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低压操作振荡器

阅读：905发布：2021-03-03

IPRDB可以提供低压操作振荡器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本振荡器由CMOS技术实现,包括至少为某些晶体管(M2,M4,M6)的源—槽结提供正偏的装置(L1,L2),以及限制流过该结(S－B)电流的装置(R1,R3)。本电连接装置具有降低晶体管阈值的效能,尤其是对与衬底同类型的晶体管。应用领域尤其涉及由单节光生伏打电池供电的电子表。，下面是低压操作振荡器专利的具体信息内容。

1、一种由CMOS技术实现的在低压下运行的振荡器，其特征在于包括：—至少为某些晶体管(M2，M4，M6)的源—槽结(S-B)提供正偏的 装置(L1，L2)，以及—限制流过上述结(S-B)电流的装置(R1，R3；RA到RK，DP)。

2、根据权利要求1的振荡器，其特征在于所述限流装置(R1，R3；RA 到RK，DP)至少包括一个在振荡器电源端子(VDD，VSS)之间与所述偏置 装置串接的电阻。

3、根据权利要求2的振荡器，其特征在于单个电阻(RA，RO，RL， RH，R1)接到晶体管(TN’，TP’)的源极(S)。

4、根据权利要求3的振荡器，其特征在于两个电阻(RJ，RD)分别接 到所述晶体管(TP’)的源极(S)和槽(B)。

5、根据权利要求1至4之一的振荡器，其特征在于所述限流装置包括二 极管(Da)。

6、根据权利要求1至5之一的振荡器，其特征在于对几个相同导电类型 的晶体管(M2，M4，M6)，与其所述限流装置(R1)同样适用。

7、根据权利要求6的振荡器，其特征在于在振荡器电源端子(VDD， VSS)之间所述限流装置(R1)与电容(C4)串联。

8、根据前述权利要求之一的振荡器，其特征在于其包括三个级联连接的 有反馈环路的逆变器(I1，I2，I3)，每个逆变器由一对互补晶体管(M1- M2，M3-M4，M5-M6)构成。

9、根据权利要求8的振荡器，其特征在于对每对互补晶体管，与衬底同 类型的晶体管的源极一槽结为正偏。

10、根据权利要求8和9之一的振荡器，特征在于所述最后一个逆变器 (I3)接至电平漂移装置(M7，R2)，使得振荡器的输出振幅增大。

11、根据权利要求8到10之一的振荡器，其特征在于其还包括增加振荡 器输出电流的驱动电路(M8，M9，M10)。

12、根据权利要求11的振荡器，其特征在于所述驱动电路包括一对互补 晶体管(M8，M9)，其中至少一个晶体管(M9)的源极一槽结处于正偏。

13、根据权利要求12的振荡器，其特征在于其还包括开关晶体管 (M10)，当所述端子(VDD，VSS)的电源电压超过预定值时，其使驱动电 路管(M8，M9，M10)的所述正偏失效。

说明书全文

本发明涉及低压电源操作的振荡器。更确切地说，本发明涉及用电压不超 过0.4到0.5V的能源供电的CMOS技术的振荡器。

例如上述能源可以是光生伏打电池，在某些情况下，同类设备中仅使用一 节该光生伏打电池。例如某些计时设备，诸如太阳能手表，鉴于成本和美观的 因素，仅采用一节光生伏打电池提供能源。

然而在上述应用中，为确保设备正常工作，集成电路元件的供电电源电压 一定要不低于1V，这样就必须采用升压器把光生伏打电源0.4V左右的电压变 成标准的1.2到1.3V的电压。上述升压器通常包含有一个感应线圈，该感应线 圈被交替地短接和接通到一大电容储能电路，该开关转换过程是由振荡器驱动 的。因此，只要使设备在黑暗中长时间放置后仍便于起动，该振荡器就必须在 供电电压不高于单节光生伏打电源电压的情况下能够运行。

关于上述升压器及其相关控制电路的更详细情况参见以本申请人名义申 请的待审的欧洲专利申请No97100238.1。然而应注意，本发明并不局限于上 面简述的应用，相反，其可以应用于：在由CMOS技术获得的设备中，尽管 现有电源电压低于该设备集成电路所用MOS管的阈值电压，但是仍然必须使 用振荡器。

因此，本发明的目的是提供一种由CMOS技术实现的在极低电源电压下 运行的振荡器。

因此，本发明涉及一种由CMOS技术实现的在极低电源电压下运行的振 荡器，特征在于该振荡器包括：

——至少为一些晶体管的源—漏结提供正向偏置的装置；以及

——限制流过该结电流的装置。

由于上述特点，至少构成振荡器的某个晶体管可以减小阈值电压，因而使 电源电压降低。

通过下面对例子所做的说明，以及参考附图，将更清楚本发明其它特点和 优点。

—图1为具有N型衬底和P型槽(tub)的N沟道管的截面图；

—图2和图3为图1所示晶体管的两个槽极偏置示意图；

—图4为采用P型衬底N型槽工艺的两个分别为P沟道和N沟道的晶体 管的截面图；

—图5到图9为确保用槽偏置的其它可能的组件图；

—图10是按本发明原理获得的振荡器示意图；

—图11是图10振荡器中几个信号波形图。

图1代表N沟道MOS管的截面图，其利用具有P型槽的N型衬底技术， 下述符号为：A-衬底，B-槽，D-漏极，G-栅极，S-源极，VDD- 正电源连接。上述CMOS晶体管的理论表明，如果要使该管在极低阈值电平 下工作，只要使其工作在反向低场下就够了。这可以特别通过适当确定晶体管 尺寸以及特定的宽度(表示为W)获得。按已知公式：

ID＝(IO*W/L)*exp(VG/nUT)*(exp(-VS/UT)-exp(VD/UT))

可知参数W的增加导致漏极电流ID增加，其中：W-晶体管的宽度， L-晶体管的长度，VG-栅电压，VS-源电压，VD-漏电压，VT-热动电 压。

上述公式表明，电流ID不仅可以随参数W的增加而增加，而且还依赖于 由已知电源电压VDD-VSS确定的电压VS，电压VG和VD。

图1还表明，使用N型寸底技术具有P型槽的N沟道管存在寄生因素， 其可用在源极S和基极B之间由二极管DP以及双极晶体管QN表示。双极晶 体管QN的集电极为衬底A，发射极为源极S，基极为槽B。上述寄生因素使 CMOS集成电路的设计人员把电压VS保持在正值或零以避免上述寄生因素中 的电流过大。

本发明基于的原理是，通过给槽B施加一高于源极S的电压，同时提供 把流过源极S和槽B的结电流限制在某一值的装置，可以为源极S和槽B的 结(即二极管DP)提供一定的偏置电平。

实施上述原理的组件如图2。图1所示的晶体管TN的槽B按电压VDD， 源极S通过中间限流装置即电阻RE，接电压VSS。图3是另一个组件，由电 阻RB构成限流装置，其接在槽B和电压VDD之间。在具有N型衬底和P型槽 的CMOS技术中，P沟道管的槽事实上就是衬底，例如图1中的衬底A。该 衬底是整个电路的公共端，其连接到最正的电压(VDD)上。这种情况下，不 可能为源极提供一个偏置电压高于衬底的偏置。这不是主要麻烦，因为在这种 技术中，P型管的阈值电压通常要比N型管的阈值电压低得多，因此在涉及到 P型管时，如果电源电压低就不需要采取特别的措施。

图4是具有N型槽的P型衬底的CMOS技术的两个并列管的截面图，一 管为P型晶体管TP1，另一个为N型晶体管TN’。上述涉及互补情况的意见是 在改变电压极性的条件下也是适用的。另外，在这种情况下，由于N沟道晶体 管的电荷载流子迁移率的非对称性大于P沟道晶体管，因而管子的大小是不相 同的。

因此，图4中晶体管TP’在图5中为其槽B通过中间电阻RC接电势VSS， 因而电阻RC构成限流装置的第一部分，接在槽B和电势VSS之间。上述限流 装置的第二部分由接在电势VDD和该P型管TP’源极之间的另一电阻RD构成。

图6为图5所示组件的另一种，其中电阻RC换成正向接在槽B和电势 VSS间的二极管DA。

根据在相同衬底上不同的槽内含有上述的两类管的任何一种，还可以将本 发明原理用在所谓孪生阱(twin-well)技术中。根据图7，8和9分别表示的 电路图，因此可以为上述两类槽提供偏置，图中表示的对管的各种可能的限流 装置分别由电阻RF和RJ，RH和RI以及RJ和RK构成。

图10是基于上述原理设计的振荡器实施例的例子，图中采用低阈值电 压，与图5中省略电阻RC的电路相同，采用的管子结构图如图4。

该振荡器选择原理是包含三个级联设置的逆变器11，12和13的环形振 荡器，每个逆变器由相关的两个互补管M1-M2，M3-M4及M5-M6分别构成。 各逆变器中，管的源一漏通道相互串接，并接在VSS电源线L1和VS电源线L2 之间。

管M1和M2的栅极通过反馈环路接到节点N3，N3为管M5和M6公共漏 极连接端。管M1和M2的公共漏极连接端构成节点N1，其接到管M3和M4的 栅极。管M3和M4的公共漏极连接端构成节点N2，其接到管M5和M6的栅极。

节点N1，N2和N3还分别通过中间电容器C1，C2和C3接到电压电源线 L1。

该电连接图的P型管的槽B全部接到与电源线L1连接的线L3。此外，电 源线L2通过中介电阻R1接到电源VDD，R1在本发明情况下是作为上述电连接 图中全部三个P型管M2，M4和M6的限流装置。稳压电容器C4接在线L1和 L2之间。

电阻R1电容C4结合在一定程度上减少振荡器输出端(如节点N3)的振 幅。在某些情况下，尤其是在上述的应用中，即由升压器控制振荡器的情况下， 最理想的是增加上述电连接装置，一方面，N沟道管M7和电阻R2在这里构成 电平漂移电路，另一方面，N沟道管M8和P沟道管M9构成驱动电路。

管M7的栅极接到节点N3，而其源一漏通道与电阻R2串联并接在端子VDD 和线L1之间，公共点构成节点N4。

驱动电路管M8和M9的栅极接在一起，并接到节点N4。其源—漏通道串 接在端子VDD和线L1之间。管M8和M9的漏极构成电连接装置的输出端Sout。 此外应注意，管M9的槽通过与电容C5并联的中间电阻R3接到线L1。这种连 接给管M9的槽—源极结提供了偏置，结果降低了其阈值。管M2，M4和M6 的情况与此相同。

在图10中还应注意，存在对应于截面图图4中管QP的寄生管Q1和Q2。 管Q1不要紧，因为它作为一个与管M2，M4和M6的槽—源极结并联连接的 二极管。

至于管Q2，其构成3线L1和端子VDD间的一个直接导电通路。因此最好 提供互补P型管M10以防VDD-VSS电压可能在某些情况下超过0.6V。确实，管 Q2电流对低于0.5V的低压电源不会很高。然而，对较高电压，该电流增加很大。

管M10的源—漏通道在端子VDD和线L1之间与电阻R3串接，其栅极还接 到线L1。管M10漏极和电阻R3之间的节点N5与管M9的槽B连接。相反，管 M10的槽B接到端子VDD。因此，一旦电压VDD超过管M10的导通阈值，它就 把管M9的槽接到端子VDD，因而通过管Q2抑制导通。

作为上述电路图的变种，管M2，M4和M6的限流装置可接在它们的槽B 和线L1之间，正如管M9的情况。在这种情况下可以不用电平漂移管M7。然 而，如果电源电压在0.4和0.6V之间变化，上述变种几乎不使用，这是因为在 这种情况下，振荡器频率的变化可能很大(典型达到因数75)，而在图10的 电连接装置中，在相同的电源电压变化范围内，其频率变化不超过因数4。

很明显，图6到图9的方案也可用于实现上述振荡器。

应注意，就图10中从节点N3得到的信号振幅而论，图6装置的输出信号 振幅可获得15％到20％的增加，因而图6装置是有利的。

图11代表图10电路中从几个点处得到的作为时间函数的几个信号波形 a，b和c。

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