1.多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：

包括如下步骤：

ⅰ、构建多重正交频分复用信号的标准基子波、子波以及子码元：首先将两个标准OFDM信号的基子波无缝连接成一个M-OFDM信号的标准基子波，这种连接使得所述M-OFDM信号的标准基子波的有效期为标准OFDM信号基子波的周期的2倍，其中下述内容涉及到的多重正交频分复用均简称为M-OFDM；

随后将待传输数据的二进制信息转换为对应的幅度值后赋予到上述标准基子波得到所对应的子波后，再将多个不同频率的子波在子波有效期中叠加起来，构建出多重正交频分复用—M-OFDM信号的子码元，子波有效期也是子码元的有效期，使得所述M-OFDM信号的子码元的有效期为标准OFDM信号码元的码元周期的2倍；

ⅱ、组成M-OFDM信号的码元：将上述M个子码元起始点依次移后半有效期，使各子码元依次重叠半个有效期就构成一个M-OFDM的码元，即任一M-OFDM的码元由M个子码元构成，其码元周期 其中，M为子码元个数，T为一个标准OFDM信号的码元周期；

码元中同频子波构成一个子信道，对应于OFDM相同给定的系统带宽，M-OFDM中可包含2H个子信道，而OFDM有H个子信道；

ⅲ、在信号发送端合成M-OFDM完整的码元信号，最后发送出去，完成M-OFDM的调制过程；在接收端通过解出各个子波对应的幅度，再转化为相应的二进制信息，完成M-OFDM解调过程。

2.根据权利要求1所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述方法采用展宽基子波代替M-OFDM信号的子码元中的基子波，进而构建对应的展宽子波以及展宽子码元，其中所述展宽基子波是靠训练得到的：所述展宽基子波是由前拖尾波形、主波波形以及后拖尾波形构成，其中，前拖尾波形记为Δf(t)，后拖尾波形记为Δa(t)，前拖尾区间记为Δtf，后拖尾区间记为Δta，对应的，发送端和接收端分别由不同下标t和r指出；即在发送端,第m个子码元，分别表示为，前拖尾波形记为Δftm(t)，后拖尾波形记为Δatm(t)，前拖尾区间记为Δtft，后拖尾区间记为Δtat，主波有效期记为 且Δftm(t)＝0和Δatm(t)＝0；在接收端，第m个子码元，分别表示为，前拖尾波形Δfrm(t)，后拖尾波形记为Δarm(t)，前拖尾区间记为Δtfrm，后拖尾区间记为Δtarm，主波有效期记为则发送端或接收端，所述展宽基子波的有效期 均可表示为由前拖尾区间Δtf、主波区间 以及后拖尾区间Δta连接而成的区间，即 且 位于 的中间位置上，即位于Δtf、Δta之间；

对应的，在发送端，对于第m个子码元， 时间宽度内主波为标准的余弦或正弦子波波形，记为主余弦基子波 和主正弦基子波 发送端对应的主基子波对

在接收端，对于第m个子码元， 时间宽度内主波接近标准的余弦或正弦子波波形，记为主余弦基子波为 和主正弦基子波 则接收端对应的主基子波对 其中，上述下标

(c+s)

均表示c和s,c对应于符号COS，s对应于符号sin，用于表明上述主基子波对包括和 或 和同时上述基子波波形的幅度取最大归一化值，归一化幅度用公式表示为而最大归一化幅度值为 其中a,amax分别

表示余弦的幅度和最大幅度，b,bmax分别表示正弦的幅度和最大幅度；对应的在发送端区间 中的未加载信息的展宽基子波记为 和记展宽子波为 和 或 和

其中α为抽象的符号,用于表示展宽基子波被调制，即将带有二进制信息的参数量加载到对应的展宽基子波上，符号 表示对应之意，包含相等或近似相等之意：对应的发送端或接收端的展宽主子波对记为

αψtmcωit＝amicosωit，αψtmsωit＝bmisinωit或其中，ami,bmi∈{vq,q＝1,…，Q}，即两个参数量ami或bmi随机地从量化幅度集合{vq,q＝1,…,Q}中取一个具体值，其中Q为量化等级数，Q值的决定原则遵照数字通信中通用的信噪比原则，可以用OFDM中注水方法和星座图分配方法为各个子信道和子信道内的子波赋值；由上述展宽子波对组成的展宽子码元记为 或 其中，符号α表示抽象意义上的调制。

3.根据权利要求2所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述的方法采用模拟信号接收端部分均衡的训练的方法来产生构成M-OFDM子码元的展宽基子波，进而由展宽基子波产生展宽子波、展宽子波对、展宽子码元；

为了适应对效率和解调精度的不同要求，本发明提出了1型展宽基子波和2型展宽基子波两种类型的展宽基子波，两种类型的区别在于，1型展宽基子波仅仅是对标准基子波宽度的展宽，2型展宽基子波则是通过调整附加波来进一步减小1型展宽基子波的拖尾；具体包括：令1型展宽基子波记为 2型展宽基子波记为 1型展宽子波记为

2型展宽子波记为

1型 展 宽 基 子 波 进 一 步 表 示 为 其 中，分别称为前拖尾、主波和后拖尾，它们的有效期分别是

和 t＝[t1,t2,t3]，t1只在前拖尾区间 内有效，表示为 t2只在主波区间 内有效，表示为 t3只在后拖尾区间 内有效，表示为 在发送端 设 定 在 接 收

端，在做了部分均衡后对应得到的波形是

则1型展宽基子波的有效期

进一步，1型展宽子波表示为 式中，α

代表 被加 载 了信 息， t ＝[t1,t2,t3]的 含 义与1型展宽基子波相同，1型展宽子波的有效期 对应于接收端有发送端的1型展宽子波的主波

接收端的1型展宽子波的主波

其中，ami,bmi∈{vq,q＝1,…,Q}

进一步可以建立发送端的1型展宽子波对

以及接收端1型展宽子波对

2型展宽基子波与1型展宽基子波的区别仅在于，发送前在标准正余弦波两端添加了附加波以便进一步减小拖尾，则在发送端2型展宽子波对式中 分别代表加在余弦基子波和正弦基子波前端和后端的

附加波；

在接收端2型展宽子波对

在上述展宽子波对的基础上可以构建发送端的1型和2型展宽子码元如下或

于是，在信号发送端可以构成二种待发送的M-OFDM合成波码元波形，分别是1型码元或2型码元其中：1型码元与2型码元的码元周期均是 式中m＝1,…,M，表明第m个子码元起点比第(m-1)个子码元起点延迟一个 的时间段，鉴于本发明要求控制拖尾的幅度和占整个子波的区间都很小，以下在不特别需要指明时可以忽略前后拖尾，默认 每个展宽子码元包含i＝1,…，2H个子信道，第i个子信道含有相同频率的展宽子波数为2M。

4.根据权利要求3所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：可用如下两种方法中的任意一种方法构造上述合成波码元波形：第一种是程序方法，具体是，根据训练所得到的组成波形的参数，设计计算机程序，先按公式(1)构造1型或2型子码元，再按公式(2)构造即合成波码元，所说的参数包括展宽子波1型展宽子波对 和2型展宽子波对 子码元宽度 m＝1,…,M，i＝1,…,2H；

第二种是子码元IFFT法，具体是，在宽度为宽展子码元的主波区间 内，以幅度向量(ami,bmi,i＝1,…,2H)作为IFFT的输入，其结果就是第m个区间的合成波形，再在此合成波的两端加上前后拖尾的区间Δtft和Δtat，就构成第m个发送端展宽子码元的波形，令m＝1,…,M就构造出所有展宽子码元的波形，最后按公式(2)构造出M-OFDM发送端的码元波形；这种子码元IFFT法是OFDM中码元波形构造的办法搬用到M-OFDM的子码元构造方法中。

5.根据权利要求2所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述1型展宽基子波与2型展宽基子波可通过训练得到是指：

1型展宽基子波对应采用滤波器法，用于得到的1型展宽基子波波形 设展宽之前的M-OFDM信号的第i子信道的基子波为标准的正余弦波，有效期为 令其通过一个低通或带通有限冲击响应滤波器得到对应的1型展宽基子波 依据上述展宽基子波的构成结构，则1型展宽基子波公式表示为 其具体的1型展宽基子波的训练步骤为：

设一个M-OFDM码元的合成波含有m＝1,…,M个展宽子码元，每个展宽子码元有i＝

1,…,2H个子信道并且第i个子信道含有相同频率的展宽子波数为2或说1个相同频率的展宽子波对，对于M-OFDM码元，有2H个子信道，每个子信道含有2M个展宽子波；BP(u)为有限冲击响应带通或低通频域滤波器，具体实施中视给定的系统频带而定，并要求滤波器的带宽要远大于子信道带宽并且控制滤波器的阶数不要过大，以保证拖尾在整个展宽子波占据相当小的成分，具体由实施者按照实际情况折中选择；

2型展宽基子波对应采用冲击响应试凑法，用于得到2型展宽基子波波形 根据上述1型展宽波前后拖尾的长度，分别在展宽前的标准正余弦波两端，复制宽度为Δtfa+p的部分正余弦波波形，,p≥0，将此两端波形取负值，作为附加波加到标准基子波的两端，令加了附加波的标准基子波通过上述滤波器，通过不断地调整附加波的宽度和幅度，就能得到拖尾接近零的展宽波形，其中Δtfa表示或Δtf或Δta，p为一个可调整的变量，以便使所取的附加波的宽度更适中。

6.根据权利要求2所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述的接收端的M-OFDM码元解调过程为在接收到一个码元波形之后，首先对其做信道部分均衡来恢复信号，再利用分段相干解调或分段快速傅立叶变换(FFT)解调法，从接收到的M-OFDM码元波形中解出各字段的重叠幅度向量，再用递推法将重叠的同频子波的幅度分开，就完成对M-OFDM码元波形的解调。

7.根据权利要求6所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述的部分均衡是指在接收端将因由信道造成的失真波形恢复到接近发送波形的展宽波形的方法，具体是：设信道传递函数记为H(u)，u为频率变量，也就是说H(u)是频域表示的信道模型，则部分均衡可表示为式中，Gr(u)＝FFT[gr(t)]为接收到的波形的频域表示，N(u)是噪声的频域表示，而可作为均衡后的噪声的频域表示，Gt(u)＝FFT[gt(t)]为发送波形的频域表示，当忽略噪声和由于滤波器的带限造成的拖尾时Gr(u)≈Gt(u)；做逆快速傅里叶变换得到时域波形：gr(t)＝IFFT[Gr(u)]。

8.根据权利要求6所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述的分段相干解调法，其过程是：首先，将一个码元分成M+1个字段，每个字段的区间为 忽略拖尾和主波的变形，认为每个字段中的所有子波近似为正余弦波形，是正交的，因而可构成傅里叶级数，根据傅里叶级数的原理，逐个地用宽度为字段宽度的各基子波乘该字段的子码元波形，再在该字段内做积分，就得到该字段各子波的幅度，称此种运算为相干解调，用公式形式描述如下：(1)按字段宽度 将M-OFDM码元波形分成M+1个字段(2)对第m个字段做如下运算：

令i＝1,…,2H，m＝1,…M+1，便可得到各个字段的叠加幅度向量所说的叠加幅度指的是,相邻子码元中同频子波幅度在此字段的叠加，公式表示为和 对于m＝1和m＝M+1，有 和 以及 和

9.根据权利要求6所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所说分段快速傅立叶变换(FFT)解调法，其过程是：首先，将一个码元分成M+1个字段，每个字段的区间为 每个字段中的所有子波构成一个OFDM的码元结构，于是可以用快速傅里叶变换(FFT)法求出个字段的幅度向量，用公式表示为令i＝1,…,2H，m＝1,…M+1，便可得到各个字段的叠加幅度向量，对于m＝1和m＝M+1，有 和 以及 和

10.根据权利要求6所述的多重正交频分复用调制解调方法，其特征在于：所述再用递推法将重叠的同频子波的幅度分开，其过程是：由于在子码元重叠字段得到的是两个同频同类子波幅度的叠加，即 和 以及而且ami是横跨Tm和Tm+1两个区间

子波的幅度，则可以用正向和逆向递推法得到各个子波的两次解，再进一步从两次解中优选一个，作为最后解；

所说的正向递推运算法、逆向递推运算法和优选法分述如下：

所说的正向递推法是：

(1)在 字 段 内 不 发 生 同 频 子 波 幅 度 的 叠 加，则 有 幅 度 向 量称为第1字段的前向幅度向量，向量中的幅度称为前向幅度；

(2)在 字 段 内，有 同 频 子 波 幅 度 重 叠 的 幅 度 向 量于是，做如下运算得非重叠的前向幅度向量

其中，m＝2,…,M；

所说的逆向递推法是：

(1)在 字 段 内 不 发 生 同 频 子 波 幅 度 的 叠 加，则 有 幅 度 向 量称为第M+1字段的后向幅度向量；向量中的幅度称为后向幅度；

(2)在 字 段 内，有 同 频 子 波 幅 度 重 叠 的 幅 度 向 量于是，做如下运算得非重叠的后向幅度向量

其中，m＝M,…,2；

所说的优选法是：从正向和逆向递推法所得到的结果中选优作为最后结果，具体的是：设子波幅度的量化值为 和 分别用前向子波幅度 和 及后向子波幅度 和与量化幅度比较，取最靠近量化幅度的值作为最后解。