＝1、3、5)

                          …(77)

感应电压振幅运算值产生部81及感应电压振幅推定值变更部82的工作 与实施例1的相同，故省略其说明。

实施例1的无位置传感器电动机控制装置通过进行工作使感应电压值 与感应电压基准值esm的偏差收敛于0，产生推定角度θm。按照实施例7 的无位置传感器电动机控制装置，也是进行工作使相电流值与相电流基准值 ism的偏差收敛于0，与实施例1的作用相同。因此，具有与实施例1相同 的效果。

在实施例3至实施例7中，虽根据相电压指令值vu*、vv*、vw*产生相 电压值vu、vv、vw，但按照实施例2，也可根据电压传感器直接测得的电压 产生相电压值vu、vv、vw。

在实施例2及实施例4至实施例7中，虽然产生相电流指令值iu*、iv*、 iw*控制电流，但按照实施例3，也可在作为推定角度θm的旋转座标系的γδ 轴上进行电流控制。

在实施例1至7中，虽然交换u相和v相的相电流值和相电压指令值， 但在3相电动机中，也可交换3相中任意2相的相电流值和相电压值。

为了用电流控制部控制电流，使用电流传感器测得的电流或使用电流 指令都可以，能获得同样的效果。也即，在实施例1至3及5至7中虽然将 电流传感器测得的电流代入相电压方程中，但也可以代入电流指令。相反， 在实施例4中，虽将电流指令代入相电压方程中，但也可将电流传感器测得 的电流代入该方程中。

在实施例1至7中虽利用推定角度θm改变补偿量α，但补偿量α相对 于推定角度θm也可不变化。此时，虽不能补偿所具有的周期与电周期相当 的细小推定误差，但能补偿平均推定误差。

在实施例6中，虽按照式(56)用反正切函数求得补偿量α的电压相位部 分(α1)，但也可将补偿量α的电压相位部分(α1)与角度推定的误差部分(α 2)混合，编制成补偿量α的表，再从该表直接求得补偿量α。

在实施例6中，虽根据相电压振幅推定值vm判断失调，但也可产生与 d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*相关的二维范围，当在该范围外 时判断为失调。

在实施例1至7中，虽然比例增益κp、积分增益κi、比例极限ζp和积 分ζi相对于推定速度ωm取为相似的形式，但也可以相对于推定速度ωm分 别进行设定。

在实施例1至5及实施例7中，虽然感应电压振幅运算值产生部根据感 应电压值的绝对值的和产生感应电压振幅运算值ec，但也可以对感应电压 值平方的结果相加再取平方根作为感应电压振幅运算值ec。

同样，在实施例6中，虽然相电压振幅运算值产生部根据相电压值的 绝对值的和产生相电压振幅运算值vc，但也可以对相电压值平方的结果相 加再取平方根作为相电压振幅运算值vc。

在实施例1至5及实施例7中，虽然根据3相感应电压值产生感应电压 振幅运算值ec，但也可以根据1相感应电压值求得感应电压振幅运算值ec。 此时，将3相中最大的感应电压值乘以某个系数作为感应电压振幅运算值 ec。

同样，在实施例6中，虽然根据3相的相电压值产生相电压振幅运算 值vc，但也可以根据1相的相电压值求得相电压振幅运算值vc。此时，将 3相中最大的相电压值乘以某个系数作为相电压振幅运算值vc。

在实施例1至7中，虽然假定感应电压为正弦波，但本发明也包含梯 形波等非正弦波。例如，感应电压为梯形波时，将感应电压基准值从正弦波 状换为梯形波状。

在实施例1至7中，虽然使电流控制部、补偿量产生部和角度推定部 同步，但也可使它们不同步。非同步时，需要适当改变设计，在电流控制部 进行角度速度修正部所进行的前移推定角度θm的工作。

在实施例1至7中，也可对交换后的电压指令值vu*1 vv*1 vw*1进 行空载时间补偿。在实施例1及实施例3至7中，虽然把相电压指令值vu* vv* vw*作为相电压值vu vv vw，但也可以将相电压指令值vu* vv* vw*进行无空载时间影响的补偿后的值作为相电压值vu vv vw。这样一 来，可进一步提高角度推定的精度。此时，可将从相电压值vu vv vw减 去中性点电位后的值用于推定。

在实施例1至7中，虽可将比例积分结果原封不动作为相电压指令值， 但也可以进行3次谐波叠加或2相调制。此时，可将从相电压值vu vv vw 减去中性点电位后的值用于推定。

在实施例1至6中，虽控制IPMSM，但也可控制SPMSM。相反，在实施 例7中虽控制SPMSM，但也可在相电流模型值ism的运算中考虑电感的变化， 从而控制IPMSM。

此外，也可控制同步电抗电动机(synchronous reactance motor)。由 于该同步电抗电动机无永久磁铁，故可取永久磁铁产生的感应电压为0进行 控制。如在实施例6中，式(56)取永久磁铁的dq轴绕组交链磁通的有效值 为0，按照下式(78)产生补偿量α的电压相位部分α1即可。 α1＝-atan[{R·iγ*-ωe·Lq·iδ*}/

       {R·iγ*+ωe·Ld·iδ*}]        …(78)

(发明的效果)

如上所述，按照本发明，在每一极短时间的角度推定周期求得偏差修 正推定角度，故所提供的无位置传感器电动机控装置具有始终以高分辩率产 生高精度的推定角度的有利效果。

此外，在每一极短时间的角度推定周期求得偏差并修正推定角度，从 而能跟随急速变化的角速度，故所提供的无位置传感器电动机控装置具有对 速度变化响应性良好的效果。

按照权利要求1等本发明，由于推定角度不受温度影响，故所提供的 无位置传感器电动机控装置具有在大温度范围以高精度推定转子角度的有利 效果。

按照权利要求3等本发明，由于在推定信号与测量数据之间进行运算 方面无需座标旋转，故即使在电动机定子绕组中相电压饱和且相电压等为梯 形波或矩形波等情况下，也能正确地进行角度推定，因此所提供的无位置传 感器电动机控装置具有以高速和大转矩输出驱动电动机的效果。

按照权利要求4等本发明，由于设定定子绕组中电流为正弦波进行处 理，故能简化推定角度的计算。由此，所提供的无位置传感器电动机控装置 具有用小型廉价的微处理器以短运算时间进行角度推定的效果。

另外，在定子绕组具有大的电感分量故定子绕组中相电流波形不易饱 和而定子绕组中相电压波形饱和的情况下，或相电流波形近似正弦波故定子 绕组中相电压波形饱和情况下，所提供的无位置传感器电动机控装置都具有 转子的角度推定精度高、以高速和大输出转矩驱动电动机的效果。

按照权利要求5等本发明，算出所谓角度误差的特定参数并修正推定 角度，使该角度误差变小。由此，所获得的效果是，即使在如实际电动机驱 动波形为矩形波(或梯形波)的情况下，角度推定手段具有正弦波推定模型， 算出该矩形波(或梯形波)的角度与该正弦波的角度的角度误差，对正弦波的 推定模型进行修正使角度误差变小。利用本发明可获得容易生成推定模型的 效果。

按照本发明，即使在电动机的角速度或输出转矩增大所需相电压变大， 定子绕组中各相的相电压饱和，各相的电压波形不是正弦波的情况下，也能 正确地推定角度，从而获得高角速度和大输出转矩的效果。

在本发明提供的无位置传感器电动机控装置中，转子中永久磁铁的磁 化波形是任意的。因此，对于转子中永久磁铁磁化波形是正弦波以外的波形 而感应电压具有正弦波以外的波形的电动机，本发明也能获得高精度推定转 子角度的效果。

按照权利要求6等本发明，算出所谓角度误差及振幅误差的特定参数 并修正推定角度，使该角度误差变小。

由此，所提供的无位置传感器电动机控装置具有即使在负载变化或角 速度变化的情况下，也能正确地推定角速度的效果。

按照权利要求7等本发明，对具有推定模型、推定角度为变量的函数 的系数也进行修正。由此，所提供的无位置传感器电动机控装置具有获得高 精度推定模型进行高精度角度推定的效果。

按照权利要求8等本发明，从角度推定手段的输出至角度推定手段的 反馈输入的信号线路的传输特性包含有与温度相关的参数。由此，所提供的 无位置传感器电动机控装置具有在大温度范围高精度推定转子角度的效果。

按照权利要求9等本发明，选择角度误差检测精度高的相进行角度误 差修正。由此，所提供的无位置传感器电动机控装置具有对转子的任意角度 能始终以高精度推定角度的效果。

按照权利要求10等本发明，检测出电动机转子的角度推定误差超过一 定范围(其结果例如推定角速度与实际角速度其值完全不同时)，从而例如使 电动机停止。由此，所提供的无位置传感器电动机控制装置具有能方便地解 脱电动机失控状态(失调)的效果。

按照权利要求12等本发明，使用与转子角速度具有对应关系的增益乘 以误差信号对推定模型进行修正。由此，所提供的无位置传感器电动机控装 置具有从慢角速度至快角速度能得到适当修正量、在宽速度范围内进行高角 度推定的效果。

按照权利要求14等本发明，能防止用过大的修正量修正推定信号。由 此，所提供的无位置传感器电动机控装置具有不易受噪声影响、稳定的效果。

按照权利要求15等本发明，进一步根据角速度改变修正量的上限值或 下限值。由此，所提供的无位置传感器电动机控装置具有在宽速度范围不受 噪声影响、稳定的效果。

按照权利要求16等本发明，由于具有对应于参数的补偿量的表，所提 供的无位置传感器电动机控装置具有比仅通过运算推定角度的装置以更高精 度推定角度的效果。

按照权利要求17等本发明，所提供的无位置传感器电动机控装置具有 有利用非常少的更换就能适应正转和反转，且在正转和反转时电路块或和程 序块大部分都能共用的效果。

按照权利要求18等本发明，从定子绕组的测量或运算的电压中减去感 应电压外的分量，导出感应电压。由此，所提供的无位置传感器电动机控装 置具有在大温度范围高精度推定转子角度的效果。

按照权利要求23等本发明，所获得的效果是，不必算出所有相的误差， 而是采用所谓比较各相的感应电压选择最小感应电压的相的简单方法，选择 正常状态中误差最大的相，只对该所选相运算误差，故运算时间短就可以解 决。

按照权利要求31等本发明，以定子绕组中的电流信号为基准来推定角 度。由此，推定角度不受温度变化的影响，故所提供的无位置传感器电动机 控装置具有在大温度范围高精度推定转子角度的效果。

按照权利要求43等本发明，由于使相电压值与相电压基准值相等，故 所提供的无位置传感器电动机控装置具有推定角度的运算时间少的效果。